JP2000341236A - Ｏｆｄｍ信号受信装置、ｏｆｄｍ信号通信システム及びその通信制御方法 - Google Patents
Ｏｆｄｍ信号受信装置、ｏｆｄｍ信号通信システム及びその通信制御方法Info
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- JP2000341236A JP2000341236A JP11152624A JP15262499A JP2000341236A JP 2000341236 A JP2000341236 A JP 2000341236A JP 11152624 A JP11152624 A JP 11152624A JP 15262499 A JP15262499 A JP 15262499A JP 2000341236 A JP2000341236 A JP 2000341236A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 回路規模を増大することなく、信頼性の高い
データ伝送を行う。 【解決手段】 本発明のOFDM信号通信システムは、OFDM
送信機１０とOFDM受信機１１とを備える。OFDM受信機１
１は、OFDM送信機１０からのOFDM信号を受信するアンテ
ナ１６と、受信したＲＦ信号をベースバンド信号に周波
数変換する周波数変換器１７と、周波数変換器１７に局
部発振信号を供給する局部発振器１８と、ベースバンド
信号を標本化する標本化器１９と、標本化器１９の出力
信号を用いて、キャリア周波数の誤差とタイミング誤差
を検出する周波数誤差＆タイミング誤差推定器２０と、
標本化器１９が出力する時間領域信号を周波数領域信号
に変換する高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）２１とを有す
る。周波数誤差＆タイミング誤差推定器２０は、OFDM信
号のキャリア周波数の誤差とサンプリングタイミングの
誤差を推定し、その推定結果を利用して、局部発振器１
８とFFTを制御する。
データ伝送を行う。 【解決手段】 本発明のOFDM信号通信システムは、OFDM
送信機１０とOFDM受信機１１とを備える。OFDM受信機１
１は、OFDM送信機１０からのOFDM信号を受信するアンテ
ナ１６と、受信したＲＦ信号をベースバンド信号に周波
数変換する周波数変換器１７と、周波数変換器１７に局
部発振信号を供給する局部発振器１８と、ベースバンド
信号を標本化する標本化器１９と、標本化器１９の出力
信号を用いて、キャリア周波数の誤差とタイミング誤差
を検出する周波数誤差＆タイミング誤差推定器２０と、
標本化器１９が出力する時間領域信号を周波数領域信号
に変換する高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）２１とを有す
る。周波数誤差＆タイミング誤差推定器２０は、OFDM信
号のキャリア周波数の誤差とサンプリングタイミングの
誤差を推定し、その推定結果を利用して、局部発振器１
８とFFTを制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交配置された複
数の搬送波（キャリア）信号で構成されるOFDM(Orthogo
nal Frequency Division Multiplexing)信号を用いてデ
ータの送受信を行うOFDM信号受信装置に関する。
数の搬送波（キャリア）信号で構成されるOFDM(Orthogo
nal Frequency Division Multiplexing)信号を用いてデ
ータの送受信を行うOFDM信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、音声や映像もしくはデータ等のデ
ィジタル情報を伝送するOFDM信号通信システムの開発が
進められており、携帯電話等の移動体においてもディジ
タル通信が主流になりつつある。
ィジタル情報を伝送するOFDM信号通信システムの開発が
進められており、携帯電話等の移動体においてもディジ
タル通信が主流になりつつある。
【０００３】移動体通信では、ビル等の建築物やその他
の反射物による複数の反射波（マルチパス）の影響を考
慮する必要がある。つまり、受信点には、複数の送信局
からの電波が到達する。このようなマルチパスの現象
は、信号に歪みを生じさせ、受信品質を劣化させる大き
な原因となる。
の反射物による複数の反射波（マルチパス）の影響を考
慮する必要がある。つまり、受信点には、複数の送信局
からの電波が到達する。このようなマルチパスの現象
は、信号に歪みを生じさせ、受信品質を劣化させる大き
な原因となる。
【０００４】また、マルチメディア情報等を扱うOFDM信
号通信システムでは、多様な要求品質への対応が求めら
れる。たとえば、小型な携帯情報端末を用いたマルチメ
ディア・ディジタル通信では、任意の地点から網等に接
続する移動通信の利便性を有しつつ、信頼性の高い信号
伝送が必要となる。
号通信システムでは、多様な要求品質への対応が求めら
れる。たとえば、小型な携帯情報端末を用いたマルチメ
ディア・ディジタル通信では、任意の地点から網等に接
続する移動通信の利便性を有しつつ、信頼性の高い信号
伝送が必要となる。
【０００５】移動体通信に限らず、ディジタル通信で
は、送信機から伝送される情報を復元するために、周波
数同期やタイミング同期を確立する必要がある。特に、
移動体通信では、受信状態が変動するため、同期処理が
不可欠であるが、同期を取るには、ある程度の時間を要
する。同期がはずれた状態では、情報の復元は、不可能
となるため、同期がはずれた場合の回復のためにも、高
速な周波数同期およびタイミング同期が必要となる。
は、送信機から伝送される情報を復元するために、周波
数同期やタイミング同期を確立する必要がある。特に、
移動体通信では、受信状態が変動するため、同期処理が
不可欠であるが、同期を取るには、ある程度の時間を要
する。同期がはずれた状態では、情報の復元は、不可能
となるため、同期がはずれた場合の回復のためにも、高
速な周波数同期およびタイミング同期が必要となる。
【０００６】マルチメディア情報等を扱うOFDM信号通信
システムでは、伝送される信号がバースト的に発生する
ため、パケット通信に適している。パケット通信では、
時分割多元接続（TDMA）のように一定の周期ではなくラ
ンダムにパケットが送信される。このため、パケット毎
に同期を確立する必要があり、短い時間で同期を確立し
なければならない。さらに、マルチメディア情報を取り
扱う携帯情報端末では、小型化の観点から高精度発振器
の使用が困難であるため、高性能のキャリア周波数同期
法を適用する必要がある。
システムでは、伝送される信号がバースト的に発生する
ため、パケット通信に適している。パケット通信では、
時分割多元接続（TDMA）のように一定の周期ではなくラ
ンダムにパケットが送信される。このため、パケット毎
に同期を確立する必要があり、短い時間で同期を確立し
なければならない。さらに、マルチメディア情報を取り
扱う携帯情報端末では、小型化の観点から高精度発振器
の使用が困難であるため、高性能のキャリア周波数同期
法を適用する必要がある。
【０００７】ところで、マルチパス伝搬路における遅延
波の影響を低減する有効な方法として、OFDM(Orthogona
l Frequency Division Multiplexing)がある。OFDMは、
伝送情報を分割して複数の低速なディジタル信号を生成
し、その複数信号で直交関係にあるサブキャリアを独立
に変調する方式である。マルチキャリアを用いた並列伝
送によって、信号伝送速度を低くでき、さらに、OFDM特
有のガード区間を設けることによって、単一キャリア変
調方式と比べて遅延波の影響を低減することができる。
波の影響を低減する有効な方法として、OFDM(Orthogona
l Frequency Division Multiplexing)がある。OFDMは、
伝送情報を分割して複数の低速なディジタル信号を生成
し、その複数信号で直交関係にあるサブキャリアを独立
に変調する方式である。マルチキャリアを用いた並列伝
送によって、信号伝送速度を低くでき、さらに、OFDM特
有のガード区間を設けることによって、単一キャリア変
調方式と比べて遅延波の影響を低減することができる。
【０００８】以下にOFDM方式の概要について説明する。
【０００９】図２１は送信側に用いられるOFDM変調装置
の構成を示すブロック図である。OFDM変調装置には、送
信データが入力される。この送信データは、シリアル／
パラレル変換部２０１に供給されて、低速な複数の伝送
シンボルからなるデータに変換される。つまり、伝送情
報を分割して、複数の低速なディジタル信号を生成す
る。このパラレルデータは、逆高速フーリエ変換（IFF
T）部２０２に供給される。
の構成を示すブロック図である。OFDM変調装置には、送
信データが入力される。この送信データは、シリアル／
パラレル変換部２０１に供給されて、低速な複数の伝送
シンボルからなるデータに変換される。つまり、伝送情
報を分割して、複数の低速なディジタル信号を生成す
る。このパラレルデータは、逆高速フーリエ変換（IFF
T）部２０２に供給される。
【００１０】パラレルデータは、OFDMを構成する各サブ
キャリアに割り当てられ、周波数領域においてマッピン
グされる。ここで、各サブキャリアに対してBPSK、QPS
K、16QAM、64QAM等の変調が施される。マッピングデー
タは、IFFT演算を施すことによって、周波数領域の送信
データから時間領域の送信データに変換される。これに
より、互いに直交する関係にある複数のサブキャリアが
それぞれ独立に変調されたマルチキャリア変調信号が生
成される。IFFT部２０２の出力は、ガードインターバル
付加部２０３に供給される。
キャリアに割り当てられ、周波数領域においてマッピン
グされる。ここで、各サブキャリアに対してBPSK、QPS
K、16QAM、64QAM等の変調が施される。マッピングデー
タは、IFFT演算を施すことによって、周波数領域の送信
データから時間領域の送信データに変換される。これに
より、互いに直交する関係にある複数のサブキャリアが
それぞれ独立に変調されたマルチキャリア変調信号が生
成される。IFFT部２０２の出力は、ガードインターバル
付加部２０３に供給される。
【００１１】ガードインターバル付加部２０３は、図２
２に示すように、伝送データの有効シンボルの後部をガ
ードインターバルとして、伝送シンボル毎に有効シンボ
ル期間の前部にコピーを付加する。このガードインター
バル付加部で得られたベースバンド信号は、直交変調部
２０４に供給される。
２に示すように、伝送データの有効シンボルの後部をガ
ードインターバルとして、伝送シンボル毎に有効シンボ
ル期間の前部にコピーを付加する。このガードインター
バル付加部で得られたベースバンド信号は、直交変調部
２０４に供給される。
【００１２】直交変調部２０４は、ガードインターバル
付加部２０３から供給されるベースバンドOFDM信号に対
して、OFDM変調装置の局部発振器２０５から供給される
キャリア信号を用いて、直交変調を施し、中間周波数
（ＩＦ）信号もしくは無線周波数（ＲＦ）信号に周波数
変換する。すなわち、直交変調部は、ベースバンド信号
を所望の伝送周波数帯域に周波数変換した後に伝送路に
出力する。
付加部２０３から供給されるベースバンドOFDM信号に対
して、OFDM変調装置の局部発振器２０５から供給される
キャリア信号を用いて、直交変調を施し、中間周波数
（ＩＦ）信号もしくは無線周波数（ＲＦ）信号に周波数
変換する。すなわち、直交変調部は、ベースバンド信号
を所望の伝送周波数帯域に周波数変換した後に伝送路に
出力する。
【００１３】図２３は、受信側に用いられるOFDM復調装
置の構成を示すブロック図である。OFDM復調装置には、
図２１のOFDM変調装置によって生成されたOFDM信号が所
定の伝送路を介して入力される。
置の構成を示すブロック図である。OFDM復調装置には、
