CN101047680A - 一种正交频分复用ofdm系统中的频偏估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法，首先根据接收的下行同步OFDM符号前后两部分序列进行粗频偏Δf_coarse估计；其次根据所述粗频偏Δf_coarse分别对两列导频符号进行粗频偏调整；再次根据所述调整后的两列导频符号进行精频偏Δf_fine估计；最后根据所述粗频偏Δf_coarse和所述精频偏Δf_fine进行总频偏估计。

Description

一种正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法

技术领域

本发明涉及本发明涉及移动通信技术领域，尤其涉及一种正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法。

背景技术

随着人们对高速数字通信技术需求的增长，正交频分复用OFDM(Orthogonal Furequency Division Multiplexity)技术以其极高的频谱效率和对时散信道良好的适应能力正日益受到人们的重视，被认为是未来第四代移动通信系统的支撑技术。OFDM是一种多载波传输技术，把整个信道分成N个子信道，并行传输信息。OFDM技术主要用于(第四代)移动通信系统，宽带无线接入等。在数字蜂窝移动通信应用中，OFDM也是目前研究的热点技术之一，相关技术标准目前正在3GPP的长期演进计划(LTE)中进行制定。

但是在实际的移动通信系统中，由于发射机和接收机使用独立的晶体振荡器，以及发射端和接收端存在相对速度，在接收端接收到的信号载波与本地载波存在着频率偏移。而OFDM信号对载波频偏非常敏感，载波频偏会破坏OFDM信号子载波之间的正交性，在导致信噪比下降的同时带来子信道间串扰，显著增加OFDM信号接收的符号误码率。因此OFDM信号处理中，能否实现较为精确的载波频偏估计是影响OFDM信号接收性能的关键因素，也是实现小区初搜的关键步骤。

目前为了准确估计载波频偏，主要利用下行导频信道中的下行同步OFDM符号通过时域上的运算，对载波频偏在较大范围内进行估计。但是下行同步信号长度有限，频偏估计的精度受到噪声影响，往往在短短的几个子帧内不能将频偏估计的误差调整到OFDM系统所需的范围内，从而造成频偏调整的效率较低，无法实现快速频偏调整。

发明内容

本发明要解决的问题是提供一种正交频分复用系统中的频偏估计方法，以解决现有通过长度有限的下行同步OFDM符号进行频偏估计，导致频偏调整效率较低的技术问题。

为解决上述技术问题，本发明的目的是通过以下技术方案实现的：一种正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法，根据接收的下行同步OFDM符号前后两部分序列进行粗频偏Δf_coarse估计；根据所述粗频偏Δf_coarse分别对两列导频符号进行粗频偏调整；根据所述调整后的两列导频符号进行精频偏Δf_fine估计；根据所述粗频偏Δf_coarse和所述精频偏Δf_fine进行总频偏估计。

所述总频偏为所述粗频偏Δf_coarse与所述精频偏Δf_fine之和。

所述方法还包括根据所述粗频偏Δf_coarse，对OFDM符号的循环前缀序列和尾部相同长度的序列进行粗频偏调整；根据所述调整后的两部分序列进行参考频偏Δf_CP估计；根据所述参考频偏Δf_CP，判断是否对所述精频偏Δf_fine修正以及如何修正。

当所述参考频偏Δf_CP符号为负，所述精频偏Δf_fine符号为正时，计算Δf_CP与Δf_fine之间的第一距离；计算Δf_CP与-(2Δf_fine ^max-Δf_fine)之间的第二距离；如果第一距离小于第二距离，则不对所述精频偏Δf_fine进行修正；如果第一距离大于第二距离，则将所述精频偏Δf_fine修正为-(2Δf_fine ^max-Δf_fine)。

当所述参考频偏Δf_CP符号为正，所述精频偏Δf_fine符号为负时，计算Δf_CP与Δf_fine之间的第一距离；计算Δf_CP与2Δf_fine ^max+Δf_fine之间的第二距离；如果第一距离小于第二距离，则不对所述精频偏Δf_fine进行修正；如果第一距离大于第二距离，则将所述精频偏Δf_fine修正为2Δf_fine ^max+Δf_fine当所述参考频偏Δf_CP符号为负，所述精频偏Δf_fine符号为负时，计算Δf_CP与Δf_fine之间的第一距离；计算Δf_CP与(-2Δf_fine ^max+Δf_fine)之间的第二距离；如果第一距离小于第二距离，则不对所述精频偏Δf_fine进行修正；如果第一距离大于第二距离，则将所述精频偏Δf_fine修正为(-2Δf_fine ^max+Δf_fine)。

