CN101212429B - 一种多载波码分多址系统的信道估计方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多载波码分多址系统的信道估计方法，该方法包括：A、发送端将导频符号和扩频符号映射到承载正交频分多路复用(OFDM)符号的子载波上，对导频符号和扩频符号进行时分复用和发送处理，并发送给接收端；B、接收端根据保存的导频符号和收到的导频符号，确定信道当前的第一频率响应；C、接收端根据信道当前的第一频率响应，对收到的扩频符号进行信道预均衡处理；D、接收端对扩频符号进行扩频码解扩处理，对业务OFDM符号进行信道均衡处理。通过本发明解决了由于复杂多径分量引起多载波码分多址系统子载波承载信息存在相位旋转，导致信道估计算法准确度低的问题。本发明同时公开了一种多载波码分多址系统的信道估计系统。

Description

一种多载波码分多址系统的信道估计方法和系统

技术领域

本发明涉及移动通信领域，特别涉及一种多载波码分多址系统的信道估计方法和系统。

背景技术

多载波码分多址(MC-CDMA)技术是码分多址(CDMA)技术和正交频分多路复用(OFDM)技术互相融合的一种多址接入技术。在实现上，MC-CDMA系统与OFDM系统的结构十分相似，不同之处在于OFDM系统中的每路子载波携带信息不同，而MC-CDMA中部分子载波携带信息相同，实现方法是通过CDMA扩频来完成的。MC-CDMA的信道估计与均衡可以利用间插在子载波上的导频符号来完成，也可以通过CDMA上的一个导频码道来完成。在码道上实现信道估计与均衡可以避免短数据包传输时需要的大量导频符号的开销。同时，若采用优越相关特性的正交码序列，比如LS码，这种做法可以改进系统的传输性能，增强系统的抗动态能力，满足高速运动载体对数据传输的要求。

图1为现有技术MC-CDMA系统的流程示意图。如图1所示，现有技术MC-CDMA系统的发送信号包括下列步骤：

假设扩频码比特流是码长为M的双极性码序列，可表示为：

L＝(a₀，a₁，......，a_M-1)，其中a_i∈(1，-1)。

步骤10、发送端将收到的比特流进行扩频处理，形成扩频符号映射到承载OFDM符号的子载波上。扩频处理包括步骤100和步骤101。

步骤100、发送端对比特流进行符号调制，提取出业务OFDM符号。

步骤101、发送端对导频符号和业务OFDM符号进行扩频码扩频，将单独一个码道用于扩频导频符号的输出，其他码道用于扩频业务OFDM符号的输出，并将码道的扩频结果作码片求和处理，映射到承载OFDM符号的子载波上。

经扩频处理后，符号集合可表示为：

A＝{A₀，A₁，...，A_p，A_p+1，...，A_M-2，A_M-1}

步骤11、发送端对扩频处理后的扩频符号进行发送处理，并发送给接收端。发送处理包括步骤102、步骤103和步骤104。

步骤102、发送端对扩频后的样值序列A进行快速傅立叶逆变换(IFFT)处理，生成时域样值序列。

假如IFFT的点数为N，使用其中M个子载波数，则N个子载波上承载的信息可表示为：

S_K＝{S₀，S₁，......，S_N-1}＝{0，...，0，A₀，...，A_p，0，A_p+1，，...，A_M-1，0，...，0}

样值序列中的每个信息根据下列的IFFT公式变换而来：

$t_n=\frac{1}{\mathrm{sqrt}\left(N\right)}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_k{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{n}{N}k}$

其中，S_K表示频域上的样值序列，N表示IFFT的点数，n表示时域上的样值序号，k代表频域上第K个子载波分量。

步骤103、发送端将经过IFFT处理的扩频符号前面加上循环前缀CP。

样值序列可表示为：

T_N＝{t_N-CP+1，t_N-CP+2，...，t_N-1，t₀，t₁，...，t_N-CP+1，t_N-CP+2，...，t_N-1}

步骤104、发送端将样值序列进行数模变换处理和频率变换处理，并发送给接收端。

步骤12、接收端对收到的信号进行接收处理，提取出扩频符号。接收处理包括步骤105和步骤106。

步骤105、接收端将接收到的信号进行频率变换处理和模数变换处理。

步骤106、接收端将处理后的信号进行帧同步、样值同步和频率同步的处理，提取出扩频符号，生成样值序列。

步骤13、接收端对扩频符号进行快速傅里叶变换(FFT)处理。FFT处理包括步骤107和步骤108。

步骤107、接收端对提取出扩频符号进行离散傅里叶变换(DFT)窗口取值，取出该扩频符号的N个样值。

窗口取值按图2虚线所示位置进行，取得的样值序列可表示为：

T_N＝{t_m，t_m+1，...，t_N-1，t₀，t₁，...，t_m-1}

步骤108、接收端将取出的N个样值进行FFT处理。样值序列中的每个信息根据下列的FFT公式变换而来：

$X_k=\mathrm{sqrt}\left(N\right)\·\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{T}_n{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{k}{N}n}$