図２１のOFDM変調装置によって生成されたOFDM信号が所
定の伝送路を介して入力される。
【００１４】このOFDM復調装置に入力されたOFDM受信信
号は、直交復調部２１１に供給される。直交復調部２１
１は、OFDM受信信号に対して、OFDM復調装置の局部発振
器２１２から供給されるキャリア信号を用いて直交復調
を施し、ＲＦ信号もしくはＩＦ信号からベースバンド信
号に周波数変換し、ベースバンドOFDM信号を得る。この
OFDM信号は、ガードインターバル除去部２１３に供給さ
れる。
号は、直交復調部２１１に供給される。直交復調部２１
１は、OFDM受信信号に対して、OFDM復調装置の局部発振
器２１２から供給されるキャリア信号を用いて直交復調
を施し、ＲＦ信号もしくはＩＦ信号からベースバンド信
号に周波数変換し、ベースバンドOFDM信号を得る。この
OFDM信号は、ガードインターバル除去部２１３に供給さ
れる。
【００１５】ガードインターバル除去部２１３は、OFDM
変調装置のガードインターバル付加部２０３で付加され
た信号を、図示しないシンボルタイミング同期部から供
給されるタイミング信号に従って除去する。このガード
インターバル除去部２０３で得られた信号は、高速フー
リエ変換（ＦＦＴ）部２１４に供給される。
変調装置のガードインターバル付加部２０３で付加され
た信号を、図示しないシンボルタイミング同期部から供
給されるタイミング信号に従って除去する。このガード
インターバル除去部２０３で得られた信号は、高速フー
リエ変換（ＦＦＴ）部２１４に供給される。
【００１６】ＦＦＴ部２１４は、入力される時間領域の
受信データをＦＦＴすることによって周波数領域の受信
データに変換する。さらに周波数領域においてデマッピ
ングされ、各サブキャリア毎にパラレルデータが生成さ
れる。ここで、各サブキャリアに施されたBPSK、QPSK、
16QAM、64QAM等の変調に対する復調がなされたことにな
る。ＦＦＴ部２１４で得られたパラレルデータは、パラ
レル／シリアル変換部２１５に供給されて、受信データ
として出力される。
受信データをＦＦＴすることによって周波数領域の受信
データに変換する。さらに周波数領域においてデマッピ
ングされ、各サブキャリア毎にパラレルデータが生成さ
れる。ここで、各サブキャリアに施されたBPSK、QPSK、
16QAM、64QAM等の変調に対する復調がなされたことにな
る。ＦＦＴ部２１４で得られたパラレルデータは、パラ
レル／シリアル変換部２１５に供給されて、受信データ
として出力される。
【００１７】以上説明したように、OFDM復調装置は、OF
DM変調装置から伝送される情報を復元するために、キャ
リア周波数同期やタイミング周波数同期を確立する必要
がある。
DM変調装置から伝送される情報を復元するために、キャ
リア周波数同期やタイミング周波数同期を確立する必要
がある。
【００１８】OFDMでは、サブキャリア間隔が狭く、各サ
ブキャリアが直交配置されているため、OFDM復調装置の
局部発振器２１２から供給されるキャリア周波数とOFDM
変調装置のキャリア周波数がずれている場合、すなわ
ち、周波数オフセットが存在する場合には、サブキャリ
ア間の直交性が崩れて受信特性が著しく劣化する。従っ
て、OFDMでは、キャリア周波数同期の確立が極めて重要
である。
ブキャリアが直交配置されているため、OFDM復調装置の
局部発振器２１２から供給されるキャリア周波数とOFDM
変調装置のキャリア周波数がずれている場合、すなわ
ち、周波数オフセットが存在する場合には、サブキャリ
ア間の直交性が崩れて受信特性が著しく劣化する。従っ
て、OFDMでは、キャリア周波数同期の確立が極めて重要
である。
【００１９】OFDMの周波数同期法に関しては、電子情報
通信学会技術研究報告書RCS97−210（1998−01）の「高
速無線ＬＡＮ用OFDM変調方式の同期系に関する検討」等
に示されている。
通信学会技術研究報告書RCS97−210（1998−01）の「高
速無線ＬＡＮ用OFDM変調方式の同期系に関する検討」等
に示されている。
【００２０】OFDMの同期法は、周波数領域での処理によ
るものと、時間領域での処理によるものに分類される。
上記報告書に記載されている同期法は、時間領域での処
理によるものである。この方式では、２つのOFDMシンボ
ルを用い、その２つのパイロットシンボルに同一の信号
を配置し、両者の相関演算によってキャリア周波数のず
れおよびタイミングのずれを推定する。
るものと、時間領域での処理によるものに分類される。
上記報告書に記載されている同期法は、時間領域での処
理によるものである。この方式では、２つのOFDMシンボ
ルを用い、その２つのパイロットシンボルに同一の信号
を配置し、両者の相関演算によってキャリア周波数のず
れおよびタイミングのずれを推定する。
【００２１】また、データシンボルを伝送する前に、初
期位相を決定するスタートシンボルを別途送信して周波
数誤差を推定する手法も知られている。ところが、この
種の周波数誤差推定方法では、２シンボル以上のパイロ
ットシンボルを伝送する必要があるため、伝送効率が低
下してしまうという問題がある。
期位相を決定するスタートシンボルを別途送信して周波
数誤差を推定する手法も知られている。ところが、この
種の周波数誤差推定方法では、２シンボル以上のパイロ
ットシンボルを伝送する必要があるため、伝送効率が低
下してしまうという問題がある。
【００２２】伝送効率の向上のために、このスタートシ
ンボルとパイロットシンボルとを兼ねることが可能であ
るが、この場合にも同期のために２シンボル以上のパイ
ロットシンボルが必要となるという点は変わらないた
め、伝送効率が低下してしまうという問題点がある。
ンボルとパイロットシンボルとを兼ねることが可能であ
るが、この場合にも同期のために２シンボル以上のパイ
ロットシンボルが必要となるという点は変わらないた
め、伝送効率が低下してしまうという問題点がある。
【００２３】一方、電子情報通信学会論文誌B-II Vol.
J75-B-II,No.12,p884-895(1992年12月)には、複数の複
素相関器を用いたキャリア周波数のオフセット推定法が
開示されている。この文献には、図２４に示す周波数オ
フセット検出・除去方式が提案されている。この文献
は、TDMAスロットに付加されるトレーニング信号を用い
たシングルキャリア変調方式を対象としており、複数設
けられた相関器には、同一の参照系列が設定されて、相
関器に入力される受信信号の周波数を変化させている。
J75-B-II,No.12,p884-895(1992年12月)には、複数の複
素相関器を用いたキャリア周波数のオフセット推定法が
開示されている。この文献には、図２４に示す周波数オ
フセット検出・除去方式が提案されている。この文献
は、TDMAスロットに付加されるトレーニング信号を用い
たシングルキャリア変調方式を対象としており、複数設
けられた相関器には、同一の参照系列が設定されて、相
関器に入力される受信信号の周波数を変化させている。
【００２４】初期同期を高速化するには、ある程度の回
路規模の増大は避けられないが、回路規模の増加は、製
造コストの増加につながるため、回路規模は、極力低く
抑えることが望ましい。しかしながら、上記文献の場
合、複素相関器が複数必要となるため、回路規模が大き
くなるという問題がある。
路規模の増大は避けられないが、回路規模の増加は、製
造コストの増加につながるため、回路規模は、極力低く
抑えることが望ましい。しかしながら、上記文献の場
合、複素相関器が複数必要となるため、回路規模が大き
くなるという問題がある。
【００２５】本発明は、このような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、回路規模を増大することな
く、信頼性の高いデータ伝送を行うことができるOFDM信
号受信装置およびOFDM信号通信システムを提供すること
にある。
ものであり、その目的は、回路規模を増大することな
く、信頼性の高いデータ伝送を行うことができるOFDM信
号受信装置およびOFDM信号通信システムを提供すること
にある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】前述した課題を解決する
ために、請求項１の発明は、所定の既知信号系列からな
るパイロット信号が挿入されたOFDM（直交周波数分割多
重）信号をアンテナにより受信する受信手段と、前記OF
DM信号を復調するための基準信号である再生キャリア信
号を生成する局部発振器と、前記再生キャリア信号に基
づいて前記OFDM信号をベースバンド信号に変換する周波
数変換器と、前記ベースバンド信号に基づいてＦＦＴ演
算を行って周波数領域の受信データを生成するＦＦＴ演
算手段と、を備えたOFDM信号受信装置であって、前記ベ
ースバンド信号を標本化する標本化手段と、前記パイロ
ット信号に対してそれぞれ異なる周波数オフセットが設
定された参照信号と前記パイロット信号との間で複素相
関演算を行って相関出力を求める複数の複素相関演算手
段と、前記複数の複素相関演算手段のそれぞれで得られ
た相関出力に基づいて、前記再生キャリア信号と前記OF
DM信号のキャリア信号との周波数誤差と、前記ＦＦＴ演
算手段が演算を行う際のタイミング誤差とを推定する誤
差推定手段と、を備え、前記局部発振器は、前記周波数
誤差に基づいて前記再生キャリア信号の周波数を制御
し、前記ＦＦＴ演算手段は、前記タイミング誤差に基づ
いてＦＦＴウインドウを決定する。
ために、請求項１の発明は、所定の既知信号系列からな
るパイロット信号が挿入されたOFDM（直交周波数分割多
重）信号をアンテナにより受信する受信手段と、前記OF
DM信号を復調するための基準信号である再生キャリア信
号を生成する局部発振器と、前記再生キャリア信号に基
づいて前記OFDM信号をベースバンド信号に変換する周波
数変換器と、前記ベースバンド信号に基づいてＦＦＴ演
算を行って周波数領域の受信データを生成するＦＦＴ演
算手段と、を備えたOFDM信号受信装置であって、前記ベ
ースバンド信号を標本化する標本化手段と、前記パイロ
ット信号に対してそれぞれ異なる周波数オフセットが設
定された参照信号と前記パイロット信号との間で複素相
関演算を行って相関出力を求める複数の複素相関演算手
段と、前記複数の複素相関演算手段のそれぞれで得られ
た相関出力に基づいて、前記再生キャリア信号と前記OF
DM信号のキャリア信号との周波数誤差と、前記ＦＦＴ演
算手段が演算を行う際のタイミング誤差とを推定する誤
差推定手段と、を備え、前記局部発振器は、前記周波数
誤差に基づいて前記再生キャリア信号の周波数を制御
し、前記ＦＦＴ演算手段は、前記タイミング誤差に基づ
いてＦＦＴウインドウを決定する。
【００２７】請求項１の発明では、パイロット信号に対
してそれぞれ異なる周波数オフセットを設定した参照信
号とパイロット信号との間で複素相関演算を行って相関
出力を求め、これら相関出力に基づいて、再生キャリア
信号とOFDM信号のキャリア信号との周波数誤差とＦＦＴ
演算手段が演算を行う際のタイミング誤差とを求めるた
め、周波数誤差とタイミング誤差とを簡易かつ精度よく
演算することができる。
してそれぞれ異なる周波数オフセットを設定した参照信
号とパイロット信号との間で複素相関演算を行って相関
出力を求め、これら相関出力に基づいて、再生キャリア
信号とOFDM信号のキャリア信号との周波数誤差とＦＦＴ
演算手段が演算を行う際のタイミング誤差とを求めるた
め、周波数誤差とタイミング誤差とを簡易かつ精度よく
演算することができる。
【００２８】請求項２の発明では、相関出力の最大値を
出力した複素相関演算手段に対応する周波数オフセット
に基づいて、周波数誤差とタイミング誤差とを推定する
ため、周波数誤差とタイミング誤差を精度よく演算する
ことができる。
出力した複素相関演算手段に対応する周波数オフセット
に基づいて、周波数誤差とタイミング誤差とを推定する
ため、周波数誤差とタイミング誤差を精度よく演算する
