CN107426123B - 一种利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法及装置，所述方法包括以下步骤：系统完成同步，以确定每一个OFDM符号的循环前缀CP位置；在时域上通过前缀循环CP计算小数频偏，并修正接收信号中的小数频偏；在频域，计算本地导频子载波与不同起始位置的接收子载波共轭相乘得到序列信号，相邻所述序列信号自相关共轭相乘得到自相关序列，所述自相关序列求和，得到最大似然自相关值；根据多符号的最大似然自相关值确定导频索引的初始位置；接收端导频位置减去所述导频索引的初始位置即整数频偏，在频域根据整数频偏数值和方向提取所有子载波信息。本发明采用多符号间导频联合最大似然共轭相关进行整数频偏估计，准确性大大提高。

Description

一种利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法及装置

技术领域

本发明涉及OFDM系统的多载波系统领域，尤其涉及一种利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法及装置。

背景技术

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)即正交频分复用技术，实际上OFDM是MCM(Multi Carrier Modulation)，多载波调制的一种。OFDM的基本原理是将高速的数据流分解为N个并行的低速数据流，在N个子载波上同时进行传输。这些在N子载波上同时传输的数据符号，构成一个OFDM符号，如图1所示。OFDM符号既可以采用时域的方法产生，也可以使用频域的方法产生。其中，时域的OFDM符号产生方法又称为Conceptual OFDM符号产生方法，Conceptual OFDM符号产生方法如图2所示，其中，ω_n是第n个子载波的频率(rad/s)，1/T_u是QAM符号速率。子载波的频谱是等间隔分布的，即子载波间隔是恒定的，定义如下：

而时域的OFDM符号产生方法可以应用于实际，又被称为Practical OFDM符号产生方法，在实际应用中，OFDM符号可以通过使用IFFT数字信号处理来实现。在基带，PracticalOFDM符号的产生方法如图3所示，其中，a(mN+n)表示第n个子载波上调制的数据符号，其持续时间范围是mT_u<t≤(m+1)T_u。

OFDM系统需要精确的频率同步与时间同步，其中时间同步的作用是确定OFDM符号边界，并且提取出最佳的采样时钟，从而减少载波间干扰(ICI)和符号间干扰(ISI)造成的影响；频率同步要求系统估计和校正接收信号的载波偏移。

频率偏差主要由发射机与接收机之间晶振频率偏差、多普勒偏移和相位噪声引入。由于多载波系统相对于单载波系统来说，更灵敏于频率偏差，所以多载波系统中频率同步更为重要。载波频率同步误差造成接收信号在频域的偏移。图4为频率误差造成OFDM系统产生载波间干扰(ICI)的示意图：(a)频率误差是子载波间隔的整数倍的情况，(b)频率误差不是载波间隔的整数倍的情况，如图4所示，如果频率误差是子载波间隔的整数倍，则接收到的承载QAM信号的子载波频谱将平移n个载波位置。子载波之间还是相互正交的，但OFDM信号的频谱结构错位，从而导致误码率等于0.5的严重错误。如果频率误差不是载波间隔的整数倍，则一个子载波的信号能量将分散到相邻的两个载波中，导致子载波丧失了正交性，引入了ICI，也会造成系统性能的下降。

在OFDM系统中，只有发送和接收的子载波完全一致，才能保证载波间的正交性，从而可以正确接收信号。任何频率偏移必然导致ICI。实际系统中，由于本地时钟源(如晶体振荡器)不能精确的产生载波频率，总要附着一些随机相位调制信号。结果接收机产生的频率不可能与发送端的频率完全一致。对于单载波系统，相位噪声和频率偏移只是导致信噪比损失，而不会引入干扰。但对于多载波系统，却会造成子载波间干扰(ICI)，因此OFDM系统对于载波偏移比单载波系统要敏感，必须采取措施消除频率偏移。

因此，需要一种能够消除OFDM系统的多载波系统中频率偏移的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法及装置。

发明内容

根据本发明的一个方面，本发明提供的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法，包括以下步骤：S110，导频插入间隔，生成导频子载波；S120，系统完成同步，以确定每一个OFDM符号的循环前缀CP位置；S130，在时域上通过前缀循环CP计算小数频偏，并修正接收信号中的小数频偏；S140，在频域，计算本地导频子载波与不同起始位置的接收子载波共轭相乘得到序列信号，相邻序列信号自相关共轭相乘得到自相关序列，自相关序列求和，得到最大似然自相关值；S150，根据多符号的最大似然自相关值确定导频索引的初始位置；S160，接收端导频位置减去导频索引的初始位置即整数频偏，在频域根据整数频偏数值和方向提取所有子载波信息；S170，按照正常索引提取整数频偏修正后的导频信号。