其中，T_N表示样值序列，N表示FFT点数，n表示第n时刻的样值序号，k代表X_k中第K个子载波分量。

经过FFT处理后的样值序列可表示为：

X_N＝{X₀，X₁，...，X_N-1}

步骤14、接收端对FFT处理后的扩频符号进行解扩处理，形成比特流输出。解扩处理包括步骤109、步骤110、步骤111和步骤112。

步骤109、接收端对扩频符号的样值序列进行扩频码解扩处理，配置一个扩频码道解扩承载的导频符号，其他扩频码道解扩承载的业务OFDM符号。

步骤110、接收端根据保存的导频符号和收到的导频信号，确定信道当前的频率响应。

步骤111、接收端根据确定的信道当前的频率响应，对收到的业务OFDM符号进行信道均衡处理。

步骤112、接收端对处理后的业务OFDM符号进行解映射，以比特流形式输出。

图2为DFT窗口取值示意图。如图2所示，

理想的DFT窗口取值是按照图中实线的位置，但是由于接收端与发射端难以做到严格同步，因此接收端的DFT窗口取值需要超前于理想的窗口取值位置，按图中虚线所示的位置进行取值。

发射端按照下列公式进行IFFT：

$t_n=\frac{1}{\mathrm{sqrt}\left(N\right)}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_k{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{n}{N}k}$

接收端按照下列公式进行FFT：

$X_k=\mathrm{sqrt}\left(N\right)\·\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{T}_n{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{k}{N}n}$

将t_n的表达式代入X_k后，在不考虑频偏的前提下得到

X_k＝S_k·e^j2πmk

由上式可见，若DFT窗口取值不是理想的DFT窗口取值，则FFT处理后的数据信息与真正的发送信息存在相位旋转，各个子载波上的信号幅度不同。DFT窗口取值位置越偏离理想的DFT窗口取值位置，则引入的相位旋转越严重。

即使按图2中实线位置取值，因为接收端与发射端难以做到严格同步，若接收端检测到比同步位置滞后的OFDM符号时，按图2实线所示的位置进行DFT窗口取数，会将下一个的符号循环前缀CP样值取到上一个OFDM符号中，引入符号间干扰。

图3为发送端和接收端不同步时理想的DFT窗口取值示意图。如图3所示，

图中“参考”的位置表示真正到达接收端的OFDM符号边界位置。“超前”的位置表示接收端检测到的OFDM符号的边界位置。此时，接收端取得的N点样值从图中的A位置开始取值，到B位置结束取值，这样与超前于理想的位置取值效果相同，会产生相位旋转。“滞后”的位置表示接收端检测到的OFDM符号边界位置滞后于参考位置。此时，接收端取得的N点样值从图中的C位置开始，到D位置结束取值，这样取得的N点样值包含了下一个OFDM符号的循环前缀CP，引入了符号间干扰。

综上所述，目前的MC-CDMA系统中，因为发送端和接收端难以做到完全同步，所以会产生相位旋转，从而引起信道估计算法精度的降低，还会造成符号间的干扰。

发明内容

本发明提供一种多载波码分多址系统的信道估计方法和系统，用以解决现有技术中存在的由于复杂多径分量引起多载波码分多址系统子载波承载信息存在相位旋转，导致信道估计算法准确度低的问题。

一种多载波码分多址系统的信道估计方法包括：

A、发送端将导频符号和扩频符号映射到承载正交频分多路复用OFDM符号的子载波上，对所述导频符号和所述扩频符号进行时分复用和发送处理，并发送给接收端，所述扩频符号包括导频符号和业务OFDM符号；

B1、接收端提取出收到的所述导频符号，并对该导频符号进行离散傅里叶变换窗口取值，对获得的样值进行快速傅里叶变换处理；

B2、所述接收端根据保存的导频符号和快速傅里叶变换处理后的所述导频符号，确定信道当前的第一频率响应；

C、接收端根据所述信道当前的第一频率响应，对收到的所述扩频符号进行信道预均衡处理；

D、接收端对信道预均衡处理后的扩频符号进行扩频码解扩处理，对所述业务OFDM符号进行信道均衡处理。

步骤A中，所述发送端将导频符号映射到承载OFDM符号的子载波上还包括：

根据所述导频符号的长度将该导频符号映射到承载OFDM符号的整个子载波上，或承载OFDM符号的部分子载波上。

步骤B之后还可以包括：

所述接收端收到下一个导频符号，根据保存的导频符号和收到的所述下一个导频符号，确定信道当前的第二频率响应

则步骤C包括：

所述接收端对所述信道当前的第一频率响应与所述信道当前的第二频率响应进行插值处理，确定信道当前的插值频率响应，根据所述信道当前的插值频率响应，对收到的所述扩频符号进行信道预均衡处理。

