CN102340469B - 频偏检测方法、其装置及其正交频分复用系统 - Google Patents

Abstract

一种适用于正交频分复用系统的接收机中的频偏检测方法。设定可能整数频偏i的值介于[-N_max，N_max]的范围。从h等于1至x，提供各频域参考序列PN_REF(n_h，k)与OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h，k)。从i等于-N_max至N_max以及从h等于1至x，将各OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h，k)作不同可能整数频偏i的循环移位，并对循环移位后的各OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h，k+i)与频域参考序列PN_REF(n_h，k)进行互相关求和运算，以获得各互相关和C(n_h，i)。然后，从所有互相关和C(n₁，-N_max)～C(n₁，N_max)、C(n₂，-N_max)～C(n₂，N_max)、…、C(n_x，-N_max)～C(n_x，N_max)中找出最大者，将此最大者所对应的可能整数频偏i的值设为正确的整数频偏

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Description

频偏检测方法、其装置及其正交频分复用系统

技术领域

本发明是有关于一种正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，之后简称为OFDM)系统的频偏检测方法及其装置，且特别是有关于一种用以检测整数频偏的频偏检测方法及其装置。

背景技术

OFDM技术具有高传输速率、射频干扰免疫、高频谱效率以及较低的多路径失真等优点，因此目前很多通讯系统都采用OFDM技术。举例来说，数字电视广播系统(例如：DVB-T、DVB-H、DVB-T2系统)与中国移动多媒体广播系统(CMMB系统)都采用OFDM技术。

虽然，OFDM系统具有上述的优点，但其接收端与发射端常常会因为晶振频率不匹配，而产生载波频偏。载波频偏会引起所有子载波的幅度衰减、相位旋转与子载波间干扰(ICI)等问题。载波频偏按照子载波间隔可以分为整数倍子载波间隔的频偏(又称为整数频偏)与小数倍子载波间隔的频偏(又称为小数频偏)。

请参照图1A与图1B，图1A是整数频偏为0(亦即，无整数频偏)时的OFDM频域符号的波形图，图1B是整数频偏为N时的OFDM频域符号的波形图。图1A与图1B的纵轴刻度表示能量大小，而图1A与图1B的横轴刻度表示子载波序号。由图1A与图1B可以得知，整数频偏为N时的OFDM频域符号相当于整数频偏为0时的OFDM频域符号在频域上循环右移N个子载波的结果。另外，同理可知，整数频偏为-N时的OFDM频域符号相当于整数频偏为0时的OFDM频域符号在频域上循环左移N个子载波的结果。

为了解决载波频偏所产生的问题，可以使用频偏补偿技术对OFDM频域符号或OFDM时域符号进行频偏补偿。但要对OFDM频域符号或OFDM时域符号进行频偏补偿的前提在于，必须知道整数频偏与小数频偏，因此需要一个频偏检测方法来得到整数频偏与小数频偏。举例来说，若要补偿整数频偏，则可以根据整数频偏的值循环移动OFDM频域符号，或者，可以根据整数频偏的值对OFDM时域符号乘上一个相位旋转值。

DVB-T系统具有连续导频的特性，其导频在不同OFDM频域符号内的位置(子载波序号)相同，但其位置(子载波序号)为不规则的分布，且不同OFDM频域符号内同一个子载波位置(子载波序号)上所传递的导频的值相同。

请参照图2，图2是DVB-T系统的传统频偏检测方法的流程图。在步骤S20，设定可能整数频偏i的值介于[-N_max，N_max]的范围，其中N_max为一个大于0但小于等于N的整数值，N为OFDM频域符号的子载波总数目。

在步骤S22，从i等于-N_max至N_max，提取连续两个OFDM频域符号内相应位置上的连续导频，以求取两个连续OFDM频域符号的导频Y(k+i，l)与Y(k+i，l+1)的互相关和C_i＝∑_k∈Kcp Y^*(k+i，l)·Y(k+i，l+1)，其中Y^*(k+i，l)表示OFDM频域符号Y(k+i，l)的共轭(conjugate)，序号l表示OFDM频域符号的序号，k表示连续导频的子载波序号，k属于集合Kcp，集合Kcp为所有连续导频的子载波序号的集合。亦即，计算所有i属于[-N_max，N_max]的C_i。