ことができる。
【００２９】請求項３の発明では、相関出力の最大値を
出力した複素相関演算手段が出力する相関出力の最大値
をさらに検索し、検索された最大値に基づいて周波数誤
差とタイミング誤差とを推定するため、さらに精度よく
周波数誤差とタイミング誤差とを演算することができ
る。
出力した複素相関演算手段が出力する相関出力の最大値
をさらに検索し、検索された最大値に基づいて周波数誤
差とタイミング誤差とを推定するため、さらに精度よく
周波数誤差とタイミング誤差とを演算することができ
る。
【００３０】請求項４の発明では、第１のシフト手段の
各段に複素乗算手段を接続するのではなく、一部の段に
のみ複素乗算手段を接続するため、回路規模を削減でき
る。
各段に複素乗算手段を接続するのではなく、一部の段に
のみ複素乗算手段を接続するため、回路規模を削減でき
る。
【００３１】請求項５の発明では、ベースバンド信号と
その遅延信号との間で相関をとるため、参照信号を設け
る必要がなくなる。
その遅延信号との間で相関をとるため、参照信号を設け
る必要がなくなる。
【００３２】請求項６の発明では、所定の周期で巡回す
る巡回系列のパイロット信号が挿入されたOFDM信号を送
信するため、複素乗算器を等間隔に配置することができ
る。
る巡回系列のパイロット信号が挿入されたOFDM信号を送
信するため、複素乗算器を等間隔に配置することができ
る。
【００３３】請求項７の発明では、代表ベクトルに電力
が等配分される巡回系列を用いてパイロット信号を構成
するため、電力効率がよくなる。
が等配分される巡回系列を用いてパイロット信号を構成
するため、電力効率がよくなる。
【００３４】請求項８の発明では、パイロット信号に対
してそれぞれ異なる周波数オフセットを設定した参照信
号とパイロット信号との間で複素相関演算を行って相関
出力を求め、これら相関出力に基づいて、再生キャリア
信号とOFDM信号のキャリア信号との周波数誤差を求める
ため、周波数誤差を簡易かつ精度よく演算することがで
きる。
してそれぞれ異なる周波数オフセットを設定した参照信
号とパイロット信号との間で複素相関演算を行って相関
出力を求め、これら相関出力に基づいて、再生キャリア
信号とOFDM信号のキャリア信号との周波数誤差を求める
ため、周波数誤差を簡易かつ精度よく演算することがで
きる。
【００３５】請求項９の発明では、相関出力に基づいて
ＦＦＴ演算手段が演算を行う際のタイミング誤差も推定
するため、ＦＦＴ演算の精度が向上する。
ＦＦＴ演算手段が演算を行う際のタイミング誤差も推定
するため、ＦＦＴ演算の精度が向上する。
【００３６】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係るOFDM信号受信
装置およびOFDM信号通信システムについて、図面を参照
しながら具体的に説明する。
装置およびOFDM信号通信システムについて、図面を参照
しながら具体的に説明する。
【００３７】図１は、本発明に係るOFDM信号受信装置を
備えたOFDM信号通信システムの一実施形態のブロック図
である。図示のOFDM信号通信システムは、前述したOFDM
信号を送受信するものであり、OFDM送信機１０と、OFDM
受信機１１とで構成される。図１には、OFDM信号通信シ
ステムの構成要素の一部のみが示されている。
備えたOFDM信号通信システムの一実施形態のブロック図
である。図示のOFDM信号通信システムは、前述したOFDM
信号を送受信するものであり、OFDM送信機１０と、OFDM
受信機１１とで構成される。図１には、OFDM信号通信シ
ステムの構成要素の一部のみが示されている。
【００３８】OFDM送信機（送信手段）１０は、周波数領
域でマッピングされた伝送信号を時間領域の信号に変換
する逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１２と、時間領
域の信号をＲＦ信号に周波数変換する周波数変換器１３
と、周波数変換器１３に正弦波のキャリア信号（局部発
振信号）を供給する局部発振器１４と、ＲＦ信号を電波
として伝搬路に放射するアンテナ１５とを有する。
域でマッピングされた伝送信号を時間領域の信号に変換
する逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１２と、時間領
域の信号をＲＦ信号に周波数変換する周波数変換器１３
と、周波数変換器１３に正弦波のキャリア信号（局部発
振信号）を供給する局部発振器１４と、ＲＦ信号を電波
として伝搬路に放射するアンテナ１５とを有する。
【００３９】OFDM受信機１１は、送信機１０から送信さ
れて無線伝搬路を経て到達したOFDM信号を受信するアン
テナ（受信手段）１６と、アンテナ１６で受信したＲＦ
信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換器
１７と、周波数変換器１７に正弦波の局部発振信号を供
給する局部発振器１８と、受信したベースバンド信号を
標本化する標本化器（標本化手段）１９と、標本化器１
９の出力信号を用いて、周波数オフセットおよびタイミ
ングオフセットを検出する周波数誤差＆タイミング誤差
推定器（誤差推定手段）２０と、標本化器１９が出力す
る時間領域信号を周波数領域信号に変換する高速フーリ
エ変換器（ＦＦＴ、ＦＦＴ演算手段）２１とを有する。
れて無線伝搬路を経て到達したOFDM信号を受信するアン
テナ（受信手段）１６と、アンテナ１６で受信したＲＦ
信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換器
１７と、周波数変換器１７に正弦波の局部発振信号を供
給する局部発振器１８と、受信したベースバンド信号を
標本化する標本化器（標本化手段）１９と、標本化器１
９の出力信号を用いて、周波数オフセットおよびタイミ
ングオフセットを検出する周波数誤差＆タイミング誤差
推定器（誤差推定手段）２０と、標本化器１９が出力す
る時間領域信号を周波数領域信号に変換する高速フーリ
エ変換器（ＦＦＴ、ＦＦＴ演算手段）２１とを有する。
【００４０】なお、図１では、簡略化のため、図２２で
説明したガードインターバル付加部やガードインターバ
ル除去部を省略している。
説明したガードインターバル付加部やガードインターバ
ル除去部を省略している。
【００４１】図２はOFDM送信機１０から送信されるOFDM
信号のバーストフレームのデータ構成を示す図である。
バーストフレームには、既知信号系列が伝送されるパイ
ロットシンボル（パイロット信号）が含まれている。マ
ルチメディア情報を扱うOFDM信号通信システムでは、伝
送される信号がバースト的に発生する。このため、バー
ストフレーム毎に同期を確立する必要がある。図２で
は、１シンボルのパイロットシンボルが図示されている
が、１シンボル以上のパイロットシンボル（パイロット
信号）が付加されていても構わない。
信号のバーストフレームのデータ構成を示す図である。
バーストフレームには、既知信号系列が伝送されるパイ
ロットシンボル（パイロット信号）が含まれている。マ
ルチメディア情報を扱うOFDM信号通信システムでは、伝
送される信号がバースト的に発生する。このため、バー
ストフレーム毎に同期を確立する必要がある。図２で
は、１シンボルのパイロットシンボルが図示されている
が、１シンボル以上のパイロットシンボル（パイロット
信号）が付加されていても構わない。
【００４２】OFDM信号に対して同期検波を行うために
は、受信機が絶対位相を把握できるように、既知信号を
送信する必要がある。また、差動検波を行うためには、
スタートシンボルを伝送しなければならない。本実施形
態では、OFDM信号のバーストフレーム構成として、１シ
ンボル以上のパイロットシンボルを付加する。このた
め、周波数同期用のパイロットシンボルと、同期検波の
ための既知信号や差動検波のためのスタートシンボルと
を兼ねることが可能となり、伝送効率の劣化を防ぐこと
ができる。
は、受信機が絶対位相を把握できるように、既知信号を
送信する必要がある。また、差動検波を行うためには、
スタートシンボルを伝送しなければならない。本実施形
態では、OFDM信号のバーストフレーム構成として、１シ
ンボル以上のパイロットシンボルを付加する。このた
め、周波数同期用のパイロットシンボルと、同期検波の
ための既知信号や差動検波のためのスタートシンボルと
を兼ねることが可能となり、伝送効率の劣化を防ぐこと
ができる。
【００４３】図１に示す周波数誤差＆タイミング誤差推
定器２０は、標本化器１９が出力する信号を用いて、パ
イロットシンボルにおいて伝送される信号と受信信号と
のスライディング相関演算で得られる信号によって周波
数誤差とタイミング誤差を検出する。
定器２０は、標本化器１９が出力する信号を用いて、パ
イロットシンボルにおいて伝送される信号と受信信号と
のスライディング相関演算で得られる信号によって周波
数誤差とタイミング誤差を検出する。
【００４４】周波数誤差＆タイミング誤差推定器２０か
ら出力されるキャリア周波数誤差情報は、局部発振器１
８に供給される。局部発振器１８は、入力されたキャリ
ア周波数誤差情報を元に再生キャリア信号（局部発振信
号）の発振周波数を変更する。周波数誤差＆タイミング
誤差推定器２０から出力されるタイミング誤差情報は、
ＦＦＴ２１に供給される。ＦＦＴ２１は、タイミング誤
差情報を元にＦＦＴウインドウを決定する。
ら出力されるキャリア周波数誤差情報は、局部発振器１
８に供給される。局部発振器１８は、入力されたキャリ
ア周波数誤差情報を元に再生キャリア信号（局部発振信
号）の発振周波数を変更する。周波数誤差＆タイミング
誤差推定器２０から出力されるタイミング誤差情報は、
ＦＦＴ２１に供給される。ＦＦＴ２１は、タイミング誤
差情報を元にＦＦＴウインドウを決定する。
【００４５】このように、本実施形態では、OFDM受信信
号中のパイロットシンボルにおける時間領域の信号を利
用して、キャリア周波数のずれの推定とサンプリングの
タイミングのずれの推定とを行ない、キャリア周波数の
同期捕捉とサンプリングタイミングの同期捕捉とを行
う。なお、本実施形態の動作の詳細については、後述す
る。
号中のパイロットシンボルにおける時間領域の信号を利
用して、キャリア周波数のずれの推定とサンプリングの
タイミングのずれの推定とを行ない、キャリア周波数の
同期捕捉とサンプリングタイミングの同期捕捉とを行
う。なお、本実施形態の動作の詳細については、後述す
る。
【００４６】図３は図１に示した周波数誤差＆タイミン
グ誤差推定器２０の内部構成を示すブロック図である。
図３に示すように、周波数誤差＆タイミング誤差推定器
２０は、標本化器１９が出力した信号を、標本化器１９
に入力される標本化クロックでシフトするシフトレジス
タ（第１の信号シフト手段）３０と、複数の複素相関器
（複素相関演算手段）３１〜３３と、複素相関器３１〜
３３が出力した信号の最大値（周波数誤差の最大値信号
と相関出力の最大値信号）を検出する最大値検出部（第
１の最大値検索手段）３４と、最大値検出部３４が出力
した信号を、標本化器１９に入力される標本化クロック
でシフトするシフトレジスタ３５と、シフトレジスタ３
５の出力（最大値検出部３４の出力をシフトした信号）
の最大値を検出する最大値検出部（第２の最大値検索手
段）３６とを有する。
グ誤差推定器２０の内部構成を示すブロック図である。
図３に示すように、周波数誤差＆タイミング誤差推定器
２０は、標本化器１９が出力した信号を、標本化器１９
に入力される標本化クロックでシフトするシフトレジス
タ（第１の信号シフト手段）３０と、複数の複素相関器
（複素相関演算手段）３１〜３３と、複素相関器３１〜
３３が出力した信号の最大値（周波数誤差の最大値信号
と相関出力の最大値信号）を検出する最大値検出部（第
１の最大値検索手段）３４と、最大値検出部３４が出力
した信号を、標本化器１９に入力される標本化クロック
でシフトするシフトレジスタ３５と、シフトレジスタ３
５の出力（最大値検出部３４の出力をシフトした信号）