优选地，在步骤S130中，当两个时域重复符号x₁(n)和x₂(n)之间有N_d个样值的延迟时，小数频偏的计算包括以下步骤：

S1301，基于以下公式，计算两符号的时域相关R_t：

其中，r(n)为符号x₁(n)的时域信号，r(n+N_d)为符号x₂(n)的时域信号；

S1302，求取相关值R_t的相位arg(R_t)，并基于以下公式，根据相位arg(R_t)求载波频率偏差Δf_c：

其中，T_s为抽样间隔，Δf_sc＝1/(NT_s)为载波间隔，N是一个符号FFT的size,一般情况下Nd＝N；其中N是一个OFDM符号的采样点数，也就是FFT-SIZE，例如N＝4096；

为了保证小数频偏调整方向一致性：

当相位arg(R_t)<0时，

当相位arg(R_t)>0时，

这样多个符号CP估计出来的小数频偏方向一致，为后面整数频偏奠定基础小数频偏估计完成之后，首先需要对采集的物理层数据进行小数频偏的修正：

physig是物理层时域数据，fs是物理层信号速率，例如fs＝34.56MSPS。

优选地，载波频率偏差

采用以下搜索算法取得：设置不同起始位置等于p，则计算出接收信号子载波的索引i，p＝1:1:P；i＝0,2,3,...L-1。

优选地，在步骤S140中，最大似然自相关值的计算包括以下步骤：

S1401，基于以下公式计算序列信号

其中，

为接收导频子载波，h_j为本地导频子载波，p＝1,2,3,4,5,6,7，序列信号

代入步骤S1402中的公式；

S1402，基于以下公式，相邻两个序列信号

和

共轭相乘计算自相关序列

p＝1,2,3,4,5,6,7自相关序列

代入步骤S1403中的公式；

S1403，基于以下公式，计算最大似然自相关值sumR_p：

优选地，接收导频子载波

基于以下公式计算：

其中，new_pindex^p＝p+i*P为接收端的导频索引，接收导频子载波

代入步骤S1401中的公式。

优选地，在步骤S150中，基于以下公式，确定最大似然自相关值最大的位置，即导频索引的初始位置：

[max V,max P]＝MAX(|sumR_p|),p＝1,2,3,4,5,6,7，

其中，p是导频的起始位置，sumR_p为最大似然自相关值，当估计的序列是第symb符号时，则[max V,max P]＝MAX(|sumR_p,symb|),p＝1,2,3,4,5,6,7,symb＝1,2,3...NumSymb。

优选地，在步骤S160中，接收端导频位置为各个符号最大峰值点位置中概率最大的位置：

[max V,max P_symb]＝MAX(sumR_p,symb),p＝1,2,3,4,5,6,7,symb＝1,2..NumSymb，

pos_symb(p)＝length(max P(symb)＝＝p),p＝1,2,3,4,5,6,7,symb＝1,2..NumSymb

接收端导频位置为[max POS]＝max(pos_symb(p)),p＝1,2,3,4,5,6,7。

获得导频最大数值位置后，按照这个位置提取所有频域子载波数据，例如原始发射端子载波索引：prb_sc_index＝[254,255,256,….3843]；,中间空出来6个子载波为防止直流泄露不发送数据，一共3584个传递数据的子载波。通过测量出整数频偏后，子载波位置有可能前后移动，所以此时新的子载波索引如下：

new_sc_index＝prb_sc_index+maxPOS-ceil(P/2)；

ceil(.)含义是向上取整，例如P＝7，则ceil(P/2)＝4

按照新索引提取所有子载波信号：

new_sc_fft＝r_fft_symbol(new_sc_index)

其中r_fft_symbol是一个完整的OFDM符号，是挖成了FFT处理后长度是N＝4096，其中包含子载波个数Nsc＝3584.导频个数Nsc/P＝512

由于此时整体子载波位置按照频偏修正了，所以导频提取按照原始索引pilot_index＝[4,11,18,25,…]提取即可,pilot_index这个索引是子载波信号上导频的索引。