当所述参考频偏Δf_CP符号为正，所述精频偏Δf_fine符号为正时，计算Δf_CP与Δf_fine之间的第一距离；计算Δf_CP与2Δf_fine ^max+Δf_fine之间的第二距离；如果第一距离小于第二距离，则不对所述精频偏Δf_fine进行修正；如果第一距离大于第二距离，则将所述精频偏Δf_fine修正为2Δf_fine ^max+Δf_fine。

如果所述精频偏Δf_fine未被修正，则所述总频偏为所述粗频偏Δf_coarse与所述精频偏Δf_fine之和；如果所述精频偏Δf_fine被修正，则所述总频偏为粗频偏Δf_coarse与修正后的精频偏之和。

所述方法还包括根据所述总频偏估计，对接收的同步信号进行调整；根据调整后的接收同步信号时域序列和预存的同步信号时域序列的相关性，进行整数倍频偏判断。

将调整后的接收同步信号时域序列分别进行0、2以及-2倍的频偏修正；将修正后的接收同步信号时域序列与所述预存时域序列分别进行相关计算，根据计算结果中的最大数值确定整数倍频偏。

以上技术方案可以看出，在本发明中，首先根据接收的下行同步OFDM符号前后两部分信号进行粗频偏Δf_coarse估计；然后根据所述粗频偏Δf_coarse分别对两列公共导频符号进行粗频偏调整；进而再根据所述调整后的两列公共导频符号进行精频偏Δf_fine估计；最后根据所述粗频偏Δf_coarse和所述精频偏Δf_fine进行分数倍总频偏估计。可知，UE相对于系统的频偏经过两次调整，第一次可以调整的范围较大，使频偏缩小到一个较小的范围，经过具有较高精度的精频偏第二次调整后，系统的频偏就基本可以达到系统需要的目标。

进一步，根据所述粗频偏Δf_coarse，对OFDM符号的循环前缀序列和尾部相同长度的序列进行粗频偏调整；然后根据所述调整后的两部分循环前缀进行参考频偏Δf_CP估计；进而借助参考频偏Δf_CP，判断是否对所述精频偏Δf_fine修正以及如何修正，从而解决了信噪比较低的情况下，粗频偏估计误差超过精频偏最大估计范围的情况。

附图说明

图1为正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法实施例流程示意图；

图2为LTE TDD系统中TS0时隙导频符号结构示意图；

图3为LTE TDD OFDM系统的无线帧结构示意图；

具体实施方式

由于频偏估计主要应用于用户设备UE进行的小区初搜过程，因此为了更清楚的描述本发明技术方案，简要介绍小区初搜的主要过程。UE开机时会进行小区初搜，进行系统的同步和频偏校正。本实施例以LTE中演进的TD-SCDMA移动通信系统(一种TDD OFDM系统)为例进行详细说明。所述系统同步一般是利用SCH信道的OFDM符号进行时间上的粗同步，SCH信道中的OFDM符号在时域上具有重复性，通过进行差分相关的方法，可以实现时域上的时间粗同步，即大致获知SCH符号在整个接收序列的位置。

此后则进行频偏校正，频偏校正的方法有多种，关键在于如何进行准确快速的频偏估计。请参阅图1，其为本发明公开的一种正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法实施例流程示意图。

步骤110：根据接收的下行同步OFDM符号前后两部分序列进行粗频偏Δf_coarse估计。

该OFDM符号在时域上具有重复性，即一个下行同步OFDM符号的前半序列和后半序列在发送端是完全一样的，具有相同的相位。但是当UE与发送端系统(如基站系统)存在频偏时，具有一定时间间隔的前半个OFDM符号与后半个OFDM符号的接收数据之间就会存在一定的相位差。这样，利用前后半个OFDM符号的相位差，可以对UE与系统之间存在的频偏进行初步粗略估计，使频偏减少到一个较小的范围。

用时域相关的方法计算出频偏估计，进行频偏校正。假设接收到下行同步符号的前半序列和后半序列分别为r₁(k)和r₂(k)，k＝1，Λ，N，N是r₁(k)和r₂(k)序列的长度，在1.25M带宽情况下一个OFDM符号的长度为128，因此N为64。当频偏存在的情况下，即相位差存在

r₂(k)＝r₁(k)·exp(-j2πΔfN_dT_s)                         (1)

其中，Δf表示频偏，T_s表示采样周期为T_s＝0.52083μs，N_d是进行相关运算的数据间隔，这里N_d＝64。

对r₁(k)和r₂(k)进行共轭相乘，得：

$R=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1\left(k\right)\·r_2{\left(k\right)}^{*}=\exp \left(j2\mathrm{\π\Δf}{N}_d{T}_s\right)\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1\left(k\right)\·r_1{\left(k\right)}^{*}---\left(2\right)$