一种多载波码分多址系统的信道估计系统包括：

发送装置，用于将导频符号和扩频符号映射到承载OFDM符号的子载波上，对所述导频符号和所述扩频符号进行时分复用和发送处理，并发送给接收装置，所述扩频符号包括导频符号和业务OFDM符号；

接收装置，用于提取出收到的所述导频符号，并对该导频符号进行离散傅里叶变换窗口取值，对获得的样值进行快速傅里叶变换处理，根据保存的导频符号和快速傅里叶变换处理后的所述导频符号，确定信道当前的第一频率响应，根据所述信道当前的第一频率响应，对收到的所述扩频符号进行信道预均衡处理和扩频码解扩处理，对所述业务0FDM符号进行信道均衡处理。

所述发送装置包括：

扩频模块，用于将所述扩频符号映射到承载OFDM符号的子载波上；

映射模块，用于将所述导频符号映射到承载0FDM符号的子载波上；

复用模块，用于对承载所述导频符号的子载波和承载所述扩频符号的子载波进行时分复用处理；

发送模块，用于对时分复用处理后的子载波进行发送处理，并发送给接收装置。

所述映射模块还可以用于：

根据所述导频符号的长度将该导频符号映射到承载OFDM符号的整个子载波上，或承载OFDM符号的部分子载波上。

所述接收装置包括：

接收模块，用于接收所述导频符号和所述扩频符号；

信道估计模块，用于提取出收到的所述导频符号，并对该导频符号进行离散傅里叶变换窗口取值，对获得的样值进行快速傅里叶变换处理，根据保存的导频符号和快速傅里叶变换处理后的所述导频符号，确定信道当前的第一频率响应；

信道预均衡模块，用于根据所述信道当前的第一频率响应，对收到的所述扩频符号进行信道预均衡处理；

解扩模块，用于对信道预均衡处理后的所述扩频符号进行扩频码解扩处理，对所述业务OFDM符号进行信道均衡处理。

所述信道估计模块还可以用于：

在收到所述导频符号后，确定信道当前的第一频率响应前，对所述导频符号进行离散傅里叶变换窗口取值，对获得的样值进行快速傅里叶变换处理。

所述信道估计模块在收到下一个导频符号后还可以用于：

根据保存的导频符号和所述下一个导频符号，确定信道当前的第二频率响应；

则所述信道预均衡模块用于：

将所述信道当前的第一频率响应与所述信道当前的第二频率响应进行插值处理，确定信道当前的插值频率响应，根据所述信道当前的插值频率响应，对收到的所述扩频符号进行信道预均衡处理。

一种发送装置，该发送装置包括：扩频模块、映射模块、复用模块和发送模块；其中，

扩频模块，与复用模块连接，用于将扩频符号映射到承载OFDM符号的子载波上；

映射模块，与复用模块连接，用于将导频符号映射到承载OFDM符号的子载波上；

复用模块，与扩频模块、映射模块和发送模块连接，用于对承载所述导频符号的子载波和承载所述扩频符号的子载波进行时分复用处理；

发送模块，与复用模块连接，用于对时分复用处理后的子载波进行发送处理，并发送给接收装置。

一种接收装置，该接收装置包括：接收模块、信道估计模块、信道预均衡模块和解扩模块；其中，

接收模块，与信道估计模块和FFT处理模块连接，用于接收导频符号和扩频符号；

信道估计模块，与接收模块和信道预均衡模块连接，用于提取出收到的所述导频符号，并对该导频符号进行离散傅里叶变换窗口取值，对获得的样值进行快速傅里叶变换处理，根据保存的导频符号和快速傅里叶变换处理后的所述导频符号，确定信道当前的第一频率响应；

FFT处理模块，与接收模块和处理模块连接，用于对收到的扩频符号进行DFT窗口取值，取出该扩频符号的样值，生成样值序列，对该样值序列中的样值进行FFT处理，并发送给信道预均衡模块；