优选地，在步骤S160中，接收端导频位置为各个符号相同位置的相关峰值叠加之后的最大值的位置：

根据本发明的一个方面，本发明提供的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计装置，其特征在于，包括：导频插入模块，用于导频插入间隔，生成导频子载波；同步模块，用于系统完成同步，以确定每一个OFDM符号的循环前缀CP位置；小数频偏修正模块，用于在时域上通过前缀循环CP计算小数频偏，并修正接收信号中的小数频偏；共轭相关模块，用于在频域计算本地导频子载波与不同起始位置的接收子载波共轭相乘得到序列信号，相邻序列信号自相关共轭相乘得到自相关序列，自相关序列求和，得到最大似然自相关值；初始频点位计算模块，用于根据多符号的最大似然自相关值确定导频索引的初始位置；整数频偏计算模块，用于计算整数频偏，即接收端导频位置减去导频索引的初始位置，在频域根据整数频偏数值和方向提取所有子载波信息；提取导频信号模块，用于按照正常索引提取整数频偏修正后的导频信号。

优选地，在共轭相关模块中，最大似然自相关值的计算包括以下步骤：S1401，基于 以下公式计算序列信号其中，为接收导频子载波，h_j为本地 导频子载波，p＝1,2,3,4,5,6,7，序列信号代入步骤S1402中的公式；S1402，基于以下公 式，相邻两个序列信号和共轭相乘计算自相关序列 p＝1,2,3,4,5,6,7，自相关序列代入步骤S1403中的公式；S1403，基于以下公式，计算 最大似然自相关值sumR_p：

优选地，在整数频偏计算模块中，接收端导频位置为各个符号最大峰值点位置中概率最大的位置或者各个符号相同位置的相关峰值叠加之后的最大值的位置。

本发明与现有技术相比，具有以下优点：

1.本发明的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法采用多符号间导频通过最大似然共轭相关联合进行整数频偏估计，有更多的信息量可以供选择，例如一个符号如果有512个导频，一个时隙有8个符号，那么就能够使用4096个有效数据进行频偏估计，远比前导码的信息量多，所以准确性能有很大提高。

2.本发明的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法中的整数频偏测量算法，理论上能够检测非常大的整数频偏，故此不受频偏估计大小的限制，非常适合高速飞行器产生频偏的测量，这是一般频偏估计算法无法比拟的。

3.本发明的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法的频偏估计具有很大应用前景和实用性，为将来超高音速飞机的OFDM通信奠定频偏测量算法基础。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其它目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举本发明的具体实施方式。

附图说明

通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的设置。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：

图1为在时频方向上OFDM符号图；

图2为Conceptual OFDM符号产生方法示意图；

图3为Practical OFDM符号产生方法示意图；

图4为频率误差造成OFDM系统产生载波间干扰(ICI)的示意图：(a)频率误差是子载波间隔的整数倍的情况，(b)频率误差不是载波间隔的整数倍的情况；

图5为本发明实施例的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法流程图；

图6为本发明的四个OFDM符号中每一个符号隔离7个子载波插入一个导频子载波的示意图；

图7为相隔N_d个样值的两个时域重复前缀循环(CP)的示意图；

图8为本发明实施例的整数频偏搜索示意图；

图9为本发明实施例的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计装置结构图。

具体实施方式

下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例所设置。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。

本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。

本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)，具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语，应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非被特定定义，否则不会用理想化或过于正式的含义来解释。

为了解决现有OFDM系统的多载波系统中频率偏移的问题，本发明提出一种能够消除OFDM系统的多载波系统中频率偏移的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法及装置。

图5为本发明实施例的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法流程图，如图5所示，本发明提供的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法，其特征在于，包括以下步骤：S110，导频插入间隔，生成导频子载波；S120，系统完成同步，以确定每一个OFDM符号的循环前缀CP位置；S130，在时域上通过前缀循环CP计算小数频偏，并修正接收信号中的小数频偏；S140，在频域，计算本地导频子载波与不同起始位置的接收子载波共轭相乘得到序列信号，相邻序列信号自相关共轭相乘得到自相关序列，自相关序列求和，得到最大似然自相关值；S150，根据多符号的最大似然自相关值确定导频索引的初始位置；S160，接收端导频位置减去导频索引的初始位置即整数频偏，在频域根据整数频偏数值和方向提取所有子载波信息；S170，按照正常索引提取整数频偏修正后的导频信号。在步骤S110的导频插入中，由于OFDM系统中的导频信号是时频二维的。为了提高频偏估计的精度，可以插入连续导频和分散导频，导频的数量是估计精度和系统复杂的折中。插入导频可以看作是进行二维的采样，插入导频的间隔必须满足奈奎斯特抽样定理，即无失真恢复的抽样间隔必须小于抽样信号两倍带宽的导数。应用到OFDM系统中，应同时考虑导频符号在频率方向的最小间隔N_f(以子载波间隔ΔF_c＝1/T_u为单位归一化)和导频符号在时间方向的最小间隔N_t(以OFDM符号间隔T＝T_u+T_g为单位归一化)，为了确定这两个间隔，需要分别知道信道在时域和频域的变化。