の最大値を検出する最大値検出部（第２の最大値検索手
段）３６とを有する。
【００４７】周波数誤差＆タイミング誤差推定器２０
は、複数の複素相関器３１〜３３を有し、各複素相関器
３１〜３３には、それぞれ異なる参照系列が３７〜３９
が設定される。各複素相関器３１〜３３は、シフトレジ
スタ３０の各段の出力信号と参照系列とを乗算する複素
乗算器（複素乗算手段）４０と、複素乗算器４０の出力
を加算する加算器４１とを有する。複素相関器３１〜３
３に設定される参照系列３７〜３９は、パイロットシン
ボルにおいて伝送される信号に対して異なる周波数オフ
セットを与えた信号である。参照系列の詳細については
後述する。
は、複数の複素相関器３１〜３３を有し、各複素相関器
３１〜３３には、それぞれ異なる参照系列が３７〜３９
が設定される。各複素相関器３１〜３３は、シフトレジ
スタ３０の各段の出力信号と参照系列とを乗算する複素
乗算器（複素乗算手段）４０と、複素乗算器４０の出力
を加算する加算器４１とを有する。複素相関器３１〜３
３に設定される参照系列３７〜３９は、パイロットシン
ボルにおいて伝送される信号に対して異なる周波数オフ
セットを与えた信号である。参照系列の詳細については
後述する。
【００４８】次に、サンプリングタイミングのずれとキ
ャリア周波数のずれの検出方法について説明する。説明
を簡略化するため、キャリア信号成分を除去した等価低
減におけるOFDM信号を取り扱う。等価低減におけるOFDM
送信信号s(t)は、（１）式で表すことができる。
ャリア周波数のずれの検出方法について説明する。説明
を簡略化するため、キャリア信号成分を除去した等価低
減におけるOFDM信号を取り扱う。等価低減におけるOFDM
送信信号s(t)は、（１）式で表すことができる。
【００４９】
【数１】 （１）式において、ＮsはOFDM信号を構成するサブキャ
リアの数、ＮはＦＦＴのポイント数、ｕはシンボル番
号、ｖはサブキャリア数である。また、ｘuvは送信する
符号であり、QPSKの場合には、（２）式で表される。
リアの数、ＮはＦＦＴのポイント数、ｕはシンボル番
号、ｖはサブキャリア数である。また、ｘuvは送信する
符号であり、QPSKの場合には、（２）式で表される。
【００５０】
【数２】 （２）式において、Ａuvは振幅であり、ヌルサブキャリ
アの場合には、Ａuv＝０である。また、（１）式におい
て、ｇuv（ｔ）は、第ｕシンボルおよび第ｖシンボルに
おけるOFDMの孤立パルス応答であり、（３）式で表され
る。
アの場合には、Ａuv＝０である。また、（１）式におい
て、ｇuv（ｔ）は、第ｕシンボルおよび第ｖシンボルに
おけるOFDMの孤立パルス応答であり、（３）式で表され
る。
【００５１】
【数３】 （３）式において、ｆvは第ｖサブキャリア周波数、Ｔg
はガードインターバル長、Ｔsは有効シンボル長、Ｔ＝
Ｔｇ＋Ｔｓであり、II（ｔ）は（４）式で表される。
はガードインターバル長、Ｔsは有効シンボル長、Ｔ＝
Ｔｇ＋Ｔｓであり、II（ｔ）は（４）式で表される。
【００５２】
【数４】 （３）式中の受信信号ｒ（ｔ）は、無線伝搬路が無ひず
みであるとすると、（５）式で表される。
みであるとすると、（５）式で表される。
【００５３】
【数５】 （５）式において、Δｆは周波数オフセット、Δθ0は
位相オフセット、ｎ（ｔ）は複素の白色ガウス雑音であ
る。
位相オフセット、ｎ（ｔ）は複素の白色ガウス雑音であ
る。
【００５４】受信信号ｒ（ｔ）を、シンボル当たりＮサ
ンプルで標本化した場合には、標本化出力系列は、ｒk
＝ｒ（ｔk）となる。ただし、ｔk＝（ｋ／Ｔs）＋Ｔg＋
Δτ、ｋ＝０，１，…，Ｎ−１であり、Δτはタイミン
グオフセットである。
ンプルで標本化した場合には、標本化出力系列は、ｒk
＝ｒ（ｔk）となる。ただし、ｔk＝（ｋ／Ｔs）＋Ｔg＋
Δτ、ｋ＝０，１，…，Ｎ−１であり、Δτはタイミン
グオフセットである。
【００５５】パイロットシンボルにおいて伝送される信
号は既知信号系列であるため、OFDM受信機１１で受信さ
れるパイロットシンボルの時間波形は既知である。した
がって、OFDM受信機１１は、予め用意しておいた時間波
形と受信信号との相関演算を行うことによって、相関値
列を得ることができる。例えば図３において、複素相関
器３１〜３３から出力される信号列がこの相関値列に当
る。
号は既知信号系列であるため、OFDM受信機１１で受信さ
れるパイロットシンボルの時間波形は既知である。した
がって、OFDM受信機１１は、予め用意しておいた時間波
形と受信信号との相関演算を行うことによって、相関値
列を得ることができる。例えば図３において、複素相関
器３１〜３３から出力される信号列がこの相関値列に当
る。
【００５６】図４は、複素相関器３１から出力される相
関値列の例を示したものである。この相関値列は、無線
伝搬路のインパルス応答に相当する。つまり、遅延プロ
ファイルを表している。伝搬路が２パスでモデル化でき
る場合には、２つの相関ピークを観測することができ
る。
関値列の例を示したものである。この相関値列は、無線
伝搬路のインパルス応答に相当する。つまり、遅延プロ
ファイルを表している。伝搬路が２パスでモデル化でき
る場合には、２つの相関ピークを観測することができ
る。
【００５７】パイロットシンボルにおいて伝送される信
号を受信した信号と、受信機で予め用意しておいた信号
との相関演算は、自己相関演算に相当する。図５に、こ
の自己相関演算によって得られる系列を示す。自己相関
演算によって得られる系列には、図５に示すような相関
ピークが出現する。相関ピーク以外の部分は、相関サイ
ドローブとなる。相関サイドローブの特性は、OFDM信号
の時間波形の自己相関特性に依存する。
号を受信した信号と、受信機で予め用意しておいた信号
との相関演算は、自己相関演算に相当する。図５に、こ
の自己相関演算によって得られる系列を示す。自己相関
演算によって得られる系列には、図５に示すような相関
ピークが出現する。相関ピーク以外の部分は、相関サイ
ドローブとなる。相関サイドローブの特性は、OFDM信号
の時間波形の自己相関特性に依存する。
【００５８】図５の相関ピークは、受信信号に含まれる
自己相関特性の良好な既知信号の位置を示しており、こ
の位置を検出することで、バーストフレームの同期を確
立することができる。
自己相関特性の良好な既知信号の位置を示しており、こ
の位置を検出することで、バーストフレームの同期を確
立することができる。
【００５９】なお、受信信号に含まれる自己相関特性の
良好な既知信号を利用したピークサーチでは、周波数誤
差があると、複素相関器３１〜３３の出力する信号レベ
ルが低下し、同期特性が劣化してしまう。しかしなが
ら、本実施形態におけるOFDM信号通信システムでは、図
３に示すように、パイロットシンボルにおいて伝送され
る信号に対して、それぞれ異なる周波数オフセットを与
えた信号を参照系列として複数の複素相関器３１〜３３
に設定しているため、複数の周波数オフセットに対応し
た相関をとることで、周波数誤差の影響による相関出力
レベルの低下を防止し、かつ同期特性の劣化を抑えるこ
とが出来る。
良好な既知信号を利用したピークサーチでは、周波数誤
差があると、複素相関器３１〜３３の出力する信号レベ
ルが低下し、同期特性が劣化してしまう。しかしなが
ら、本実施形態におけるOFDM信号通信システムでは、図
３に示すように、パイロットシンボルにおいて伝送され
る信号に対して、それぞれ異なる周波数オフセットを与
えた信号を参照系列として複数の複素相関器３１〜３３
に設定しているため、複数の周波数オフセットに対応し
た相関をとることで、周波数誤差の影響による相関出力
レベルの低下を防止し、かつ同期特性の劣化を抑えるこ
とが出来る。
【００６０】パイロットシンボルにおいて伝送される信
号に対して周波数オフセットｆkを与えた参照系列ｄ
kは、（６）式で表される。
号に対して周波数オフセットｆkを与えた参照系列ｄ
kは、（６）式で表される。
【００６１】
【数６】 （６）式において、ｕkは送信信号の離散値であり、ｕk
＝ｓ(k/N)である。ただし、ＮはＦＦＴのポイント数で
ある。
＝ｓ(k/N)である。ただし、ＮはＦＦＴのポイント数で
ある。
【００６２】パイロットシンボルにおいて伝送される信
号に対して周波数オフセットｆkを与えた参照系列と受
信信号の相関出力との周波数応答ａ（Δｆ）は、（７）
式で表される。
号に対して周波数オフセットｆkを与えた参照系列と受
信信号の相関出力との周波数応答ａ（Δｆ）は、（７）
式で表される。
【００６３】
【数７】 （７）式において、ｄi*はｄiの複素共役である。ここ
で、雑音、サンプリングのタイミングずれ、および位相
オフセットの影響が無視できると仮定すると、（７）式
は（８）式のように変形される。
で、雑音、サンプリングのタイミングずれ、および位相
オフセットの影響が無視できると仮定すると、（７）式
は（８）式のように変形される。
【００６４】
【数８】 （８）式より、相関出力の周波数応答は、パイロットシ
ンボルにおいて伝送される信号系列に依存することがわ
かる。
ンボルにおいて伝送される信号系列に依存することがわ
かる。
【００６５】（８）式において、|ｕ（ｉ）|2は送信信
号系列の大きさを表し、exp(ｊ２π(Δｆ−ｆk)・ｉ／
Ｎ)は参照系列ｄkとの周波数のずれを表している。周波
数のずれを表すベクトルは、系列番号に応じて回転し、
回転量は周波数のずれに依存する。すなわち、exp(ｊ２
π(Δｆ−ｆk)・ｉ／Ｎ)が表現する系列は、向きが系列
番号に応じて回転し、長さが送信信号系列の大きさであ
るベクトルである。
号系列の大きさを表し、exp(ｊ２π(Δｆ−ｆk)・ｉ／
Ｎ)は参照系列ｄkとの周波数のずれを表している。周波
数のずれを表すベクトルは、系列番号に応じて回転し、
回転量は周波数のずれに依存する。すなわち、exp(ｊ２
π(Δｆ−ｆk)・ｉ／Ｎ)が表現する系列は、向きが系列
番号に応じて回転し、長さが送信信号系列の大きさであ
るベクトルである。
【００６６】図６は、（８）式に示す周波数応答、すな
わち、パイロットシンボルにおいて伝送される信号に対
して周波数オフセットΔｆを与えた参照系列と受信信号
の相関出力の大きさ|ａ(Δｆ)|2の周波数応答の例を示
す図である。ただし、図６において、ｆkは０である。
図６より、周波数オフセットが０の場合に、相関値は最
大になることがわかる。
わち、パイロットシンボルにおいて伝送される信号に対
して周波数オフセットΔｆを与えた参照系列と受信信号
の相関出力の大きさ|ａ(Δｆ)|2の周波数応答の例を示
す図である。ただし、図６において、ｆkは０である。
図６より、周波数オフセットが０の場合に、相関値は最
大になることがわかる。
【００６７】すなわち、図３に示す複数の複素相関器３
１〜３３に、それぞれ異なる周波数オフセットを有する
参照系列を設定したときに、各複素相関器３１〜３３か
ら出力される、参照系列と受信信号との相関出力絶対値
の最大値を検索し、最大値を出力した複素相関器に対応
する周波数オフセットにより、OFDM送信信号のキャリア
周波数とOFDM受信信号のキャリア周波数とのずれを検出
することができる。
１〜３３に、それぞれ異なる周波数オフセットを有する
参照系列を設定したときに、各複素相関器３１〜３３か
ら出力される、参照系列と受信信号との相関出力絶対値
の最大値を検索し、最大値を出力した複素相関器に対応
する周波数オフセットにより、OFDM送信信号のキャリア
周波数とOFDM受信信号のキャリア周波数とのずれを検出
することができる。
【００６８】図３における最大値検出部３４は、前述し
たサーチ手順を実行し、キャリア周波数の誤差信号と相
関出力の最大値信号とを出力する。
たサーチ手順を実行し、キャリア周波数の誤差信号と相
関出力の最大値信号とを出力する。
【００６９】なお、図６では、パイロットシンボルにお
いて伝送される既知信号系列が異なる２つの参照系列
Ａ，Ｂと受信信号との相関出力の大きさ|ａ(Δｆ)|2の
周波数応答の例を示している。図６より、参照系列と受