信道预均衡模块，与信道估计模块、FFT处理模块和解扩模块连接，用于根据所述信道当前的第一频率响应，对收到的所述扩频符号进行信道预均衡处理；

解扩模块，与信道预均衡模块连接，用于对信道预均衡处理后的所述扩频符号进行扩频码解扩处理，对业务OFDM符号进行信道均衡处理。

本发明通过发送端将导频符号和业务OFDM符号进行扩频处理形成扩频符号，将导频符号和扩频符号发送给接收端，接收端根据保存的导频符号和提取出的导频符号，确定信道当前的第一频率响应，对扩频符号进行信道预均衡处理，对扩频符号进行解扩处理，根据保存的导频符号和提取出的导频符号，确定信道当前的频率响应，对提取出的业务OFDM符号进行信道均衡处理，从而提高了信道估计算法的准确度。

附图说明

图1为现有技术MC-CDMA系统的流程示意图；

图2为DFT窗口取值示意图；

图3为发送端和接收端不同步时理想的DFT窗口取值示意图；

图4为本发明系统的连接示意图；

图5A为本发明发送装置的组成示意图；

图5B为本发明接收装置的组成示意图；

图6A为本发明信道预均衡处理过程一示意图；

图6B为本发明信道预均衡处理过程二示意图；

图7为MC-CDMA系统误码率统计曲线图；

图8为实现本发明方法的流程示意图；

图9为本发明实施例的流程示意图。

具体实施方式

针对目前MC-CDMA系统中存在的由于复杂多径分量引起多载波码分多址系统子载波承载信息存在相位旋转，导致信道估计算法准确度低的问题，本发明通过发送端将导频符号和业务OFDM符号进行扩频处理形成扩频符号，将导频符号和扩频符号发送给接收端，接收端根据保存的导频符号和提取出的导频符号，确定信道当前的第一频率响应，对扩频符号进行信道预均衡处理，对扩频符号进行解扩处理，根据保存的导频符号和提取出的导频符号，确定信道当前的频率响应，对提取出的业务OFDM符号进行信道均衡处理，从而解决了上述问题。

图4为本发明系统的连接示意图。如图4所示，本发明系统包括：发送装置10和接收装置20。

发送装置10，与接收装置20连接，用于将导频符号和扩频符号映射到承载OFDM符号的子载波上，对所述导频符号和所述扩频符号进行时分复用和发送处理，并发送接收装置20，所述扩频符号包括导频符号和业务OFDM符号。

接收装置20，与发送装置10连接，用于对收到的信号进行接收处理，提取出所述导频符号和所述扩频符号，根据保存的导频符号和提取出的所述导频符号，确定信道当前的第一频率响应，根据所述信道当前的第一频率响应，对提取出的所述扩频符号进行信道预均衡处理和扩频码解扩处理，对所述业务OFDM符号进行信道均衡处理和符号解映射。

发送装置10根据导频符号的长度，将导频符号映射到OFDM符号的整个子载波上，或OFDM符号的部分子载波上。

图5A为本发明发送装置的组成示意图。如图5A所示，本发明的发送装置10包括：扩频模块100、映射模块110、复用模块120和发送模块130。

扩频模块100，与复用模块120连接，用于对收到的比特流进行符号调制，提取出业务OFDM符号，将导频符号和提取出的业务OFDM符号进行扩频码扩频，将单独一个码道用于扩频导频符号的输出，其他码道用于扩频业务OFDM符号的输出，并将所有码道的扩频结果作码片求和处理，形成扩频符号，将该扩频符号映射到承载OFDM符号的子载波上，并发送给复用模块120。

扩频模块100的符号调制方式至少包括：双相移相键控(BPSK)、四相移相键控(QPSK)、16正交幅度调制(16QAM)和64QAM。

映射模块110，与复用模块120连接，用于根据导频符号的长度将导频符号映射到承载OFDM符号的整个子载波上，或承载OFDM符号的部分子载波上，并发送给复用模块120。

复用模块120，与扩频模块100、映射模块110和发送模块130连接，用于对收到的承载所述导频符号的子载波和承载所述扩频符号的子载波进行时分复用处理，并发送给发送模块130。

发送模块130，与接收装置20和复用模块120连接，用于对收到的承载所述导频符号的子载波和承载所述扩频符号的子载波进行IFFT处理，并在扩频符号和第一导频符号前面加上循环前缀CP，生成样值序列，对该样值序列进行数模变换处理和频率变换处理，并发送给接收装置20。

图5B为本发明接收装置的组成示意图。如图5B所示，本发明的接收装置20包括：接收模块200、信道估计模块210、FFT处理模块220、信道预均衡模块230和解扩模块240。

接收模块200，与发送装置10、信道估计模块210和FFT处理模块220连接，用于将接收到的信号进行频率变换处理和模数变换处理，并进行帧同步、样值同步和频率同步的处理，提取出扩频符号和导频符号，将导频符号发送给信道估计模块210，将扩频符号发送给FFT处理模块220。