信道在频域的变化对应与最大时延扩展τ_max。根据频域抽样定理，对信号在频域的抽样对应于在时域的周期延拓，为了不失真地还原频域信号，对应的时域延拓信号不应发生混叠失真，这就要求时域的延拓周期1/N_fΔf_c应不小于最大时延扩展，即1/N_fΔf_c≥τ_max简化得到：

信道在时域上的变化对应于多普勒扩展f_d。根据时域抽样定理，为了不失真地还原时域信号，要求抽样频率1/N_tT应不小于最大多普勒扩展f_d的两倍1/N_tT≥2f_d化简得到：

由于实际系统中N_f和N_t只能取整数，上面两式向上取整数，即

和

因此一帧中包含的所有导频符号总数为：

其中，其中N_c为一个OFDM符号包含的子载波数，N_s为一帧包含的OFDM符号数。

综上所述，由于在时域和频域都满足抽样定理，所有如果能够知道在导频位置上的频率响应值，就可以得到整个信道上的所有频率响应值。基于导频符号的信道估计就是，根据插入的已知导频符号，首先通过估计算法获得信道在导频位置的传输特性，然后再利用插值算法来获得信道在其它位置的传输特性H(t,f)。实际应用中，导频的模式的设计要根据具体情况而定。图6为本发明的四个OFDM符号中每一个符号隔离P＝7个子载波插入一个导频子载波的示意图，设置整体子载波数量是N,则导频子载波数量是N/7个，例如全体子载波数量是N＝3584,则导频数量P＝512，当然，图6所示仅仅是一种导频的模式，也可以设计其它模式的导频。

在步骤S130中，当两个时域重复符号x₁(n)和x₂(n)之间有N_d个样值的延迟时，小数频偏的计算包括以下步骤：

S1301，基于以下公式，计算两符号的时域相关R_t：

其中，r(n)为符号x₁(n)的时域信号，r(n+N_d)为符号x₂(n)的时域信号；

S1302，求取相关值R_t的相位arg(R_t)，并基于以下公式，根据相位arg(R_t)求载波频率偏差Δf_c：

其中，T_s为抽样间隔，Δf_sc＝1/(NT_s)为载波间隔。

载波频率偏差

采用以下搜索算法取得：设置不同起始位置等于p，则计算出接收信号子载波的索引i，p＝1:1:P；i＝0,2,3,...L-1。

接收端并不知道导频所在的子载波的起始位置的偏移。因此，采用类似离散相关法进行相关峰值的选择，看哪个位置的相关峰值功率最大，那么对应的就是导频的位置。这是因为发射端的导频信号接收端是已知的。因而匹配峰值高就说明那个位置就是导频序列的插入位置。看导频位置偏离理想位置多远，就表明偏移了几个整数倍频偏，实际此算法是基于最大似然法(Maximum Likelihood，ML)也称为最大概似估计，是一种具有理论性的点估计法，此方法的基本思想是：当从模型总体随机抽取n组样本观测值后，最合理的参数估计量应该使得从模型中抽取该n组样本观测值的概率/幅度最大。下面具体说明。

在信号的传输过程中，由于多普勒频移和振荡器的精确度等因素，使得接收信号的载波和本地载波不完全同步，有一定的偏差，并导致相位急剧变化，严重影响了解调器的性能，因此必须在接收机中进行载波同步。输入的中频信号经数字下变频后，变到零频，由于收发载波之间不完全匹配，因此这一零频不是真正意义上的零频，而是收发载波间有一个较小的频差，需要进行载波频偏估计和载波校正，以消除载波偏差的影响。