信信号の相関出力の大きさ|ａ(Δｆ)|2の周波数応答
は、既知信号系列に依存することがわかる。
いて伝送される既知信号系列が異なる２つの参照系列
Ａ，Ｂと受信信号との相関出力の大きさ|ａ(Δｆ)|2の
周波数応答の例を示している。図６より、参照系列と受
信信号の相関出力の大きさ|ａ(Δｆ)|2の周波数応答
は、既知信号系列に依存することがわかる。
【００７０】図３において、最大値検出部３４に接続さ
れたシフトレジスタ３５は、最大値検出部３４が出力し
た相関出力の最大値信号を順にシフトし、最大値検出部
３６は、シフトレジスタ３５の各段の出力の中から最大
値を検出する。この最大値は、前述した自己相関演算に
よって得られる系列の自己相関ピークを示しており、こ
のピーク位置は、無線伝搬路を経て受信される信号のバ
ーストフレームの基準タイミングを示している。
れたシフトレジスタ３５は、最大値検出部３４が出力し
た相関出力の最大値信号を順にシフトし、最大値検出部
３６は、シフトレジスタ３５の各段の出力の中から最大
値を検出する。この最大値は、前述した自己相関演算に
よって得られる系列の自己相関ピークを示しており、こ
のピーク位置は、無線伝搬路を経て受信される信号のバ
ーストフレームの基準タイミングを示している。
【００７１】最大値検出部３６は、検出されたバースト
フレームの基準タイミングと、OFDM受信機１１のタイミ
ングとの誤差であるタイミング誤差信号を出力する。ま
た、最大値検出部３６は、最大値検出部３４で検出され
た相関出力の最大値を出力した複素相関器が出力した相
関出力の最大値を検出し、相関出力の最大値が出力され
るタイミングに対応する周波数オフセットを、周波数誤
差信号として出力する。
フレームの基準タイミングと、OFDM受信機１１のタイミ
ングとの誤差であるタイミング誤差信号を出力する。ま
た、最大値検出部３６は、最大値検出部３４で検出され
た相関出力の最大値を出力した複素相関器が出力した相
関出力の最大値を検出し、相関出力の最大値が出力され
るタイミングに対応する周波数オフセットを、周波数誤
差信号として出力する。
【００７２】なお、ここで得られる周波数オフセット量
は、複素相関器の個数に依存した離散値である。したが
って、補間演算を行うことにより、周波数誤差信号の精
度を向上させることができる。
は、複素相関器の個数に依存した離散値である。したが
って、補間演算を行うことにより、周波数誤差信号の精
度を向上させることができる。
【００７３】以上のような構成により、サンプリングタ
イミング誤差とキャリア周波数の誤差の検出が可能とな
り、信頼性の高い信号伝送が可能なOFDM信号通信システ
ムを実現できる。
イミング誤差とキャリア周波数の誤差の検出が可能とな
り、信頼性の高い信号伝送が可能なOFDM信号通信システ
ムを実現できる。
【００７４】前述したように、マルチメディア情報等を
扱うOFDM信号通信システムでは、伝送される信号がバー
スト的に発生するため、バーストフレーム毎に短時間で
同期を確立する必要がある。高速な初期同期のために
は、ある程度の回路規模の増大は避けられないが、回路
規模の増大は、製造コストの上昇につながるため、回路
規模は、できるだけ小さくするのが望ましい。つまり、
全体の回路負担に占める割合が比較的大きい複素のスラ
イディング相関器を、如何にして簡易な構成とするかが
重要な技術課題となる。
扱うOFDM信号通信システムでは、伝送される信号がバー
スト的に発生するため、バーストフレーム毎に短時間で
同期を確立する必要がある。高速な初期同期のために
は、ある程度の回路規模の増大は避けられないが、回路
規模の増大は、製造コストの上昇につながるため、回路
規模は、できるだけ小さくするのが望ましい。つまり、
全体の回路負担に占める割合が比較的大きい複素のスラ
イディング相関器を、如何にして簡易な構成とするかが
重要な技術課題となる。
【００７５】そこで、以下に、図３に示す複素相関器の
回路規模を低減する手法について説明する。以下に説明
する手法は、パイロットシンボルにおいて伝送される信
号に対して異なる周波数オフセットを与えた参照系列と
の相関演算に着目したものである。
回路規模を低減する手法について説明する。以下に説明
する手法は、パイロットシンボルにおいて伝送される信
号に対して異なる周波数オフセットを与えた参照系列と
の相関演算に着目したものである。
【００７６】前述したように、パイロットシンボルにお
いて伝送される信号に対して周波数オフセットΔｆを与
えた参照系列と受信信号との相関出力ａ(Δｆ)は、前述
した（８）式により表現できる。なお、説明を簡略化す
るため、（８）式では、雑音、サンプリングタイミング
のずれ、および位相オフセットの影響が無視できると仮
定している。
いて伝送される信号に対して周波数オフセットΔｆを与
えた参照系列と受信信号との相関出力ａ(Δｆ)は、前述
した（８）式により表現できる。なお、説明を簡略化す
るため、（８）式では、雑音、サンプリングタイミング
のずれ、および位相オフセットの影響が無視できると仮
定している。
【００７７】周波数のずれを表すベクトルは、図７に示
すように、パイロット信号の信号系列の系列番号に応じ
て回転し、回転量は周波数のずれに依存する。Δｆ＝１
のとき、このベクトルは一回転する。すなわち、exp(ｊ
２π(Δｆ−ｆk)ｉ/Ｎ)が表現する系列は、向きが系列
番号に応じて回転し、長さが送信信号系列の大きさであ
るベクトルである。
すように、パイロット信号の信号系列の系列番号に応じ
て回転し、回転量は周波数のずれに依存する。Δｆ＝１
のとき、このベクトルは一回転する。すなわち、exp(ｊ
２π(Δｆ−ｆk)ｉ/Ｎ)が表現する系列は、向きが系列
番号に応じて回転し、長さが送信信号系列の大きさであ
るベクトルである。
【００７８】ここで、|ｕ(ｉ)|2・exp(−ｊ２π(Δｆ−
ｆk)ｉ／Ｎ)の特徴について考察する。ベクトル軌跡の
変化を理解しやすいように、送信信号系列の大きさ|ｕ
(ｉ)| 2の変化が小さい例を用いて説明する。
ｆk)ｉ／Ｎ)の特徴について考察する。ベクトル軌跡の
変化を理解しやすいように、送信信号系列の大きさ|ｕ
(ｉ)| 2の変化が小さい例を用いて説明する。
【００７９】図８および図９にベクトル軌跡の一例を示
す。ＦＦＴのポイント数Ｎ＝６４、OFDM信号を構成する
サブキャリアの数Ｎs＝４であり、図８はΔｆ＝0.25、
図９はΔｆ＝0.5である。
す。ＦＦＴのポイント数Ｎ＝６４、OFDM信号を構成する
サブキャリアの数Ｎs＝４であり、図８はΔｆ＝0.25、
図９はΔｆ＝0.5である。
【００８０】ベクトル軌跡が図８および図９のようにな
ることは、送信信号系列の大きさ|ｕ(ｉ)|2を観測する
と理解できる。
ることは、送信信号系列の大きさ|ｕ(ｉ)|2を観測する
と理解できる。
【００８１】図１０は図８および図９に対応する送信信
号系列の大きさ|ｕ(ｉ)|2を示す図である。図１０の横
軸はサンプル番号ｉであり、縦軸は|ｕ(ｉ)|2である。
号系列の大きさ|ｕ(ｉ)|2を示す図である。図１０の横
軸はサンプル番号ｉであり、縦軸は|ｕ(ｉ)|2である。
【００８２】図８〜図１０より、|ｕ(ｉ)|2・exp(−ｊ
２π(Δｆ−ｆk)ｉ/Ｎ)が表現する系列は、向きが系列
番号に応じて回転し、長さが送信信号系列の大きさであ
るベクトルであることが確認できる。また、（８）式で
示される相関出力ａ(Δｆ)は、これらの軌跡のベクトル
和から算出される。
２π(Δｆ−ｆk)ｉ/Ｎ)が表現する系列は、向きが系列
番号に応じて回転し、長さが送信信号系列の大きさであ
るベクトルであることが確認できる。また、（８）式で
示される相関出力ａ(Δｆ)は、これらの軌跡のベクトル
和から算出される。
【００８３】ここで、図８および図９に示したベクトル
軌跡の分布に着目する。図８および図９より、原点付近
に多数の分布が存在することがわかる。このことは、送
信信号系列の大きさ|ｕ(ｉ)|2の分布は、０付近が高
く、|ｕ(ｉ)|2が大きい値をとる分布はわずかであるこ
とを示している。（８）式で示される相関出力ａ(Δｆ)
は、これらの軌跡のベクトル和であるため、送信信号系
列の大きさ|ｕ(ｉ)|2が大きな値をとるときの影響が支
配的となる。
軌跡の分布に着目する。図８および図９より、原点付近
に多数の分布が存在することがわかる。このことは、送
信信号系列の大きさ|ｕ(ｉ)|2の分布は、０付近が高
く、|ｕ(ｉ)|2が大きい値をとる分布はわずかであるこ
とを示している。（８）式で示される相関出力ａ(Δｆ)
は、これらの軌跡のベクトル和であるため、送信信号系
列の大きさ|ｕ(ｉ)|2が大きな値をとるときの影響が支
配的となる。
【００８４】このため、本実施形態では、参照系列をい
くつかの代表的なベクトルのみで表現する。
くつかの代表的なベクトルのみで表現する。
【００８５】図８および図９では、ベクトル軌跡の変化
を理解しやすいように、送信信号系列の大きさ|ｕ(ｉ)|
2の変化が小さい場合の例を示した。しかしながら、OFD
Mの時間波形は、比較的変動が大きいという特徴を有し
ている。逆に言うと、変化の小さいケースはまれであ
る。
を理解しやすいように、送信信号系列の大きさ|ｕ(ｉ)|
2の変化が小さい場合の例を示した。しかしながら、OFD
Mの時間波形は、比較的変動が大きいという特徴を有し
ている。逆に言うと、変化の小さいケースはまれであ
る。
【００８６】図１１はQPSKマッピングされたデータを伝
送した場合のベクトル軌跡の例を示す図である。図１１
では、ＦＦＴのポイント数Ｎ＝３２、OFDM信号を構成す
るサブキャリアの数Ｎs＝３２である。図１１（ａ）は
パイロットシンボルにおいて伝送される信号に対して与
えられる周波数オフセットΔｆ＝０．４の場合、図１１
（ｂ）はΔｆ＝０．９の場合である。
送した場合のベクトル軌跡の例を示す図である。図１１
では、ＦＦＴのポイント数Ｎ＝３２、OFDM信号を構成す
るサブキャリアの数Ｎs＝３２である。図１１（ａ）は
パイロットシンボルにおいて伝送される信号に対して与
えられる周波数オフセットΔｆ＝０．４の場合、図１１
（ｂ）はΔｆ＝０．９の場合である。
【００８７】図１１より、送信信号系列の大きさ|ｕ
(ｉ)|2の分布は、０付近が高く、|ｕ(ｉ)|2が大きい値
をとる分布はわずかであることがわかる。
(ｉ)|2の分布は、０付近が高く、|ｕ(ｉ)|2が大きい値
をとる分布はわずかであることがわかる。
【００８８】本実施形態では、参照系列をいくつかの代
表的なベクトルのみで表現する。以下、代表ベクトルの
例を図１２および図１３を用いて説明する。
表的なベクトルのみで表現する。以下、代表ベクトルの
例を図１２および図１３を用いて説明する。
【００８９】図１２はランダムデータを伝送した場合の
ベクトル軌跡を示す図である。図１２は、ＦＦＴのポイ
ント数Ｎ＝６４、OFDM信号を構成するサブキャリアの数
Ｎs＝６４、周波数オフセットΔｆ＝1.0の例を示してい
る。図１２からも、送信信号系列の大きさ|ｕ(ｉ)|2が
大きな値となるベクトルはわずかであることがわかる。
ベクトル軌跡を示す図である。図１２は、ＦＦＴのポイ
ント数Ｎ＝６４、OFDM信号を構成するサブキャリアの数
Ｎs＝６４、周波数オフセットΔｆ＝1.0の例を示してい
る。図１２からも、送信信号系列の大きさ|ｕ(ｉ)|2が
大きな値となるベクトルはわずかであることがわかる。
【００９０】このため、本実施形態では、図１２のベク
トルを図１３に示すような代表的なベクトルで表現す
る。すなわち、参照系列を図１３に示すような代表ベク
トル以外を０としたベクトルで表現する。
トルを図１３に示すような代表的なベクトルで表現す
る。すなわち、参照系列を図１３に示すような代表ベク
トル以外を０としたベクトルで表現する。
【００９１】（複素相関器の第１の構成例）次に、図３
に示す複素相関器３１〜３３の具体例について説明す
る。図１４は複素相関器の第１の構成例を示すブロック
図である。図１４の複素相関器５０は、段数がＬのシフ
トレジスタ５１と、参照系列５２と、Ｍ個の複素乗算器