信道估计模块210，与接收模块200和信道预均衡模块230连接，用于对收到的导频符号进行DFT窗口取值，对获得的样值进行FFT处理，根据处理后的导频符号和保存的导频符号，确定信道当前的第一频率响应，将该信道当前的第一频率响应发送给信道预均衡模块230。

FFT处理模块220，与接收模块200和处理模块230连接，用于对收到的扩频符号进行DFT窗口取值，取出该扩频符号的样值，生成样值序列，对该样值序列中的样值进行FFT处理，并发送给信道预均衡模块230。

信道预均衡模块230，与信道估计模块210、FFT处理模块220和解扩模块240连接，用于根据收到的信道当前的第一频率响应，对收到的在导频符号后提取的扩频符号进行信道预均衡处理，将处理后的扩频符号发送给解扩模块240。

解扩模块240，与信道预均衡处理模块230连接，用于对收到扩频符号进行扩频码解扩处理，配置一个扩频码道解扩承载的导频符号，其他扩频码道解扩承载的业务OFDM符号，提取出导频符号和业务OFDM符号，根据保存的导频符号和提取出的导频符号，确定信道当前的频率响应，根据确定的信道当前的频率响应对提取出的业务OFDM符号进行信道均衡处理和符号解映射，以比特流形式输出。

信道估计模块210在收到接收模块200发送的下一个导频符号后，还可以根据保存的导频符号和提取出的下一个导频符号，确定信道当前的第二频率响应，将信道当前的第二频率响应发送给信道预均衡处理模块230。

信道预均衡处理模块230收到信道当前的第二频率响应后，将收到的信道当前的第一频率响应和信道当前的第二频率响应进行插值处理，确定信道当前的插值值频率响应，根据信道当前的插值频率响应，对收到的在两个导频符号之间提取出的扩频符号进行信道预均衡处理。

图6A为本发明信道预均衡处理过程一的示意图。如图6A所示，

在进行信道预均衡处理时，需要通过导频符号确定的信道当前的第一频率响应，对在导频符号后面提取出的扩频符号进行信道预均衡处理。

图6B为本发明信道预均衡处理过程二的示意图。如图6B所示，

在进行信道预均衡处理时，需要通过两个导频符号确定信道两个频率响应，进一步确定信道当前的插值频率响应，对在两个导频符号之间提取出的扩频符号进行信道预均衡处理。

对图6B中所述的信道当前的插值频率响应是由确定的信道第一频率响应和第二频率响应作插值处理获得的，插值算法采用常规的插值处理算法，比如线性插值、样条插值等。此处的插值为频域和时域构成的二维插值空间。

图7为MC-CDMA系统误码率统计曲线图。如图7所示，

图中包含的3条曲线：方法1、方法2和方法3是在相同环境下统计获得的。仿真条件：FFT点数：512，有效子载波数：384，循环前缀CP：128，采样频率：1.6MHz，调制方式：QPSK，信道模式：多径信道+高斯信道。

多径信道为M.1225标准描述的车载信道，信道相对时延参数为〔0，310，710，1090，1730，2510〕ns；各径平均功率参数为[0，-1.0，-9.0，-10.0，-15.0，-20.0]dB，典型多普勒频谱。

Pilot_A＝{011101100100111000110110}；

Pilot_B＝{0011101110010000101100011110100110001

110001110110110011111010100101001101010110100

011111110001001101011010000010101001000001011

010100110101011011111111110110000001100100110

00100000011111001000}；

扩频增益：16

扩频码：4个，极性分别为

L1＝{0100011100010010}；

L2＝{0100100000011101}；

L3＝{0111010000100001}；

L4＝{0111101100101110}。

方法1对应现有技术MC-CDMA系统中的误码率统计结果；方法2对应本发明MC-CDMA系统中的误码率统计结果，但只有一个导频符号进行信道估计，而与业务OFDM符号扩频在一起的导频符号不进行信道估计；方法3对应本发明MC-CDMA系统中的误码率统计结果，两个导频符号分别进行信道估计。

由图中可见，方法2和方法3对应的误码率曲线明显优于方法1对应的误码率曲线，而方法3对应的误码率曲线明显优于方法2对应的误码率曲线。

图8为实现本发明方法的流程示意图。如图8所示，本发明方法包括下列步骤：

步骤800、发送端对导频符号和业务OFDM符号进行扩频码扩频将码道的扩频结果作码片求和处理，形成扩频符号，映射到承载OFDM符号的子载波上。

步骤801、发送端将导频符号映射到承载OFDM的子载波上。

步骤802、发送端分别对导频符号和扩频符号进行时分复用和发送处理，并发送给接收端。

步骤803、接收端将收到的信号进行接收处理，提取出导频符号和扩频符号，对该导频符号进行DFT窗口取值和FFT处理，根据保存的导频符号和提取出的所述第一导频符号，确定信道当前的第一频率响应。