在步骤S24，比较所有连续导频互相关和C_-Nmax～C_Nmax，以从所有连续导频互相关和C_-Nmax～C_Nmax中找出最大者，将此最大者所对应的可能整数频偏i的值设为正确的整数频偏

，亦即，找出正确的整数频偏

。

若假设导频总数目为M，则图2的频偏检测方法的总运算量为2×M×N_max个复数乘法的运算量加上2×M×N_max个加法的运算量。

图2的频偏检测方法仅适用于具有连续导频特性、连续导频的位置为已知与两个符号有连续导频等条件下的OFDM系统。图2的频偏检测方法并无法适用于CMMB与DVB-T2系统，其原因说明如下。

CMMB系统的导频的值是被加扰，亦即，不同OFDM符号内同一子载波位置上传递导频的值不相同，因此不满足上述频偏检测方法的适用条件。另外，DVB-T2系统的连续导频的位置(子载波序号)藏在其P2符号中，因此在没有解调出P2符号前，并无法得到连续导频的位置，且在解出P2符号前，还必须先消除整数频偏。除此之外，虽然P2符号中有类似于连续导频的P2导频，但是，其连续导频的位置为规则分布(间隔为3)，故不适用图2的频偏检测方法。

请参照图3，图3是CMMB系统的帧结构的示意图。在图3中，CMMB系统的帧的时间长度为1秒，CMMB系统的帧具有40个时隙(time slicer)TS0～TS39。每一个时隙(例如时隙TS0)的时间长度为25毫秒，且具有一个信标(beacon)B0与53个OFDM时域符号OFDMSym0～OFDMSym52。信标B0具有一个传送识别TxID与两个同步信号Sync0、Sync1。同步信号Sync0与Sync1是已知的伪噪声(PseudoNoise，简称为PN)序列，因此相当于频域上每个子载波所传递的值为已知的值。

DVB-T2系统会有P2符号，且P2符号的数目与快速傅里叶变换(Fast FourierTransform)模式有关。随着快速傅里叶变换模式的不同，DVB-T2系统可能会有1、2、4、8或16个P2符号。请参照图4，图4是DVB-T2系统的P2符号导频结构的示意图。DVB-T2系统中多个OFDM频域符号(例如Sym2与Sym3)之前具有两个P2符号Sym0、Sym1。OFDM频域符号Sym2与Sym3分别具有导频Sym2_P与Sym3_P，P2符号Sym0、Sym1具有位置间隔为3(在某些特殊情况下，位置间隔为6)的多个P2导频Sym0_P、Sym1_P，因此相当于每隔2个子载波所传递的值都是已知的值。要说明的是，P2导频并不是只有11个，图4其实只是P2符号的一部分截取，而且OFDM频域符号Sym2和Sym3的导频也并非只有一个。

由上可知，CMMB系统与DVB-T2系统在频域上皆存在接收端已知的伪噪声序列，且此已知的伪噪声序列所分布的子载波位置(子载波序号)具有规则。

请参照图5，图5是CMMB系统与DVB-T2系统的传统频偏检测方法的流程图。步骤S50与步骤S20相同，因此不再缀述。在步骤S52，产生本地时域已知序列，从i等于-N_max至N_max，将所产生的时域已知序列乘以对应不同可能整数频偏i的相位旋转值，并将接收到的OFDM时域符号与各相乘后的时域已知序列进行滑动互相关，以求取一段范围内滑动互相关结果的最大值。在步骤S54，比较所有不同可能整数频偏i所对应的滑动互相关最大值，并从所有滑动互相关最大值中找出最大者，将此最大者所对应的可能整数频偏i的值设为正确的整数频偏

。

图5的频偏检测方法中，其时域已知序列所对应的频域已知序列为伪噪声序列，伪噪声序列良好的自相关性容易受到频偏的影响。另外，图5的频偏检测方法运算量太大。若假设导频总数目为M，则图5的频偏检测方法的总运算量为2×M×N_max×K个复数乘法的运算量加上2×M×N_max×K个加法的运算量，其中K为滑动相关的长度。因为无法准确地找到伪噪声序列的起始位置，因此要透过计算滑动相关的最大值才能找出正确的整数频偏。