５３と、各複素乗算器５３の出力を加算する加算器５４
とを有する。
に示す複素相関器３１〜３３の具体例について説明す
る。図１４は複素相関器の第１の構成例を示すブロック
図である。図１４の複素相関器５０は、段数がＬのシフ
トレジスタ５１と、参照系列５２と、Ｍ個の複素乗算器
５３と、各複素乗算器５３の出力を加算する加算器５４
とを有する。
【００９２】参照系列５２は、パイロットシンボルにお
いて伝送される信号の時間領域における大きさが大きな
値をとる系列番号に対応した代表ベクトルである。乗算
器５３は、前述した代表ベクトルの番号に対応する位置
に配置する。図１４は、Ｌ＝６、代表ベクトルの番号が
１、４、６である場合の例を示している。
いて伝送される信号の時間領域における大きさが大きな
値をとる系列番号に対応した代表ベクトルである。乗算
器５３は、前述した代表ベクトルの番号に対応する位置
に配置する。図１４は、Ｌ＝６、代表ベクトルの番号が
１、４、６である場合の例を示している。
【００９３】（複素相関器の第２の構成例）図１５は複
素相関器の第２の構成例を示すブロック図である。図１
５の複素相関器６０は、段数がともにＬであるシフトレ
ジスタ（第２および第３の信号シフト手段）６１，６２
と、Ｍ個の複素乗算器６３と、各複素乗算器６３の出力
を加算する加算器６４とを有する。乗算器６３は、前述
した代表ベクトルの番号に対応する位置に配置される。
図１５は、Ｌ＝６、代表ベクトルの番号が１、４、６の
場合の例を示している。
素相関器の第２の構成例を示すブロック図である。図１
５の複素相関器６０は、段数がともにＬであるシフトレ
ジスタ（第２および第３の信号シフト手段）６１，６２
と、Ｍ個の複素乗算器６３と、各複素乗算器６３の出力
を加算する加算器６４とを有する。乗算器６３は、前述
した代表ベクトルの番号に対応する位置に配置される。
図１５は、Ｌ＝６、代表ベクトルの番号が１、４、６の
場合の例を示している。
【００９４】図１５の複素相関器６０においても、乗算
器６３の数を減らすことができるため、回路規模の増大
を抑制でき、製造コストの削減が図れる。
器６３の数を減らすことができるため、回路規模の増大
を抑制でき、製造コストの削減が図れる。
【００９５】図１６は図１５の複素相関器６０を有する
OFDM受信機１１の構成の一部を示すブロック図である。
図１６のOFDM受信機１１は、OFDM受信信号を標本化する
標本化器１９と、１シンボル遅延器（遅延手段）６５
と、図１５の複素相関器６０とを有する。
OFDM受信機１１の構成の一部を示すブロック図である。
図１６のOFDM受信機１１は、OFDM受信信号を標本化する
標本化器１９と、１シンボル遅延器（遅延手段）６５
と、図１５の複素相関器６０とを有する。
【００９６】図１６のOFDM受信機１１では、複素相関器
６０により、２つの連続するパイロットシンボルが配置
されたバーストフレームデータの相関ピークを得ること
ができ、複素相関器６０から出力される信号の最大値を
サーチすることで、バーストフレームを検出することが
できる。
６０により、２つの連続するパイロットシンボルが配置
されたバーストフレームデータの相関ピークを得ること
ができ、複素相関器６０から出力される信号の最大値を
サーチすることで、バーストフレームを検出することが
できる。
【００９７】（複素相関器の第３の構成例）上述した図
１４および図１５では、パイロットシンボルにおいて伝
送される信号の時間領域における大きさが大きな値をと
る代表ベクトルに対応して複素乗算器を配置する例を説
明したが、パイロットシンボルにおいて伝送される信号
として、巡回系列の信号を伝送すれば、複素乗算器を等
間隔に配置することができる。
１４および図１５では、パイロットシンボルにおいて伝
送される信号の時間領域における大きさが大きな値をと
る代表ベクトルに対応して複素乗算器を配置する例を説
明したが、パイロットシンボルにおいて伝送される信号
として、巡回系列の信号を伝送すれば、複素乗算器を等
間隔に配置することができる。
【００９８】以下、複素乗算器を等間隔に配置できるよ
うな既知信号系列について説明する。この既知信号系列
は、パイロット信号が伝送されるタイミングで伝送され
るものである。
うな既知信号系列について説明する。この既知信号系列
は、パイロット信号が伝送されるタイミングで伝送され
るものである。
【００９９】参照系列ｄkをいくつかの代表ベクトルで
表現するために、既知信号系列として、周波数領域にお
ける位相配置がサブキャリアに対して巡回するように設
定した系列を採用する。ここでは、このような系列を巡
回系列と呼ぶ。
表現するために、既知信号系列として、周波数領域にお
ける位相配置がサブキャリアに対して巡回するように設
定した系列を採用する。ここでは、このような系列を巡
回系列と呼ぶ。
【０１００】巡回系列では、繰り返し周期をＩgとする
と、既知信号系列｛Ｘk｝をIFFTした時間応答の系列
｛ｘk｝は、Ｎ／Ｉgごとに値をもつようになる。
と、既知信号系列｛Ｘk｝をIFFTした時間応答の系列
｛ｘk｝は、Ｎ／Ｉgごとに値をもつようになる。
【０１０１】すなわち、パイロットシンボルに巡回系列
を用いることにより、複素乗算器の数を減らすことがで
き、回路規模の増加を極力抑えることができる。
を用いることにより、複素乗算器の数を減らすことがで
き、回路規模の増加を極力抑えることができる。
【０１０２】巡回系列は（９）式で表される。 Ｘk+1・Ｘk *＝exp(ｊφk modulo Ig) …（９） ただし、ｋ（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１)はサブキャリア
番号、φiはサブキャリア間の位相変化である。
番号、φiはサブキャリア間の位相変化である。
【０１０３】（９）式を満足する系列は複数存在する。
しかしながら、巡回系列では、特定サンプルに対して電
力が集中するため、PAPR(Peak to Average Power Rati
o)の点からは不利である。PAPRが大きいということは、
OFDM変調方式の欠点の一つである。PAPRは、電力効率の
観点からはできる限り小さい方が望ましい。
しかしながら、巡回系列では、特定サンプルに対して電
力が集中するため、PAPR(Peak to Average Power Rati
o)の点からは不利である。PAPRが大きいということは、
OFDM変調方式の欠点の一つである。PAPRは、電力効率の
観点からはできる限り小さい方が望ましい。
【０１０４】このため、各代表ベクトルに電力が等分配
される巡回系列、すなわち、|ｘi|2＝Ｎ／Ｉgとなるよ
うな巡回系列を選ぶ必要がある。ここで、ｉは代表ベク
トルの番号を、ＮはＦＦＴのポイント数を示す。巡回周
期Ｉgは、代表ベクトルの数に一致する。|ｘi|2＝Ｎ／
Ｉgとなる系列の一例として、（１０）式がある。 （φ0，φ1，φ2，…，φ15） ＝(０,π/2,-π/2,π,π/2,-π/2,π,0,π,π/2,π/2,π,-π/2,-π/2,0,0) …（１０） ここで、Ｉg＝１６、ＸkはQPSKマッピングとしている。
される巡回系列、すなわち、|ｘi|2＝Ｎ／Ｉgとなるよ
うな巡回系列を選ぶ必要がある。ここで、ｉは代表ベク
トルの番号を、ＮはＦＦＴのポイント数を示す。巡回周
期Ｉgは、代表ベクトルの数に一致する。|ｘi|2＝Ｎ／
Ｉgとなる系列の一例として、（１０）式がある。 （φ0，φ1，φ2，…，φ15） ＝(０,π/2,-π/2,π,π/2,-π/2,π,0,π,π/2,π/2,π,-π/2,-π/2,0,0) …（１０） ここで、Ｉg＝１６、ＸkはQPSKマッピングとしている。
【０１０５】この系列では、代表ベクトルの間隔は、等
間隔(ｉ＝0,N/Ig,2・N/Ig,…,(Ig-1)・N/Ig)となる。
間隔(ｉ＝0,N/Ig,2・N/Ig,…,(Ig-1)・N/Ig)となる。
【０１０６】図１７は巡回系列のパイロット信号を用い
た場合の複素相関器の第３の構成例を示すブロック図で
ある。既知信号系列に巡回系列を用いると、その時間応
答は、等間隔ごとに値を有するため、乗算器１０２は等
間隔に配置される。図１７は、乗算器の数が４の場合の
例を示している。なお、乗算器１０２の数は巡回周期Ｉ
gに一致する。すなわち、パイロットシンボルに巡回系
列を用いることにより、スライディング相関器における
複素乗算器の数を減らすことができ、回路規模の増加を
抑制できる。
た場合の複素相関器の第３の構成例を示すブロック図で
ある。既知信号系列に巡回系列を用いると、その時間応
答は、等間隔ごとに値を有するため、乗算器１０２は等
間隔に配置される。図１７は、乗算器の数が４の場合の
例を示している。なお、乗算器１０２の数は巡回周期Ｉ
gに一致する。すなわち、パイロットシンボルに巡回系
列を用いることにより、スライディング相関器における
複素乗算器の数を減らすことができ、回路規模の増加を
抑制できる。
【０１０７】次に、巡回系列のパイロット信号を送信す
る場合の複素相関器の構成について説明する。
る場合の複素相関器の構成について説明する。
【０１０８】（複素相関器の第４の構成例）図１８は複
素相関器の第４の構成例を示すブロック図である。図１
８の複素相関器７０は、段数がともにＬのシフトレジス
タ７１，７２と、Ｍ個の複素乗算器７３と、各複素乗算
器７３の出力を加算する加算器７４とを有する。乗算器
７３は、代表ベクトルの番号に対応する位置に配置され
る。
素相関器の第４の構成例を示すブロック図である。図１
８の複素相関器７０は、段数がともにＬのシフトレジス
タ７１，７２と、Ｍ個の複素乗算器７３と、各複素乗算
器７３の出力を加算する加算器７４とを有する。乗算器
７３は、代表ベクトルの番号に対応する位置に配置され
る。
【０１０９】パイロット信号は巡回系列であるため、図
１８に示すように乗算器７３を等間隔に配置することが
できる。
１８に示すように乗算器７３を等間隔に配置することが
できる。
【０１１０】図１８の複素相関器は乗算器７３，８５を
等間隔に配置する以外は、図１５と同様に構成される。
したがって、図１５と同様の作用・効果が得られる。
等間隔に配置する以外は、図１５と同様に構成される。
したがって、図１５と同様の作用・効果が得られる。
【０１１１】（複素相関器の第５の構成例）図１９は複
素相関器の第５の構成例を示すブロック図である。図１
９の複素相関器９０は、巡回系列のパイロット信号を伝
送する場合の構成であり、入力系列を１：Ｋの率でパラ
レルに変換するシリアル／パラレル変換器９１と、段数
がＭのシフトレジスタ９２と、Ｍ個の複素乗算器９３
と、各複素乗算器９３の出力を加算する加算器９４と、
参照系列９５とを有する。参照系列９５は、パイロット
シンボルにおいて伝送される信号の時間領域における大
きさが大きな値をとる系列番号に対応した代表ベクトル
である。
素相関器の第５の構成例を示すブロック図である。図１
９の複素相関器９０は、巡回系列のパイロット信号を伝
送する場合の構成であり、入力系列を１：Ｋの率でパラ
レルに変換するシリアル／パラレル変換器９１と、段数
がＭのシフトレジスタ９２と、Ｍ個の複素乗算器９３
と、各複素乗算器９３の出力を加算する加算器９４と、
参照系列９５とを有する。参照系列９５は、パイロット
シンボルにおいて伝送される信号の時間領域における大
きさが大きな値をとる系列番号に対応した代表ベクトル
である。
【０１１２】図１９の複素相関器２０は、受信されたパ
イロット信号と参照系列との間で複素演算を行う点で、
図１８の複素相関器２０と異なる。図１９の複素相関器
９０の場合も、乗算器の数が少なくて済むため、回路規
模の増大を抑制できるとともに、製造コストを削減でき
る。
イロット信号と参照系列との間で複素演算を行う点で、
図１８の複素相関器２０と異なる。図１９の複素相関器
９０の場合も、乗算器の数が少なくて済むため、回路規
模の増大を抑制できるとともに、製造コストを削減でき
る。
【０１１３】（周波数誤差＆タイミング誤差推定器の他
の構成例）図２０は周波数誤差＆タイミング誤差推定器
の他の構成例を示すブロック図である。図２０の周波数