进而得：

${\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{coarse}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\·N_d{\·T}_S}\·\arctan \left(\frac{\mathrm{Im}\left(R\right)}{\mathrm{Re}\left(R\right)}\right)---\left(3\right)$

根据(3)式即可粗略估计出频偏Δf_coarse。在SCH信道的发射带宽确定情况下T_s就确定了，因此最大频偏范围仅与T_s和N_d有关，根据LTE系统的1.25M带宽参数，采样率为1.92M，T_s＝0.52083μs，N_d＝64，可以计算粗频偏估计的最大频偏范围是 ${\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{coarse}}^{\max }=15\mathrm{KHz}.$ 当然实际应用中，不同系统参数是不同的，进而计算得到的最大频偏范围也不一样，但是实现原理是一样的，因而不再一一详尽。

通过这个步骤可以将系统频偏在较大范围内进行纠正。但是，由于r₁(k)和r₂(k)中包含噪声信号，所以(3)式后半部分不为实数，对最后的频偏估计结果产生影响，序列长度N越大对噪声干扰抑制就越明显。此外，从(3)式中还可以看出Δf_coarse与N_d成反比，即N_d越小Δf_coarse的最大范围越宽。但同时，由于粗频偏实际是根据相位差计算得到的，因此粗频偏估计范围和相位差之间存在对应关系，但是相位差只会在-π和+π之间移动，即相位差的最大绝对值为π。因此，粗频偏估计范围越宽，单位相位差对应的频偏越大，进而相同相位误差引起的粗频偏误差也越大。

本步骤中，由于OFDM符号长度的限制，一方面序列长度N为64，使得对噪声干扰的抑止效果不十分明显；另一方面相关运算的数据间隔N_d为64，使得估计出的频偏最大范围较宽，进而由于相位误差导致的粗频偏估计误差会相应较大，因此本步骤频偏估计精度有限，故称之为粗频偏估计。

步骤120：根据所述粗频偏Δf_coarse对TS0时隙中的两列导频符号进行粗频偏调整。

步骤130：根据所述调整后的两列导频符号进行精频偏Δf_fine估计。

由于步骤120和130相互关联非常紧密，因此为了叙述的前后连贯性，将上述两个步骤的具体实现过程及原理合并进行说明：

在步骤110的基础上，UE与发射端系统之间存在频偏范围被进一步缩小，但是由于粗频偏调整的精度较低，因此粗频偏估计的误差仍然导致较小范围的频偏存在，对UE的接收解调性能造成一定影响。为了提高接收性能，需要对频偏做进一步的校正。请参阅图2，其为LTE TDD系统中TS0时隙导频符号结构示意图。

利用图2中的下行时隙TS0的两个导频符号R1和R2，可以实现更加精确的频偏估计。TS0时隙固定用于下行信号的传输，TS0时隙内需要采用两列导频符号R1和R2，每个导频符号占用一个OFDM符号(图中用D表示)的长度，在信号设计时应保证这两个OFDM符号在时域上是完全重复的，并且两个OFDM符号之间应保持合理的距离。由于TS0时隙中两列导频符号间隔距离较长，即两个相关运算序列的间隔N_d变大；进行相关运算的序列分别是完整的OFDM符号，即相关序列长度N增加1倍。因此采用与粗频偏估计同样原理，可以获得比步骤110更高的频偏调整精度。显然上述的两列公共导频符号也不限于实施例所示的移动通信系统，例如在其它类似移动通信系统中也可以设置在其它时隙或位于不同的时隙。

本步骤进行的方案不需要接收新的数据，可以在步骤110接收并存储的数据上进行，仅仅相当于增加了频偏估计信号处理部分，没有增加小区初搜的时间，也没有增加数据存储的容量。

精频偏估计算法过程如下：

假设在下行同步过程中获得的下行同步信号在每一子帧接收序列中的位置为P，根据步骤110获得的粗频偏估计值为Δf_coarse，TS0时隙的导频符号放置在第一列和第七列(参考图2)。第一步，做粗频偏调整，根据已知的帧结构和SCH位置P可以分别计算出TS0两列导频的位置P1和P2。请结合图3，其为LTE TDD OFDM系统的无线帧结构示意图，每个无线子帧由7个普通时隙(TS0～TS6)和三个特殊时隙构成。其中，普通时隙用来传送数据，三个特殊时隙分别为DwPTS(下行导频信道，用于系统的下行同步信息的发送)，UpPTS(上行导频信道，用于用户接入的上行同步信息发送)，GP(转换保护时隙，用于提供下行发送时隙向上行发送时隙转换的时间间隔)。假设所述系统采用为1.25M带宽的LTE系统，根据其参数特性：一个OFDM符号长为128，加在每个OFDM符号前的循环前缀CP为长度为14，因此可以知道P2＝P1+N_d，N_d＝852。需要说明的是，不同系统的无线帧格式不同，TS0中两列导频符号的位置也不尽相同，本处仅是以图2和图3所示为例，如果无线帧格式以及导频符号位置发生变换，同样可以根据本实施例的原理进行精频偏估计。