步骤804、接收端对提取出的扩频符号进行DFT窗口取值和FFT处理。

步骤805、接收端根据确定的信道当前的第一频率响应，对提取出的扩频符号进行信道预均衡处理。

步骤806、接收端对信道预均衡处理后的扩频符号进行解扩处理，配置一个扩频码道解扩承载的导频符号，其他扩频码道解扩承载的业务OFDM符号，提取出导频符号和业务OFDM符号，根据保存的导频符号和提取出的导频符号，确定信道当前的频率响应，根据所述信道当前的频率响应对所述业务OFDM符号进行信道均衡处理和符号解映射，以比特流形式输出。

接收端还可以将收到的信号进行接收处理，提取出下一个导频符号，并确定信道当前的第二频率响应，则步骤805中，接收端将确定的信道当前的第一频率响应和确定信道当前的第二频率响应进行插值处理，确定信道当前的插值频率响应，根据信道当前的插值频率响应，对两个导频符号之间提取出的扩频符号进行信道预均衡处理。

图9为本发明实施例的流程示意图。如图9所示，本实施例包括下列步骤：

假设扩频码是码长为M的双极性码序列，可表示为：

L＝(a₀，a₁，......，a_M-1)，其中a_i∈(1，-1)

步骤90、发送端将收到的比特流进行扩频处理，形成扩频符号映射到承载OFDM符号的子载波上，执行步骤92。扩频处理包括步骤900和步骤901。

步骤900、发送端对比特流进行符号调制，提取出业务OFDM符号。

步骤901、发送端对导频符号和业务OFDM符号进行扩频码扩频，将单独一个码道用于扩频导频符号的输出，其他码道用于扩频业务OFDM符号的输出，并将所有码道的扩频结果作码片求和处理，将扩频符号映射到承载OFDM符号的子载波上。

经扩频处理后，符号集合可表示为：

A＝{A₀，A₁，...，A_p，A_p+1，...，A_M-2，A_M-1}

步骤91、发送端将导频符号映射到承载OFDM符号的子载波上。

步骤92、发送端将承载扩频符号和导频符号的子载波进行时分复用处理。

步骤93、发送端承载扩频符号和导频符号的子载波进行发送处理，并发送给接收端。发送处理包括步骤902、步骤903和步骤904。

步骤902、发送端分别从承载扩频符号和导频符号的子载波中提取出M个符号，将其映射为N点，进行IFFT处理。

假如IFFT的点数为N，使用其中M个子载波数，则对扩频符号处理后，N个子载波上承载的信息可表示为：

S_K＝{S₀，S₁，......，S_N-1}＝{0，...，0，A₀，...，A_p，0，A_p+1，，...，A_M-1，0，...，0}对导频符号处理后，N个子载波上承载的信息可表示为：

S_K＝{S₀，S₁，...，S_N-1}＝{0，...，0，b₀，...，b_p，0，b_p+1，，...，b_M-1，0，...，0}样值序列中的每个信息根据下列公式进行IFFT：

$t_n=\frac{1}{\mathrm{sqrt}\left(N\right)}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_k{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{n}{N}k}$

其中，S_K表示频域上的样值序列，N表示IFFT的点数，n表示时域上的样值序号，k代表频域上第K个子载波分量。

步骤903、发送端将经过IFFT处理的扩频符号和导频符号前面加上循环前缀CP。

则扩频符号和导频符号的样值序列可表示为：

T_N＝{t_N-CP+1，t_N-CP+2，...，t_N-1，t₀，t₁，...，t_N-CP+1，t_N-CP+2，...，t_N-1}

步骤904、发送端将扩频符号和导频符号的样值序列进行数模变换处理和频率变换处理，并发送给接收端。

步骤94、接收端对收到的信号进行接收处理，提取出导频符号和扩频符号。接收处理包括步骤905和步骤906。

步骤905、接收端将接收到的信号进行频率变换处理和模数变换处理。

步骤906、接收端将处理后的信号进行帧同步、样值同步和频率同步的处理，提取出扩频符号和导频符号。

步骤95、接收端对提取出的导频符号进行DFT窗口取值，对获得的样值进行FFT处理，根据处理后的导频符号和保存的导频符号，确定信道当前的第一频率响应，执行步骤97。

按图2虚线所示位置提取出的导频符号，其符号序列可表示为：

T_N＝{t_m，t_m+1，...，t_N-1，t₀，t₁，...，t_m-1}

根据下列公式进行FFT：

$X_k=\mathrm{sqrt}\left(N\right)\·\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{T}_n{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{k}{N}n}$