誤差＆タイミング誤差推定器２０ａには、図１に示した
標本化器１９から出力された信号が入力される。周波数
誤差＆タイミング誤差推定器２０ａからは、局部発振器
１８に供給される周波数誤差信号と、ＦＦＴ２１に供給
されるタイミング誤差信号とが出力される。
の構成例）図２０は周波数誤差＆タイミング誤差推定器
の他の構成例を示すブロック図である。図２０の周波数
誤差＆タイミング誤差推定器２０ａには、図１に示した
標本化器１９から出力された信号が入力される。周波数
誤差＆タイミング誤差推定器２０ａからは、局部発振器
１８に供給される周波数誤差信号と、ＦＦＴ２１に供給
されるタイミング誤差信号とが出力される。
【０１１４】図２０の周波数誤差＆タイミング誤差推定
器２０ａは、シフトレジスタ３０と、複数の複素相関器
３１〜３３と、最大値検出部３４と、比較器１１１と、
平均受信電力測定部１１２とを有する。各複素相関器３
１〜３３には、それぞれ異なる参照系列３７〜３９が設
定される。各複素相関器３１〜３３は、シフトレジスタ
３０から入力される信号と参照系列とを掛け合わせる複
素乗算器４１と、複素乗算器４１の出力を加算する加算
器４２とを有する。複素相関器３１〜３３に設定される
参照系列３７〜３９は、パイロットシンボルにおいて伝
送される信号に対して異なる周波数オフセットを与えた
信号である。
器２０ａは、シフトレジスタ３０と、複数の複素相関器
３１〜３３と、最大値検出部３４と、比較器１１１と、
平均受信電力測定部１１２とを有する。各複素相関器３
１〜３３には、それぞれ異なる参照系列３７〜３９が設
定される。各複素相関器３１〜３３は、シフトレジスタ
３０から入力される信号と参照系列とを掛け合わせる複
素乗算器４１と、複素乗算器４１の出力を加算する加算
器４２とを有する。複素相関器３１〜３３に設定される
参照系列３７〜３９は、パイロットシンボルにおいて伝
送される信号に対して異なる周波数オフセットを与えた
信号である。
【０１１５】最大値検出部３４は、各複素相関器３１〜
３３から出力される相関値の最大値を検出し、相関値の
最大値と、そのときの周波数オフセット量とを出力す
る。キャリア周波数の誤差は、最大値を出力した複素相
関器に対応する周波数から検出できる。ここで得られる
周波数オフセット量は、複素相関器の個数に依存した離
散値である。このため、最大値を出力した複素相関器
と、その複素相関器に隣接する複素相関器からの出力を
用いた補間により、周波数誤差を得る。
３３から出力される相関値の最大値を検出し、相関値の
最大値と、そのときの周波数オフセット量とを出力す
る。キャリア周波数の誤差は、最大値を出力した複素相
関器に対応する周波数から検出できる。ここで得られる
周波数オフセット量は、複素相関器の個数に依存した離
散値である。このため、最大値を出力した複素相関器
と、その複素相関器に隣接する複素相関器からの出力を
用いた補間により、周波数誤差を得る。
【０１１６】複数の複素相関器の各出力信号の最大値を
検出することにより、受信信号に含まれる自己相関特性
の良好な既知信号の位置を検出でき、これにより、バー
ストフレームの同期を確立することができる。
検出することにより、受信信号に含まれる自己相関特性
の良好な既知信号の位置を検出でき、これにより、バー
ストフレームの同期を確立することができる。
【０１１７】最大値検出部３４から出力された相関値お
よび周波数オフセット量は、比較器１１１に入力され
る。比較器１１１には、平均受信電力測定部１１２の出
力信号が入力される。平均受信電力測定部１１２には、
図１に示した標本化器１９が出力する信号が入力され、
平均受信電力値が出力される。平均受信電力測定部１１
２は、受信信号の平均電力を測定する。比較器１１１
は、受信信号の平均電力の情報に基づいて比較値を設定
し、この比較値と、最大値検出部３４から出力された相
関値の最大値との比較演算を行う。
よび周波数オフセット量は、比較器１１１に入力され
る。比較器１１１には、平均受信電力測定部１１２の出
力信号が入力される。平均受信電力測定部１１２には、
図１に示した標本化器１９が出力する信号が入力され、
平均受信電力値が出力される。平均受信電力測定部１１
２は、受信信号の平均電力を測定する。比較器１１１
は、受信信号の平均電力の情報に基づいて比較値を設定
し、この比較値と、最大値検出部３４から出力された相
関値の最大値との比較演算を行う。
【０１１８】この比較演算により、比較器１１１は、受
信信号に含まれる自己相関特性の良好な既知信号の位置
と内部クロックとの誤差を求め、その誤差値をタイミン
グオフセットとして出力する。複素相関器３１〜３３か
ら出力される相関出力の絶対値が大きいほど、平均電力
は大きくなるため、図示の比較器１１１は、平均電力測
定部１１２で測定された電力が予め設定された比較値以
上になったときを基準として周波数誤差信号と相関出力
最大値信号を出力する。
信信号に含まれる自己相関特性の良好な既知信号の位置
と内部クロックとの誤差を求め、その誤差値をタイミン
グオフセットとして出力する。複素相関器３１〜３３か
ら出力される相関出力の絶対値が大きいほど、平均電力
は大きくなるため、図示の比較器１１１は、平均電力測
定部１１２で測定された電力が予め設定された比較値以
上になったときを基準として周波数誤差信号と相関出力
最大値信号を出力する。
【０１１９】図２０のような構成により、サンプリング
タイミング誤差とキャリア周波数誤差の検出が可能にな
り、信頼性の高い信号伝送が可能なOFDM信号受信装置を
実現することができる。
タイミング誤差とキャリア周波数誤差の検出が可能にな
り、信頼性の高い信号伝送が可能なOFDM信号受信装置を
実現することができる。
【０１２０】上述した実施形態では、最大値検出部３６
から周波数誤差信号とタイミング誤差信号を出力する例
を説明したが、周波数誤差信号のみを出力してキャリア
周波数の誤差調整のみを行ってもよい。
から周波数誤差信号とタイミング誤差信号を出力する例
を説明したが、周波数誤差信号のみを出力してキャリア
周波数の誤差調整のみを行ってもよい。
【０１２１】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、受信したパイロット信号と、パイロット信号に対
してそれぞれ異なる周波数オフセットが設定された参照
信号との間で複素相関演算を行った結果に基づいて、再
生キャリア信号の周波数を制御するため、受信フレーム
の同期確立を迅速に行うことができ、安定した信頼性の
高い信号伝送およびその受信が可能となる。また、複素
相関演算手段の内部の構成を簡略化できるため、回路規
模の増大を抑制でき、それに伴って製造コストを削減で
きる。
れば、受信したパイロット信号と、パイロット信号に対
してそれぞれ異なる周波数オフセットが設定された参照
信号との間で複素相関演算を行った結果に基づいて、再
生キャリア信号の周波数を制御するため、受信フレーム
の同期確立を迅速に行うことができ、安定した信頼性の
高い信号伝送およびその受信が可能となる。また、複素
相関演算手段の内部の構成を簡略化できるため、回路規
模の増大を抑制でき、それに伴って製造コストを削減で
きる。
【図１】本発明に係るOFDM信号受信装置を備えたOFDM信
号通信システムの一実施形態のブロック図。
号通信システムの一実施形態のブロック図。
【図２】OFDM送信機から送信されるOFDM信号のバースト
フレームのデータ構成を示す図。
フレームのデータ構成を示す図。
【図３】図１に示した周波数誤差＆タイミング誤差推定
器の内部構成を示すブロック図。
器の内部構成を示すブロック図。
【図４】複素相関器から出力される相関値列の例を示す
図。
図。
【図５】自己相関演算によって得られる系列を示す図。
【図６】パイロットシンボルにおいて伝送される信号に
対して周波数オフセットΔｆを与えた参照系列と受信信
号の相関出力の大きさ|ａ(Δｆ)|2の周波数応答の例を
示す図。
対して周波数オフセットΔｆを与えた参照系列と受信信
号の相関出力の大きさ|ａ(Δｆ)|2の周波数応答の例を
示す図。
【図７】周波数のずれを表すベクトルを示す図。
【図８】Δｆ＝0.25の場合のベクトル軌跡の一例を示す
図。
図。
【図９】Δｆ＝0.5の場合のベクトル軌跡の一例を示す
図。
図。
【図１０】図８および図９に対応する送信信号系列の大
きさ|ｕ(ｉ)|2を示す図。
きさ|ｕ(ｉ)|2を示す図。
【図１１】QPSKマッピングされたデータを伝送した場合
のベクトル軌跡の例を示す図。
のベクトル軌跡の例を示す図。
【図１２】ランダムデータを伝送した場合のベクトル軌
跡を示す図。
跡を示す図。
【図１３】代表ベクトル以外を０としたベクトル軌跡を
示す図。
示す図。
【図１４】複素相関器の第１の構成例を示すブロック
図。
図。
【図１５】複素相関器の第２の構成例を示すブロック
図。
図。
【図１６】図１５の複素相関器を有するOFDM受信機の構
成の一部を示すブロック図。
成の一部を示すブロック図。
【図１７】パイロット信号に巡回系列を用いた場合の複
素相関器の第３の構成例を示すブロック図。
素相関器の第３の構成例を示すブロック図。
【図１８】複素相関器の第４の構成例を示すブロック
図。
図。
【図１９】複素相関器の第５の構成例を示すブロック
図。
図。
【図２０】周波数誤差＆タイミング誤差推定器の他の構
成例を示すブロック図。
成例を示すブロック図。
【図２１】送信側に用いられるOFDM変調装置の構成を示
すブロック図。
すブロック図。
【図２２】ガードインターバルを説明する図。
【図２３】受信側に用いられるOFDM復調装置の構成を示
すブロック図。
すブロック図。
【図２４】文献に記載された周波数オフセット検出・除
去方式を示す図。
去方式を示す図。
１０ OFDM送信機 １１ OFDM受信機 １２ 逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ） １３，１７ 周波数変換器 １４，１８ 局部発振器 １５，１６ アンテナ １９ 標本化器 ２０ タイミング誤差推定器 ２１ 高速フーリエ変換器（ＦＦＴ） ３０，３５ シフトレジスタ ３１〜３３ 複素相関器 ３４，３６ 最大値検出部 ３７〜３９ 参照系列 ４０ 複素乗算器 ４１ 加算器
Claims (9)
- 【請求項１】所定の既知信号系列からなるパイロット信
号が挿入されたOFDM（直交周波数分割多重）信号をアン
テナにより受信する受信手段と、 前記OFDM信号を復調するための基準信号である再生キャ
リア信号を生成する局部発振器と、 前記再生キャリア信号に基づいて前記OFDM信号をベース
バンド信号に変換する周波数変換器と、 前記ベースバンド信号に基づいてＦＦＴ演算を行って周
波数領域の受信データを生成するＦＦＴ演算手段と、を
備えたOFDM信号受信装置であって、 前記ベースバンド信号を標本化する標本化手段と、 前記パイロット信号に対してそれぞれ異なる周波数オフ
セットが設定された参照信号と前記パイロット信号との
間で複素相関演算を行って相関出力を求める複数の複素
相関演算手段と、 前記複数の複素相関演算手段のそれぞれで得られた相関
出力に基づいて、前記再生キャリア信号と前記OFDM信号
のキャリア信号との周波数誤差と、前記ＦＦＴ演算手段
が演算を行う際のタイミング誤差とを推定する誤差推定
手段と、を備え、 前記局部発振器は、前記周波数誤差に基づいて前記再生
キャリア信号の周波数を制御し、 前記ＦＦＴ演算手段は、前記タイミング誤差に基づいて
ＦＦＴウインドウを決定することを特徴とするOFDM信号
受信装置。 - 【請求項２】前記複数の複素相関演算手段のそれぞれか
ら出力された相関出力の最大値を検索する第１の最大値
検索手段を備え、 前記誤差推定手段は、前記第１の最大値検索手段で検索
された最大値を出力した前記複素相関演算手段に対応す
る周波数オフセットに基づいて、前記周波数誤差と前記
タイミング誤差とを推定することを特徴とする請求項１
に記載のOFDM信号受信装置。 - 【請求項３】前記第１の最大値検索手段で検索された最