对第一列导频符号R1的序列pilot₁(k)，根据步骤110得到的Δf_coarse进行粗频偏调整：

pilot₁’(k)＝pilot₁(k)·exp(j2πΔf_coarseT_sk)，k＝1，2，Λ N；      (4)

对第二列导频符号R2的序列pilot₂(k)，根据步骤110得到的Δf_coarse进行粗频偏调整：

pilot₂’(k)＝pilot₂(k)·exp(j2πΔf_coarseT_s(k+N_d))，k＝1，2，ΛN，   (5)

这里N＝128(一个完整的OFDM符号长度)，N_d＝852，T_s表示采样周期，T_s＝66.67μs。

第二步，对经过频偏调整的两个导频符号共轭相乘并求和：

$R_{\mathrm{fine}}=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{{\mathrm{pilot}}_1}^{\′}\left(k\right)\·{{\mathrm{pilot}}_2}^{\′}{\left(k\right)}^{*}---\left(6\right)$

第三步，进行精频偏Δf_fine估计，即对粗频偏Δf_coarse误差的估计。因为假设在步骤110中进行的粗频偏估计完全没有误差，那么pilot₁’(k)和pilot₂’(k)之间应该不存在相位差，但是误差丝毫不存在是不可能的，因此第三步进行的精频偏Δf_fine估计实质就是对粗频偏Δf_coarse估计误差的估计。本步骤的实现方法与步骤110的实现方法类似：

${\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{fine}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\·N_d{\·T}_S}\·\arctan \left(\frac{\mathrm{Im}\left(R_{\mathrm{fine}}\right)}{\mathrm{Re}\left(R_{\mathrm{fine}}\right)}\right)---\left(7\right)$

与公式3中不同的是N_d＝852，因此相应的最大频偏范围是 ${\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{fine}}^{\max }=1.126\mathrm{KHz}.$

进一步推理，由于本步骤参与计算的N_d较大，由此得出的精频偏Δf_fine最大范围比较窄，进而存在的误差也就较小，换而言之精度较高。因此，如果粗频偏Δf_coarse误差在1.126KHz的范围之内，通过精频偏估计之后就能够很好的与实际频偏相符。此时，分数倍总频偏为所述粗频偏Δf_coarse与所述精频偏Δf_fine之和。

但是当信噪比较低的时候，如UE在深衰落信道中或处于小区边缘，粗频偏估计误差可能超过这个范围，即粗频偏Δf_coarse估计误差大于Δf_fine ^max(1.126KHz)的范围，那么此时根据公式(7)得到的精频偏Δf_fine结果与实际粗频偏误差值会有相当大的差距，进而造成精频偏估计效果下降。

在小区初搜阶段进行的时域粗同步时会计算差分相关系数，差分相关系数是一种很好的反映信噪比大小的参数，某些系统在差分相关系数为0.6时，对应信噪比为1.4dB，而在这个信噪比之上通常不会出现粗频偏估计误差超过精频偏估计范围的情况。当然，不同的系统有不同的标准，因此究竟差分系数的数值为多大时，意味着可能出现粗频偏估计误差超过精频偏估计范围情况，可以根据实际情况自行设定。此外，现有判断信噪比高低的方法也有很多种，不再一一赘述。

进一步，通过如下步骤解决粗频偏估计误差大于精频偏估计范围的问题。

步骤140：根据所述粗频偏Δf_coarse，对TS0时隙中各个OFDM符号的循环前缀和尾部相同长度的序列进行粗频偏调整；

由于TS0时隙中添加在各个OFDM符号前的循环前缀CP部分序列，都是由对应的OFDM符号最后相同长度的采样点序列复制而来，相当于接收端对于需要进行快速傅立叶FFT变换的数据部分存在与CP的对应部分。假设一个OFDM符号的长度为128，将其最后14个采用点复制后加在第一个采样点前面，就形成了此OFDM符号的循环前缀CP，可见，两者之间的距离N_d为128。可见，各个OFDM符号的CP部分和FFT部分对应位置序列，在不存在频偏的情况下应该具有相同相位，但是如果具有频偏就会存在相位差。因此，参考步骤110中描述的粗频偏原理，可以计算参考频偏Δf_CP。当然，实际中OFDM符号的具体长度以及CP长度可能与上述例子不尽相同，但是计算方法原理都是一致的。