在实际的通信系统中，接收信号经过下变频变到基带后，总是存在一个小频偏Δf的，载波同步的目的就是要估计出这个Δf值。实际的系统中Δf都是有一定的范围的，如分布在-f_max～+f_max之间，如果在-f_max～+f_max之间对Δf采用一定的算法进行搜索，定义一个似然度，只有当搜索的频率离实际的频偏最近时，似然度值最大，因此便可以得到频偏的估值，如果搜索是按照一个子载波的间隔搜索，则称之为整数频偏搜索，如果一个子载波的间隔是Δf_sc，那么搜索的最大频偏f_max＝P·Δf_sc，一般子载波间隔是15kHz,那么如果P＝7,那么搜索的范围将达到105KHz,这能够满足现代移动通信所有的频偏范围，基本不会受最大频偏的限制，具有很好的实用性，整数个子载波频偏修正之前，首先要进行小数频偏。小数频偏的方法很多，最简单实用的方法就是利用OFDM每一个符号的CP进行，具体算法如下：

OFDM-TDD的小数频偏估计在时域，通过CP进行。

图7为相隔N_d个样值的两个时域重复前缀循环(CP)的示意图，如图7所示，假设发送的两个时域重复符号x₁(n)和x₂(n)之间有N_d个样值的延迟，一个符号的采样点数N_d＝N＝4096(fft-size)，重复符号长度为L。具体过程为在接收端计算两训练符号的时域相关R_t：

再求取此相关值R_t的相位arg(R_t)，则载波频率偏差Δf_c为：

其中，T_s为抽样间隔，Δf_sc＝1/(NT_s)为载波间隔，且arg(R_t)与载波相位偏差Δφ没有关系，所以这种算法只能求得载波频率偏差。N是一个符号FFT的size,一般情况下Nd＝N；其中N是一个OFDM符号的采样点数，也就是FFT-SIZE，例如N＝4096。

为了保证小数频偏调整方向一致性：

当相位arg(R_t)<0时，

当相位arg(R_t)>0时，

这样多个符号CP估计出来的小数频偏方向一致，以防止多个符号CP估计的频偏方向不一致情况，会导致后面的整数频偏出现误差。小数频偏估计完成之后，首先需要对采集的物理层数据进行小数频偏的修正：

physig是物理层时域数据，fs是物理层信号速率，例如fs＝34.56MSPS。

CP估计范围

由于arg(R_t)的变化范围为[-π,π)，所以可估计的载波频率偏差范围为：

由于子载波数N和子载波间隔Δf_sc都是固定值，所以估计的范围只与N_d有关。N_d越小，估计范围就越大，N_d越大，估计范围就越小。当N_d＝N时，估计范围就是子载波间隔的一半。所以通过CP可以完成小数频偏估计。小数频偏估计完成之后，可以通过最大似然算法进行整数频偏估计：

最大似然估计算法利用已知导频进行。经过定时同步后，得到一个OFDM符号的时域信号，然后利用CP完成小数频偏，然后进行FFT，使得信号变到频域，频域数据为sc_fft(n)，n＝0～N-1，N为FFT点数。设用于频偏估计的导频子载波的子载波索引集合为i,i＝1,2,3,...L，数量为L＝N/P,设置h_i,i＝1,2,3...L是原始本地导频信号。则频偏Δf的最大似然估计值为

上式中，

为使得从接收序列sc中搜索和本地导频序列最接近的子序列，也就是不断变换f,使得共轭相乘之后算数和中取最大值的f。

的最大似然估计值实际上就是对应其频谱幅值最大的频点。关于

的最大似然估计式没有解析，只能采用搜索算法。下面将详细介绍搜索过程：

设置不同起始位置等于p，则可以计算出接收信号子载波的索引i

p＝1:1:P；i＝0,2,3,...L-1

在步骤S140中，最大似然自相关值的计算包括以下步骤：

S1401，计算本地导频子载波h_i和不同起始位置的接收导频子载波共轭相乘得到序列信号

S1402，相邻两个序列信号

和

共轭相乘得到自相关序列

和S1403，对自相关序列

算数和

得到最大似然自相关值sumR_p。为了做到子载波对齐，每一次从不同起始位置p＝1,2,3...P(P＝7)提取接收子载波子序列，按照上述三步依次搜索，最后排序哪个位置p的功率最高，则选择那个位置作为接收信号导频的所在位置。具体算法如下：

设置接收所有子载波_信号是：sc_symbol(n),n＝1,2,3...Nsc，Nsc＝3584，一个符号中子载波的个数，按照相隔P个从第p位置提取出来的信号为