大値を出力した前記複素相関演算手段の相関出力の最大
値を検索する第２の最大値検索手段を備え、 前記誤差推定手段は、前記第２の最大値検索手段で検索
された最大値に基づいて、前記周波数誤差と前記タイミ
ング誤差とを推定することを特徴とする請求項２に記載
のOFDM信号受信装置。 - 【請求項４】前記複数の複素相関演算手段のそれぞれ
は、 前記標本化手段で標本化されたベースバンド信号が入力
されるシフト段数がＬ（Ｌは２以上の整数）段の第１の
信号シフト手段と、 前記第１の信号シフト手段の各段の中から選択されたＭ
（Ｍは２以上の整数で、Ｍ＜Ｌ）段の出力と前記参照信
号とをそれぞれ乗算するＭ個の複素乗算手段と、 前記Ｍ個の複素乗算手段による各乗算結果を加算して前
記相関出力を演算する加算手段と、を有することを特徴
とする請求項１〜３のいずれかに記載のOFDM信号受信装
置。 - 【請求項５】前記OFDM信号には、少なくとも２つの前記
パイロット信号が含まれており、 前記標本化手段で標本化されたベースバンド信号を遅延
する遅延手段と、 前記標本化手段で標本化されたベースバンド信号が入力
されるシフト段数がＬ（Ｌは２以上の整数）段の第２の
信号シフト手段と、 前記遅延手段で遅延された前記ベースバンド信号が入力
されるシフト段数がＬ（Ｌは２以上の整数）の第３の信
号シフト手段と、 前記第２の信号シフト手段の各段の中から選択されたＭ
（Ｍは２以上の整数で、Ｍ＜Ｌ）段の出力と、前記第３
の信号シフト手段の各段の中から選択された前記Ｍ段の
出力とを乗算するＭ個の乗算手段と、 前記Ｍ個の乗算手段による各乗算結果を加算する加算手
段と、を備えることを特徴とするOFDM信号受信装置。 - 【請求項６】所定の既知信号系列からなるパイロット信
号が挿入されたOFDM（直交周波数分割多重）信号をアン
テナにより受信する受信手段と、 前記OFDM信号を復調するための基準信号である再生キャ
リア信号を生成する局部発振器と、 前記再生キャリア信号に基づいて前記OFDM信号をベース
バンド信号に変換する周波数変換器と、 前記ベースバンド信号に基づいてＦＦＴ演算を行って周
波数領域の受信データを生成するＦＦＴ演算手段と、を
備えたOFDM信号通信システムであって、 所定の周期で巡回する巡回系列の前記パイロット信号が
挿入されたOFDM信号をアンテナを介して前記受信手段に
向けて送信する送信手段を備えることを特徴とするOFDM
信号通信システム。 - 【請求項７】前記送信手段は、前記パイロット信号を構
成する時間領域での代表ベクトルに電力が等分配される
前記巡回系列を用いて前記パイロット信号を構成するこ
とを特徴とする請求項６に記載のOFDM信号通信システ
ム。 - 【請求項８】所定の既知信号系列からなるパイロット信
号が挿入されたOFDM（直交周波数分割多重）信号をアン
テナにより受信する受信手段と、 前記OFDM信号を復調するための基準信号である再生キャ
リア信号を生成する局部発振器と、 前記再生キャリア信号に基づいて前記OFDM信号をベース
バンド信号に変換する周波数変換器と、 前記ベースバンド信号に基づいてＦＦＴ演算を行って周
波数領域の受信データを生成するＦＦＴ演算手段と、を
備えたOFDM信号通信システムの通信制御方法において、 前記ベースバンド信号を標本化する第１ステップと、 前記パイロット信号に対してそれぞれ異なる周波数オフ
セットが設定された参照信号と前記パイロット信号との
間で複素相関演算を行って相関出力を求める第２ステッ
プと、 前記第２ステップで得られた複数の相関出力に基づい
て、前記再生キャリア信号と前記OFDM信号のキャリア信
号との周波数誤差を推定する第３ステップと、 前記第４ステップで推定された前記周波数誤差に基づい
て前記局部発振器が生成する前記再生キャリア信号の周
波数を制御する第４ステップと、を備えることを特徴と
するOFDM信号通信システムの通信制御方法。 - 【請求項９】前記第３ステップは、前記第２ステップで
得られた複数の相関出力に基づいて、前記ＦＦＴ演算手
段が演算を行う際のタイミング誤差を推定し、 前記ＦＦＴ演算手段は、前記タイミング誤差に基づいて
ＦＦＴウインドウを決定することを特徴とする請求項８
に記載のOFDM信号通信システムの通信制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15262499A JP3544147B2 (ja) | 1999-05-31 | 1999-05-31 | Ｏｆｄｍ信号受信装置、ｏｆｄｍ信号通信システム及びその通信制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15262499A JP3544147B2 (ja) | 1999-05-31 | 1999-05-31 | Ｏｆｄｍ信号受信装置、ｏｆｄｍ信号通信システム及びその通信制御方法 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003430210A Division JP3793198B2 (ja) | 2003-12-25 | 2003-12-25 | Ｏｆｄｍ信号通信システム及びｏｆｄｍ信号送信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000341236A true JP2000341236A (ja) | 2000-12-08 |
| JP3544147B2 JP3544147B2 (ja) | 2004-07-21 |
Family
ID=15544459
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15262499A Expired - Fee Related JP3544147B2 (ja) | 1999-05-31 | 1999-05-31 | Ｏｆｄｍ信号受信装置、ｏｆｄｍ信号通信システム及びその通信制御方法 |
Country Status (1)
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|---|---|
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Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003046476A (ja) * | 2001-08-03 | 2003-02-14 | Clarion Co Ltd | 広帯域ａｆｃ回路及びｏｆｄｍ復調装置 |
| JP2003152677A (ja) * | 2001-11-14 | 2003-05-23 | Mitsubishi Electric Corp | マルチキャリア符号分割多重通信装置およびマルチキャリア符号分割多重通信方法およびマルチキャリア符号分割多重送信装置およびマルチキャリア符号分割多重送信方法 |
| JP2006295349A (ja) * | 2005-04-07 | 2006-10-26 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | パイロット信号検出装置及び方法 |
| JP2007518363A (ja) * | 2004-01-08 | 2007-07-05 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Ｏｆｄｍシステムにおける周波数エラー推定およびフレーム同期化 |
| JP2009260446A (ja) * | 2008-04-11 | 2009-11-05 | Pioneer Electronic Corp | 受信装置及び受信方法 |
| JP2009296612A (ja) * | 2002-04-19 | 2009-12-17 | Thomson Licensing | 復調器が効率的にロックできるようにする方法及び装置、並びに復調器が効率的に開始できるようにする方法 |
| CN1917499B (zh) * | 2006-09-08 | 2012-05-16 | 清华大学 | 解决正交频分复用系统收发晶振存在偏差的方法 |
| US8532233B2 (en) | 2008-08-21 | 2013-09-10 | Fujitsu Limited | Apparatus and method for frequency offset estimation |
| US8891414B2 (en) | 2000-12-15 | 2014-11-18 | Adaptix, Inc. | Multi-carrier communications with adaptive cluster configuration and switching |
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|---|---|---|---|---|
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-
1999
- 1999-05-31 JP JP15262499A patent/JP3544147B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
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| US9219572B2 (en) | 2000-12-15 | 2015-12-22 | Adaptix, Inc. | OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading |
| US9210708B1 (en) | 2000-12-15 | 2015-12-08 | Adaptix, Inc. | OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading |
| US9203553B1 (en) | 2000-12-15 | 2015-12-01 | Adaptix, Inc. | OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading |
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| JP2003152677A (ja) * | 2001-11-14 | 2003-05-23 | Mitsubishi Electric Corp | マルチキャリア符号分割多重通信装置およびマルチキャリア符号分割多重通信方法およびマルチキャリア符号分割多重送信装置およびマルチキャリア符号分割多重送信方法 |
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| JP2011101384A (ja) * | 2004-01-08 | 2011-05-19 | Qualcomm Inc | Ｏｆｄｍシステムにおける周波数エラー推定およびフレーム同期化 |
| US7746760B2 (en) | 2004-01-08 | 2010-06-29 | Qualcomm Incorporated | Frequency error estimation and frame synchronization in an OFDM system |
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| JP4584756B2 (ja) * | 2005-04-07 | 2010-11-24 | 日本放送協会 | パイロット信号検出装置及び方法 |
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|---|---|
| JP3544147B2 (ja) | 2004-07-21 |
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