根据步骤110获得的Δf_coarse，对TS0时隙中各个OFDM符号的CP部分CP₁ ⁱ(k)进行粗频偏调整，得到CP₁ ⁱ(k)’：

CP₁ ⁱ(k)’＝CP₁ ⁱ(k)·exp(j2πΔf_coarseT_sk)，k＝1，2，Λ N_CP，i＝1，2，Λ，N_s；   (8)

对FFT数据部分的相应CP位置CP₂ ⁱ(k)进行粗频偏调整，得到CP₂ ⁱ(k)’：

CP₂ ⁱ(k)’＝CP₂ ⁱ(k)·exp(j2πΔf_coarseT_s(k+N_d))，k＝1，2，Λ N_CP，i＝1，2，Λ，N_S    (9)

这里N_d＝128，i为TS0时隙中各个OFDM符号的序号，N_s为TS0时隙中OFDM符号的数量，一般为9，N_CP为CP部分的采样点数目，一般为14。

步骤150：根据所述调整后的两部分循环前缀进行参考频偏Δf_CP估计。

对经过频偏调整的两部分CP进行共轭相乘并求和：

$R_{\mathrm{CP}}=\underset{i=1}{\overset{N_S}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{N_{\mathrm{CP}}}{\mathrm{\Σ}}}{{\mathrm{CP}}_1}^i\left(k\right){\·{\mathrm{CP}}_2}^i{\left(k\right)}^{*}---\left(10\right)$

进而，得到参考频偏Δf_CP：

${\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{CP}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\·N_d{\·T}_S}\·\arctan \left(\frac{\mathrm{Im}\left(R_{\mathrm{CP}}\right)}{\mathrm{Re}\left(R_{\mathrm{CP}}\right)}\right)---\left(11\right)$

此处N_d＝128，则相应的最大频偏范围是 ${\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{CP}}^{\max }=7.5\mathrm{KHz}.$ 一般地，粗频偏估计误差不会超过3KHz，因此使用CP来估计粗频偏误差是合理的，虽然其精度不足以完成精频偏的任务，但可以用于指示粗频偏Δf_coarse误差是否超过了精频偏估计范围Δf_fine ^max。

转入步骤160：根据所述参考频偏Δf_CP，判断是否对所述精频偏Δf_fine进行修正以及如何修正。

步骤170：根据修正结果，确定分数倍总频偏估计。

从公式(7)可知，精频偏Δf_fine和相位 是相互对应的，但是频偏没有周期性，而相位却有周期性。因此，当粗频偏估计误差在Δf_fine ^max范围内时，频偏和相位是一一对应的，而当粗频偏估计误差超过Δf_fine ^max范围时，其对应绝对相位不同于根据

计算出的相位，因为根据

计算得到的相位取值范围只能在(-π)和π之间，进而计算得到的相位相对于绝对相位的正负号发生突变，进而根据公式(7)计算得到的Δf_fine也随之不同于实际粗频偏估计误差。

由于相位的周期性，使得相位的取值范围在-π到+π之间。当粗频偏估计误差超过精频偏估计范围，即精频偏估计变量R_fine的绝对相位小于-π时，相位而经过公式7中的

求得的相位的范围只能在+π和-π之间，可以看作是以-2π为参考基准的一个相位。例如，如实际R_fine的相位为-1.3π，经过

变换后求得的相位是0.7π，即以-2π为参考基准得到符号相反的相位，相当与根据公式(7)中的

计算得到的相位是0.7π而不是实际的-1.3π。同理，当R_fine的绝对相位超过π时，根据

计算出的相位可以看作是以2π为参考基准的，比如R_fine的绝对相位为1.6π，以2π为参考基准得到的相位就是-0.4π，即由

计算得到的相位是-0.4π而不是绝对相位1.6π。由于计算得到的相位发生变化，进而对应的精频偏估计值也发生变化。

例如，假设经过粗频偏调整后，由于粗频偏估计误差导致仍然存在1.6890KHz的频偏，但其超过了最大精频偏估计范围1.126KHz，根据公式(7)中的 计算得到相位是-0.5π，但是实际R_fine的绝对相位应该为1.5π，要想将计算得到的相位还原为真实的绝对相位可通过如下方式：1.5π＝2π+(-0.5π)。由于最大相位绝对值π对应精频偏最大估计值1.126KHz，因此同理，可以将计算得到的精频偏Δf_fine还原为真实的绝对频偏：-0.5π对应-0.5630KHz，那么1.5π对应的频偏就是2*1.126+(-0.563)，为1.6890KHz。由此可见，只要判断出粗频偏估计误差是否超出精频偏估计范围，以及判断出R_fine绝对相位超出π或-π的范围，就可以对计算得到的精频偏进行修正，进而获得较为真实的粗频偏估计误差。以下所示的各种具体情况都是依据上述原理实现的：