其中，T_N表示样值序列，N表示FFT的点数，n表示第n时刻的样值序号，k代表X_k中第K个子载波分量。

取出承载导频符号子载波上的数据，可表示为：

X_N＝{X₀，X，...，X_m-1，X_m，X_m+1，...，X_N-1}

按照以下公式确定信道当前的相应频率：

$H\left(f\right)=\frac{X_N}{B_N}$

其中，X_N表示承载导频符号子载波上的接收数据，B_N表示接收端保存的导频符号。

步骤96、接收端对扩频符号进行FFT处理。FFT处理包括步骤907和步骤908。

步骤907、接收端对提取出的扩频符号进行DFT窗口取值，取出该扩频符号的N个样值，生成样值序列。

按图2虚线所示位置提取样值序列，样值序列可表示为：

T_N＝{t_m，t_m+1，...，t_N-1，t₀，t₁，...，t_m-1}

步骤908、接收端将取出的N个样值进行FFT处理。

根据下列公式进行FFT处理：

$X_k=\mathrm{sqrt}\left(N\right)\·\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{T}_n{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{k}{N}n}$

其中，T_N表示样值序列，N表示FFT的点数，n表示第n时刻的样值序号，k代表X_k中第K个子载波分量。

经过FFT处理后的样值序列可表示为：

R(f)＝{X₀，X₁，...，X_N-1}

步骤97、接收端通过信道当前的第一频率响应对在导频符号后提取出的扩频符号进行信道预均衡处理。

根据下列公式进行信道预均衡处理：

R‘(f)＝R(f)×H^*(f)  或 $R^{\′}\left(f\right)=\frac{R\left(f\right)\×H^{*\left(f\right)}}{{\left|H\left(f\right)\right|}^2}$

其中，R(f)表示业务OFDM符经过FFT处理后的结果，H(f)表示信道当前的频率响应，H^*(f)是H(f)的共轭，R‘(f)表示扩频符号经预均衡后的结果。

步骤98、接收端对FFT处理后的扩频符号进行解扩处理，形成比特流输出。解扩处理包括步骤909、步骤910、步骤911和步骤912。

步骤909、接收端对扩频符号的样值序列进行扩频码解扩处理，配置一个扩频码道解扩承载的导频符号，其他扩频码道解扩承载的业务OFDM符号。

步骤910、接收端根据保存的导频符号和收到的导频信号，确定信道当前的频率响应。

步骤911、接收端根据确定的信道当前的频率响应，对收到的业务OFDM符号进行信道均衡处理。

步骤912、接收端对处理后的业务OFDM符号进行解映射，以比特流形式输出。

在步骤94中，接收端提取出下一个导频符号后，则步骤95中，接收端根据保存的导频符号和提取出的下一个导频符号，确定信道当前的第二频率响应，则步骤97中，接收端还可以将信道当前的第一频率响应H₁(f，t₁)与导信道当前的第二频率响应H₂(f，t₂)进行插值处理，确定信道当前的插值频率响应H(f，t)。对于常规的线性插值方法，H(f，t)可表示为

$H(f,t)=H_1(f,t_1)+t\×\frac{H_2(f,t_2)-H_1(f,t_1)}{t_2-t_1},$ 其中0≤t≤t₂-t₁

根据H(f，t)对步骤94中的两个导频符号之间提取出的扩频符号进行信道预均衡处理。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (11)

1.一种多载波码分多址系统的信道估计方法，其特征在于，该方法包括：

A、发送端将导频符号和扩频符号映射到承载正交频分多路复用OFDM符号的子载波上，对所述导频符号和所述扩频符号进行时分复用和发送处理，并发送给接收端，所述扩频符号包括导频符号和业务OFDM符号；

B1、接收端提取出收到的所述导频符号，并对该导频符号进行离散傅里叶变换窗口取值，对获得的样值进行快速傅里叶变换处理；

B2、所述接收端根据保存的导频符号和快速傅里叶变换处理后的所述导频符号，确定信道当前的第一频率响应；

C、接收端根据所述信道当前的第一频率响应，对收到的所述扩频符号进行信道预均衡处理；

D、接收端对信道预均衡处理后的扩频符号进行扩频码解扩处理，对所述业务OFDM符号进行信道均衡处理。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤A中，所述发送端将导频符号映射到承载OFDM符号的子载波上还包括：

根据所述导频符号的长度将该导频符号映射到承载OFDM符号的整个子载波上，或承载OFDM符号的部分子载波上。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤B之后还包括：

所述接收端收到下一个导频符号，根据保存的导频符号和收到的所述下一个导频符号，确定信道当前的第二频率响应；

则步骤C包括：

所述接收端对所述信道当前的第一频率响应与所述信道当前的第二频率响应进行插值处理，确定信道当前的插值频率响应，根据所述信道当前的插值频率响应，对收到的所述扩频符号进行信道预均衡处理。