提取出来的信号

和本地导频信号共轭相乘得到

相邻

和

共轭相乘，如果此位置都是导频，相邻导频共轭相乘，相关幅度会进一步提升，如果是业务数据信号，由于业务信号和导频信号没有相关性，则此时共轭相乘相关幅度会降低，因此此处共轭相乘能够极大提升本算法的抗噪声性能，所以本发明搜索整数频偏的算法为最大似然自相关搜索算法。

最后所有自相关后的序列算数和得到：

为接收导频子载波的频域信息，h_i为本地导频子载波的频域信息。

接收导频子载波的频域信息

的计算如下：

new_pindex^p＝p+i*P为接收端的导频索引。

举例说明：P＝7,导频序列位于接收子载波位置的第4个，则导频索引序列new_pindex^p数值如下表1所示。

表1

如表1所示，p＝4时，导频索引无整数频偏，因此，pindex为无整数频偏的导频索引。

在步骤S150中，基于以下公式，确定最大似然自相关值最大的位置，即导频索引的初始位置：

[max V,max P]＝MAX(|sumR_p|),p＝1,2,3,4,5,6,7，

其中，p是导频的起始位置，sumR_p为最大似然自相关值，如果一个符号中7个子载波有一个导频，那么P＝7，当估计的序列是第symb符号时，则[max V,max P]＝MAX(|sumR_p|),p＝1,2,3,4,5,6,7,symb＝1,2,3…NumSymb。

图8为本发明实施例的整数频偏搜索示意图，如图8所示，计算本地导频子载波和接收导频子载波对的共轭相关值之和，为了做到子载波对齐，从不同起始位置提取导频子载波，哪个位置的功率最高，则选择哪个位置作为导频的索引的起始位置。

在步骤S160中，接收端导频位置为各个符号最大峰值点位置中概率最大的位置：

[max V,max P_symb]＝MAX(sumR_p,symb),p＝1,2,3,4,5,6,7,symb＝1,2..NumSymb，

pos_symb(p)＝length(max P(symb)＝＝p),p＝1,2,3,4,5,6,7,symb＝1,2..NumSymb

接收端导频位置为[max POS]＝max(pos_symb(p)),p＝1,2,3,4,5,6,7，具体地，例如有NumSymb＝8个符号，前5个符号(Symb＝1，2，3，4，5)的最大值位置p＝4，后3个符号(Symb＝6，7，8)最大值位置p＝3，其他位置p＝1，2，5，6，7没有出现最大值，那么此时8个符号中最大值出现最多的位置max POS＝3。

可替换地，在步骤S160中，接收端导频位置为各个符号相同位置的相关峰值叠加之后的最大值的位置：

获得导频最大数值位置后，按照这个位置提取所有频域子载波数据，例如原始发射端子载波索引：prb_sc_index＝[254,255,256,….3843]；,中间空出来6个子载波为防止直流泄露不发送数据，一共3584个传递数据的子载波。通过测量出整数频偏后，子载波位置有可能前后移动，所以此时新的子载波索引如下：

new_sc_index＝prb_sc_index+maxPOS-ceil(P/2)；

ceil(.)含义是向上取整，例如P＝7，则ceil(P/2)＝4

如果maxPOS＝4,则计算出来新子载波位置不变：

new_sc_index＝prb_pilot_index+4-4＝prb_pilot_index

如果maxPOS＝1,则计算出来新频偏：

new_sc_index＝prb_pilot_index+1-4＝prb_pilot_index-3；

则此时子载波索引是new_sc_index＝[251,252,253,…,3840]；

按照新索引提取所有子载波信号：new_sc_fft＝r_fft_symbol(new_sc_index)

其中r_fft_symbol是一个完整的OFDM符号，是挖成了FFT处理后长度是N＝4096，其中包含子载波个数Nsc＝3584.导频个数Nsc/P＝512

其他位置依次类推。根据修正的整数频偏，可以按照频偏位置正确提取出有用位置的子载波信号。由于此时整体子载波位置按照频偏修正了，所以导频提取按照原始索引pilot_index＝[4,11,18,25,…]提取即可,pilot_index这个索引是子载波信号上的索引。