1) ${\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{CP}}>5{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{fine}}^{\max },$ 即认为Δf_CP已经不可信，直接使用Δf_fine来计算分数倍总频偏Δf_total。需要指出，对于Δf_CP究竟比Δf_fine ^max大多少倍的情况下认为Δf_CP不可信，可以根据实际系统以及需求自行规定。此时分数倍总频偏Δf_total为粗频偏和精频偏之和，即

Δf_total＝Δf_coarse+Δf_fine                        (12)

2)当参考频偏Δf_CP符号为负，计算得到的精频偏Δf_fine符号为正时，即Δf_fine＞0，Δf_CP＜0时，表明实际存在的精频偏可能超过了-Δf_fine ^max的范围，即粗频偏估计误差对应的相位超过了-π，根据前文理论，此时相当于以-2π作为基准参考点，因此得到相反的符号。相应地，应该将计算得到的精频偏修正为(-2Δf_fine ^max+Δf_fine)，才能还原为真正的精频偏数值(即粗频偏估计误差)。当然，也可能是Δf_fine没有超过-Δf_fine ^max的范围，只是由于某些误差造成上述情况。因此需要比较Δf_fine与Δf_CP之间的距离和经过调整的(-2Δf_fine ^max+Δf_fine)与Δf_CP之间的距离。

若Δf_fine与Δf_CP之间的距离较小，则不对根据公式(7)计算得到的精频偏进行修正，分数倍总频偏Δf_total为粗频偏和精频偏之和：

Δf_total＝Δf_coarse+Δf_fine                           (13)

若(-2Δf_fine ^max+Δf_fine)与Δf_CP之间的距离较小，则将据公式(7)计算得到的精频偏修正为(-2Δf_fine ^max+Δf_fine)，进而分数倍总频偏Δf_total为粗频偏和修正后的精频偏之和：

${\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{total}}={\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{coarse}}+(-2{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{fine}}^{\max }+{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{fine}})---\left(14\right)$

3)当参考频偏Δf_CP符号为正，计算得到的精频偏Δf_fine符号为负时，即Δf_fine＜0，Δf_CP＞0，表明实际存在的精频偏可能超过了+Δf_fine ^max的范围，实际频偏对应的绝对相位超过了π，此时相当于以2π作为基准参考点，因此得到相反的符号。由于修正原理都相同，因而不再赘述，直接介绍修正方案。

比较Δf_fine与Δf_CP之间的距离和经过调整的2Δf_fine ^max+Δf_fine与Δf_CP之间的距离。若Δf_fine与Δf_CP之间的距离较小，则不对根据公式(7)计算得到的精频偏进行修正，分数倍总频偏Δf_total为粗频偏和精频偏之和：

Δf_total＝Δf_coarse+Δf_fine                             (15)

若2Δf_fine ^max+Δf_fine与Δf_CP之间的距离较小，则将据公式(7)计算得到的精频偏修正为(2Δf_fine ^max+Δf_fine)，进而分数倍总频偏Δf_total为粗频偏和修正后的精频偏之和：

${\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{total}}={\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{coarse}}+(2{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{fine}}^{\max }+{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{fine}})---\left(16\right)$

4)当参考频偏Δf_CP符号为正，计算得到的精频偏Δf_fine符号为正时，即Δf_ine＞0，Δf_CP＞0，表明Δf_fine可能超过了+2Δf_fine ^max的范围，得到相同的符号。

同样，比较Δf_fine与Δf_CP之间的距离和经过调整的2Δf_fine ^max+Δf_fine与Δf_CP之间的距离。若Δf_fine与Δf_CP之间的距离较小，则不对根据公式(7)计算得到的精频偏进行修正，分数倍总频偏Δf_total为粗频偏和精频偏之和：

Δf_total＝Δf_coarse+Δf_fine                        (17)

若2Δf_fine ^max+Δf_fine与Δf_CP之间的距离较小，则将据公式(7)计算得到的精频偏修正为(2Δf_fine ^max+Δf_fine)，进而分数倍总频偏Δf_total为粗频偏和修正后的精频偏之和：

${\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{total}}={\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{coarse}}+(2{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{fine}}^{\max }+{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{fine}})---\left(18\right)$