4.一种多载波码分多址系统的信道估计系统，其特征在于，该系统包括：

发送装置，用于将导频符号和扩频符号映射到承载OFDM符号的子载波上，对所述导频符号和所述扩频符号进行时分复用和发送处理，并发送给接收装置，所述扩频符号包括导频符号和业务OFDM符号；

接收装置，用于提取出收到的所述导频符号，并对该导频符号进行离散傅里叶变换窗口取值，对获得的样值进行快速傅里叶变换处理，根据保存的导频符号和快速傅里叶变换处理后的所述导频符号，确定信道当前的第一频率响应，根据所述信道当前的第一频率响应，对收到的所述扩频符号进行信道预均衡处理和扩频码解扩处理，对所述业务OFDM符号进行信道均衡处理。

5.如权利要求4所述的系统，其特征在于，所述发送装置包括：

扩频模块，用于将所述扩频符号映射到承载OFDM符号的子载波上；

映射模块，用于将所述导频符号映射到承载OFDM符号的子载波上；

复用模块，用于对承载所述导频符号的子载波和承载所述扩频符号的子载波进行时分复用处理；

发送模块，用于对时分复用处理后的子载波进行发送处理，并发送给接收装置。

6.如权利要求5所述的系统，其特征在于，所述映射模块还用于：

根据所述导频符号的长度将该导频符号映射到承载OFDM符号的整个子载波上，或承载OFDM符号的部分子载波上。

7.如权利要求4所述的系统，其特征在于，所述接收装置包括：

接收模块，用于接收所述导频符号和所述扩频符号；

信道估计模块，用于提取出收到的所述导频符号，并对该导频符号进行离散傅里叶变换窗口取值，对获得的样值进行快速傅里叶变换处理，根据保存的导频符号和快速傅里叶变换处理后的所述导频符号，确定信道当前的第一频率响应；

信道预均衡模块，用于根据所述信道当前的第一频率响应，对收到的所述扩频符号进行信道预均衡处理；

解扩模块，用于对信道预均衡处理后的所述扩频符号进行扩频码解扩处理，对所述业务OFDM符号进行信道均衡处理。

8.如权利要求7所述的系统，其特征在于，所述信道估计模块还用于：

在收到所述导频符号后，确定信道当前的第一频率响应前，对所述导频符号进行离散傅里叶变换窗口取值，对获得的样值进行快速傅里叶变换处理。

9.如权利要求8所述的系统，其特征在于，所述信道估计模块在收到下一个导频符号后还用于：

根据保存的导频符号和所述下一个导频符号，确定信道当前的第二频率响应；

则所述信道预均衡模块用于：

将所述信道当前的第一频率响应与所述信道当前的第二频率响应进行插值处理，确定信道当前的插值频率响应，根据所述信道当前的插值频率响应，对收到的所述扩频符号进行信道预均衡处理。

10.一种发送装置，其特征在于，该发送装置包括：扩频模块、映射模块、复用模块和发送模块；其中，

扩频模块，与复用模块连接，用于将扩频符号映射到承载OFDM符号的子载波上；

映射模块，与复用模块连接，用于将导频符号映射到承载OFDM符号的子载波上；

复用模块，与扩频模块、映射模块和发送模块连接，用于对承载所述导频符号的子载波和承载所述扩频符号的子载波进行时分复用处理；

发送模块，与复用模块连接，用于对时分复用处理后的子载波进行发送处理，并发送给接收装置。

11.一种接收装置，其特征在于，该接收装置包括：接收模块、信道估计模块、信道预均衡模块和解扩模块；其中，

接收模块，与信道估计模块和FFT处理模块连接，用于接收导频符号和扩频符号；

信道估计模块，与接收模块和信道预均衡模块连接，用于提取出收到的所述导频符号，并对该导频符号进行离散傅里叶变换窗口取值，对获得的样值进行快速傅里叶变换处理，根据保存的导频符号和快速傅里叶变换处理后的所述导频符号，确定信道当前的第一频率响应；

FFT处理模块，与接收模块和处理模块连接，用于对收到的扩频符号进行DFT窗口取值，取出该扩频符号的样值，生成样值序列，对该样值序列中的样值进行FFT处理，并发送给信道预均衡模块；

信道预均衡模块，与信道估计模块、FFT处理模块和解扩模块连接，用于根据所述信道当前的第一频率响应，对收到的所述扩频符号进行信道预均衡处理；

解扩模块，与信道预均衡模块连接，用于对信道预均衡处理后的所述扩频符号进行扩频码解扩处理，对业务OFDM符号进行信道均衡处理。

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