图9为本发明实施例的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计装置结构图，如图9所示，本发明提供的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计装置，包括：导频插入模块，用于导频插入间隔，生成导频子载波；同步模块，用于系统完成同步，以确定每一个OFDM符号的循环前缀CP位置；小数频偏修正模块，用于在时域上通过前缀循环CP计算小数频偏，并修正接收信号中的小数频偏；共轭相关模块，用于在频域计算本地导频子载波与不同起始位置的接收子载波共轭相乘得到序列信号，相邻序列信号自相关共轭相乘得到自相关序列，自相关序列求和，得到最大似然自相关值；初始频点位计算模块，用于根据多符号的最大似然自相关值确定导频索引的初始位置；整数频偏计算模块，用于计算整数频偏，即接收端导频位置减去导频索引的初始位置，在频域根据整数频偏数值和方向提取所有子载波信息；提取导频信号模块，用于按照正常索引提取整数频偏修正后的导频信号。

在共轭相关模块中，最大似然自相关值的计算包括以下步骤：S1401，基于以下公 式计算序列信号其中，为接收导频子载波，h_j为本地导频子 载波，p＝1,2,3,4,5,6,7，序列信号代入步骤S1402中的公式；S1402，基于以下公式，相 邻两个序列信号和共轭相乘计算自相关序列p＝ 1,2,3,4,5,6,7，自相关序列代入步骤S1403中的公式；S1403，基于以下公式，计算最大 似然自相关值sumR_p：

在整数频偏计算模块中，接收端导频位置为各个符号最大峰值点位置中概率最大的位置或者各个符号相同位置的相关峰值叠加之后的最大值的位置。

本发明的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法采用导频进行频偏估计，有更多的信息量可以供选择，例如一个符号如果有512个导频，一个时隙有8个符号，那么就能够使用4096个有效数据进行频偏估计，远比前导码的信息量多，所以准确性能有很大提高。

本发明的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法中的整数频偏测量算法，理论上能够检测非常大的整数频偏，故此不受频偏估计大小的限制，非常适合高速飞行器产生频偏的测量，这是一般频偏估计算法无法比拟的。

本发明的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法的频偏估计具有很大应用前景和实用性，为将来超高音速飞机的OFDM通信奠定频偏测量算法基础。

以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性的劳动的情况下，即可以理解并实施。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。

此外，本领域的技术人员能够理解，尽管在此的一些实施例包括其它实施例中所包括的某些特征而不是其它特征，但是不同实施例的特征的组合意味着处于本发明的范围之内并且形成不同的实施例。例如，在下面的权利要求书中，所要求保护的实施例的任意之一都可以以任意的组合方式来使用。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

S110，导频插入间隔，生成导频子载波；

S120，系统完成同步，以确定每一个OFDM符号的循环前缀CP位置；

S130，在时域上通过前缀循环CP计算小数频偏，并修正接收信号中的小数频偏；

S140，在频域，计算本地导频子载波与不同起始位置的接收子载波共轭相乘得到序列信号，相邻所述序列信号自相关共轭相乘得到自相关序列，所述自相关序列求和，得到最大似然自相关值；

S150，根据多符号的最大似然自相关值确定导频索引的初始位置；

S160，接收端导频位置减去所述导频索引的初始位置即整数频偏，在频域根据整数频偏数值和方向提取所有子载波信息；

S170，按照正常索引提取整数频偏修正后的导频信号。

2.根据权利要求1所述的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法，其特征在于，在步骤S130中，当两个时域重复符号x₁(n)和x₂(n)之间有N_d个样值的延迟时，小数频偏的计算包括以下步骤：

S1301，基于以下公式，计算两符号的时域相关R_t：

其中，r(n)为符号x₁(n)的时域信号，r(n+N_d)为符号x₂(n)的时域信号；

S1302，求取所述相关值R_t的相位arg(R_t)，并基于以下公式，根据所述相位arg(R_t)求载波频率偏差Δf_c：

其中，T_s为抽样间隔，Δf_sc＝1/(NT_s)为载波间隔，N是一个OFDM符号的采样点数FFT-SIZE，

小数频偏调整方向一致性计算如下：

当相位arg(R_t)<0时，

当相位arg(R_t)>0时，

多个符号前缀循环CP估计出来的小数频偏方向一致，所述小数频偏估计完成之后，对采集的物理层数据进行小数频偏的修正：

其中，physig为物理层时域数据，fs是物理层信号速率。

3.根据权利要求2所述的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法，其特征在于，在步骤S140中，所述最大似然自相关值的计算包括以下步骤：

S1401，基于以下公式计算所述序列信号

其中，

为接收导频子载波，h_j为本地导频子载波，p＝1,2,3,4,5,6,7，所述序列信号

代入步骤S1402中的公式；

S1402，基于以下公式，相邻两个所述序列信号

和

共轭相乘计算所述自相关序列

所述自相关序列

代入步骤S1403中的公式；

S1403，基于以下公式，计算所述最大似然自相关值sumR_p：

4.根据权利要求3所述的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法，其特征在于，所述接收导频子载波