5)当参考频偏Δf_CP符号为负，计算得到的精频偏Δf_fine符号为负时，即Δf_fine＜0，Δf_CP＜0，表明Δf_fine可能超过了-2Δf_fine ^max的范围，得到相同的符号。

同样，比较Δf_fine与Δf_CP之间的距离和经过调整的-2Δf_fine ^max+Δf_fine与Δf_CP之间的距离。若Δf_fine与Δf_CP之间的距离较小，则不对根据公式(7)计算得到的精频偏进行修正，分数倍总频偏Δf_total为粗频偏和精频偏之和：

Δf_total＝Δf_coarse+Δf_fine                             (19)

若-2Δf_fine ^max+Δf_fine与Δf_CP之间的距离较小，则将据公式(7)计算得到的精频偏修正为(-2Δf_fine ^max+Δf_fine)，进而分数倍总频偏Δf_total为粗频偏和修正后的精频偏之和：

${\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{total}}={\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{coarse}}+(-2{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{fine}}^{\max }+{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{fine}})---\left(20\right)$

步骤180：根据所述分数倍总频偏估计，对接收的同步信号进行调整。

步骤190：根据调整后的接收同步信号时域序列和预存的同步信号时域序列的相关性，进行整数倍频偏判断。

首先，将调整后的接收同步信号时域序列分别进行0、2以及-2倍的频偏修正；然后将修正后的接收同步信号时域序列与所述预存时域序列分别进行相关计算，根据计算结果中的最大数值确定整数倍频偏。

通过步骤110至步骤170的实施方案，使得UE和系统载波之间的分数倍频偏可以收敛到OFDM系统的允许的范围内。

但是，目前一部分成本较低的晶阵会使得移动设备与系统频偏超过一个子载波间隔，这种情况下就需要在进行完分数倍总频偏估计后，还需要进行整数倍频偏估计。因为通过公式(3)可以看出，粗频偏估计范围15K就是一个子载波间隔，换而言之，通过粗频偏估计和精频偏估计只能对分数倍频偏进行调整。当然，如果UE使用精度非常高、受外界影响非常小的高成本晶阵，也不需考虑整数倍频偏的问题。

DCXO数字控制式晶体振荡器频偏误差在±10ppm的范围，而更高成本的VCTCXO电压控制温度补偿晶体频偏误差在±5ppm的范围。如果低成本的移动设备使用DCXO晶阵，对于载频为2GHz的系统，频偏最大达到20KHz，则有可能频偏超过粗频偏估计的最大频偏范围(即一个子载波间隔)，但不会超过30KHz(即二倍子载波间隔)。在精频偏调整之后，整数倍频偏可能取值为0倍，±2倍。因此，在精频偏估计之后，利用时域序列的相关性进行整数倍频偏判断。SCH信号的时域序列在UE设备中是预存(或已知)的，使用预存SCH序列分别与经过0，±2倍子载波频偏修正的接收SCH信号计算其时域序列的共轭相关，最大的相关值对应的子载波频偏倍数认为是系统整数倍频偏。

假设预存的SCH信号时域序列为a(k)，k＝1，Λ，N，假设时域粗同步的步骤中判断SCH符号在整个接收序列中的位置为i，经过频偏调整之后的接收SCH信号时域序列为rⁱ(k)，k＝1，Λ，N，N为OFDM符号FFT长度，这里为128。将两者进行相关计算：

$S_0=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}a\left(k\right)\·r^i{\left(k\right)}^{*}---\left(21\right)$

对r(k)进行2倍子载波频偏修正r₂ ⁱ(k)＝rⁱ(k)*exp(j2π(2ΔF)kT_s)，其中ΔF为子载波间隔，这里取15KHz。对a(k)和r₂ ⁱ(k)进行相关计算：

$S_2=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}a\left(k\right)\·{r_2}^i{\left(k\right)}^{*}---\left(22\right)$

对rⁱ(k)进行-2倍子载波频偏修正rⁱ _-2(k)＝rⁱ(k)*exp(-j2π(2ΔF)kT_s)，其中ΔF为子载波间隔，这里取15KHz。对a(k)和r_-2 ⁱ(k)进行相关计算：

$S_{-2}=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}a\left(k\right)\·{r_{-2}}^i{\left(k\right)}^{*}---\left(23\right)$

比较S₀，S₂和S_-2的大小，三者中的最大值表明最大可能的整数倍频偏。如S₂最大，即判断存在着2倍子载波间隔的整数倍频偏。当然，如果认为还有可能存在4倍甚至更多倍数的整数倍频偏时，也根据上述原理进行整数倍频偏估计。

优选的，如果下行同步信号定位不准确，有几个样点的时间偏移，会对相关值有影响。因此在作相关运算时要在粗同步位置附近搜索可能得到的最大值，即在上述的相关计算过程中，在i附近作多次相关，如令i′＝(i-n)，(i-n+1)，Λ，(i+n)，n＝7，分别计算i′位置上的SCH序列和预存序列的相关值，以出现最大相关值的位置i′作为SCH序列的更为精确的位置。这个操作也同时进行了时域精同步处理。

此外，在上述进行整数倍频偏估计的实施例中是根据同步信号时域序列相关性完成的，在实际应用中还可以根据同步信号的频域相关性，或者根据TS0导频符号的频域相关性来完成整数倍频偏估计。

以上对本发明所提供的一种正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，例如本发明技术方案不仅适用于时分双工TDD模式还适用于频分双工FDD模式；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (10)

1、一种正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法，其特征在于：

根据接收的下行同步OFDM符号前后两部分序列进行粗频偏Δf_coarse估计；

根据所述粗频偏Δf_coarse分别对两列导频符号进行粗频偏调整；

根据所述调整后的两列导频符号进行精频偏Δf_fine估计；

根据所述粗频偏Δf_coarse和所述精频偏Δf_fine进行总频偏估计。

2、如权利要求1所述的正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法，其特征在于：所述总频偏为所述粗频偏Δf_coarse与所述精频偏Δf_fine之和。

3、如权利要求1所述的正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法，其特征在于还包括：

根据所述粗频偏Δf_coarse，对OFDM符号的循环前缀序列和尾部相同长度的序列进行粗频偏调整；

根据所述调整后的两部分序列进行参考频偏Δf_CP估计；

根据所述参考频偏Δf_CP，判断是否对所述精频偏Δf_fine修正以及如何修正。

4、如权利要求3所述的正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法，其特征在于：当所述参考频偏Δf_CP符号为负，所述精频偏Δf_fine符号为正时，

计算Δf_CP与Δf_fine之间的第一距离；

计算Δf_CP与-(2Δf_fine ^max-Δf_fine)之间的第二距离；

如果第一距离小于第二距离，则不对所述精频偏Δf_fine进行修正；

如果第一距离大于第二距离，则将所述精频偏Δf_fine修正为-(2Δf_fine ^max-Δf_fine)。

5、如权利要求3所述的正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法，其特征在于：当所述参考频偏Δf_CP符号为正，所述精频偏Δf_fine符号为负时，

计算Δf_CP与Δf_fine之间的第一距离；

计算Δf_CP与2Δf_fine ^max+Δf_fine之间的第二距离；

如果第一距离小于第二距离，则不对所述精频偏Δf_fine进行修正；

如果第一距离大于第二距离，则将所述精频偏Δf_fine修正为2Δf_fine ^max+Δf_fine。

6、如权利要求3所述的正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法，其特征在于：当所述参考频偏Δf_CP符号为负，所述精频偏Δf_fine符号为负时，

计算Δf_CP与Δf_fine之间的第一距离；

计算Δf_CP与(-2Δf_fine ^max+Δf_fine)之间的第二距离；

如果第一距离小于第二距离，则不对所述精频偏Δf_fine进行修正；

如果第一距离大于第二距离，则将所述精频偏Δf_fine修正为(-2Δf_fine ^max+Δf_fine)。

7、如权利要求3所述的正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法，其特征在于：当所述参考频偏Δf_CP符号为正，所述精频偏Δf_fine符号为正时，

计算Δf_CP与Δf_fine之间的第一距离；

计算Δf_CP与2Δf_fine ^max+Δf_fine之间的第二距离；

如果第一距离小于第二距离，则不对所述精频偏Δf_fine进行修正；

如果第一距离大于第二距离，则将所述精频偏Δf_fine修正为2Δf_fine ^max+Δf_fine。

8、如权利要求3至7中任意一项所述的正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法，其特征在于：

如果所述精频偏Δf_fine未被修正，则所述总频偏为所述粗频偏Δf_coarse与所述精频偏Δf_fine之和；

如果所述精频偏Δf_fine被修正，则所述总频偏为粗频偏Δf_coarse与修正后的精频偏之和。

9、如权利要求1至7中任意一项所述的正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法，其特征在于还包括：

根据所述总频偏估计，对接收的同步信号进行调整；

根据调整后的接收同步信号时域序列和预存的同步信号时域序列的相关性，进行整数倍频偏判断。

10、如权利要求9所述的正交频分复用OFDM系统中的频偏估计方法，其特征在于：

将调整后的接收同步信号时域序列分别进行0、2以及-2倍的频偏修正；

将修正后的接收同步信号时域序列与所述预存时域序列分别进行相关计算，根据计算结果中的最大数值确定整数倍频偏。

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