基于以下公式计算：

其中new_pindex^p＝p+i*P为接收端的导频索引，所述接收导频子载波

代入步骤S1401中的公式。

5.根据权利要求3所述的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法，其特征在于，在步骤S150中，基于以下公式，确定所述最大似然自相关值最大的位置，即导频索引的初始位置：

[maxV,maxP]＝MAX(|sumR_p|),p＝1,2,3,4,5,6,7，

其中，p是导频的起始位置，sumR_p为所述最大似然自相关值，

当估计的序列是第symb符号时，则[maxV，maxP]＝MAX(|sumR_p，symb|)，p＝1，2，3，4，5，6，7，symb＝1，2，3...，NumSymb。

6.根据权利要求5所述的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法，其特征在于，在步骤S160中，所述接收端导频位置为各个符号最大峰值点位置中概率最大的位置：

[maxV,maxP_symb]＝MAX(sumR_p,symb),p＝1,2,3,4,5,6,7,symb＝1,2..NumSymb，

pos_symb(p)＝length(maxP(symb)＝＝p),p＝1,2,3,4,5,6,7,symb＝1,2..NumSymb

所述接收端导频位置为[max POS]＝max(pos_symb(p)),p＝1,2,3,4,5,6,7，

获得导频最大数值位置后，按照所述导频最大数值位置提取所有频域子载波数据，原始发射端子载波索引：prb_sc_index＝[254,255,256,…,3843],中间空出来6个子载波为防止直流泄露不发送数据，一共3584个传递数据的子载波，通过测量出整数频偏后，子载波位置有可能前后移动，则新的子载波索引如下：

new_sc_index＝prb_sc_index+maxPOS-ceil(P/2)；

ceil(.)含义是向上取整，当P＝7时，ceil(P/2)＝4

按照新索引提取所有子载波信号：

new_sc_fft＝r_fft_symbol(new_sc_index)

其中，r_fft_symbol为一个完整的OFDM符号，完成FFT处理后长度为N＝4096，包含子载波个数Nsc＝3584，导频个数Nsc/P＝512，

整体子载波位置按照频偏修正之后，导频提取按照原始索引pilot_index＝[4,11,18,25,…]提取，pilot_index为子载波信号上导频的索引。

7.根据权利要求5所述的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法，其特征在于，在步骤S160中，所述接收端导频位置为各个符号相同位置的相关峰值叠加之后的最大值的位置：

8.一种利用多符号间导频进行联合整数频偏估计装置，其特征在于，包括：

导频插入模块，用于导频插入间隔，生成导频子载波；

同步模块，用于系统完成同步，以确定每一个OFDM符号的循环前缀CP位置；

小数频偏修正模块，用于在时域上通过前缀循环CP计算小数频偏，并修正接收信号中的小数频偏；

共轭相关模块，用于在频域计算本地导频子载波与不同起始位置的接收子载波共轭相乘得到序列信号，相邻所述序列信号自相关共轭相乘得到自相关序列，所述自相关序列求和，得到最大似然自相关值；

初始频点位计算模块，用于根据多符号的最大似然自相关值确定导频索引的初始位置；

整数频偏计算模块，用于计算整数频偏，即接收端导频位置减去所述导频索引的初始位置，在频域根据整数频偏数值和方向提取所有子载波信息；

提取导频信号模块，用于按照正常索引提取整数频偏修正后的导频信号。

9.根据权利要求8所述的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计装置，其特征在于，在所述共轭相关模块中，所述最大似然自相关值的计算包括以下步骤：

S1401，基于以下公式计算所述序列信号

其中，

为接收导频子载波，h_j为本地导频子载波，p＝1,2,3,4,5,6,7，所述序列信号

代入步骤S1402中的公式；

S1402，基于以下公式，相邻两个所述序列信号

和

共轭相乘计算所述自相关序列

所述自相关序列

代入步骤S1403中的公式；

S1403，基于以下公式，计算所述最大似然自相关值sumR_p：

10.根据权利要求8所述的利用多符号间导频进行联合整数频偏估计装置，其特征在于，在所述整数频偏计算模块中，所述接收端导频位置为各个符号最大峰值点位置中概率最大的位置或者各个符号相同位置的相关峰值叠加之后的最大值的位置。

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