请参照图6，图6是CMMB系统与DVB-T2系统的另一传统频偏检测方法的流程图。步骤S60与步骤S20相同，因此不再缀述。在步骤S62，产生本地频域已知序列，从i等于-N_max至N_max，将所产生的频域已知序列根据不同可能整数频偏i作循环移位，并将接收到的OFDM频域符号与循环移位后的各频域已知序列进行互相关，以得到各信道频率响应。在步骤S64，对各信道频率响应进行反快速傅里叶变换(Inversed Fast Fourier Transform)，以求取各信道冲击响应的最大值。在步骤S66，比较所有不同可能整数频偏所对应的信道冲击响应(channel impulse)的最大值，并从所有信道冲击响应的最大值中找出最大者，将此最大者所对应的可能整数频偏i的值设为正确的整数频偏。

图6的频偏检测方法中，其频域已知序列为伪噪声序列，伪噪声序列在被正确解扰后，能够反应信道的特性。另外，图6的频偏检测方法运算量太大。若假设导频总数目为M，则图6的频偏检测方法的总运算量为2×N_max个M点的反快速傅里叶变换的运算量，其中每个M点的反快速傅里叶变换的运算量为(M/2)×log₂M个复数乘法的运算量。

请参照图7，图7是CMMB系统与DVB-T2系统的另一传统频偏检测方法的流程图。步骤S70与步骤S20相同，因此不再缀述。在步骤S72，产生本地频域已知序列，从i等于-N_max至N_max，将所接收到的OFDM频域符号根据不同可能整数频偏i作循环移位，并将循环移位后的各OFDM频域符号Y(k+i)与的频域已知序列PN(k)进行互相关求和运算，以获得各互相关和C_i，其中互相关和C_i＝∑_k∈Kcp Y(k+i)·PN^*(k)，PN^*(k)为频域已知序列PN(k)的共轭，对于CMMB系统而言，Kcp＝{0，1，2…，K_max}，对于DVB-T2系统而言，Kcp＝{0，3，6…，K_max}，K_max为导频的最大子载波序号。在步骤S74，比较所有不同可能整数频偏(i等于-N_max至N_max)所对应的互相关和C_-Nmax～C_Nmax，并从所有互相关和C_-Nmax～C_Nmax中找出最大者，将此最大者所对应的可能整数频偏i的值设为正确的整数频偏

，亦即，找出正确的整数频偏。

图7的频偏检测方法忽略了符号同步偏差与采样钟频偏的影响，倘若快速傅里叶变换窗口时域错位了一个点，那么快速傅里叶变换的输出序列与本地频域已知序列的相关性就会被破坏。除此之外，图7的频偏检测方法还忽略了信道的影响。另外，图7的频偏检测方法的运算量较低。若假设导频总数目为M，则图7的频偏检测方法的总运算量为2×N_max×M个加法的运算量。

发明内容

本发明的实施例提供用以检测整数频偏的一种频偏检测方法，此频偏检测方法适用于正交频分复用(OFDM)系统的接收机中。首先，设定可能整数频偏i的值介于[-N_max，N_max]的范围。接着，从h等于1至x，对频域已知序列PN(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到各频域参考序列PN_REF(n_h，k)＝PN^*(k)·PN(k+n_h)。然后，从h等于1至x，对接收的OFDM频域符号Y(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h，k)＝Y(k)·Y^*(k+n_h)。之后，从i等于-N_max至N_max以及从h等于1至x，将各OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h，k)作不同可能整数频偏i的循环移位，以得循环移位后的OFDM频域符号各自相关序列Y_CORRELATION(n_h，k+i)。接着，从i等于-N_max至N_max以及从h等于1至x，对循环移位后的各OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h，k+i)与频域参考序列PN_REF(n_h，k)进行互相关求和运算，以获得各互相关和C(n_h，i)。最后，从所有互相关和C(n₁，-N_max)～C(n₁，N_max)、C(n₂，-N_max)～C(n₂，N_max)、…、C(n_x，-N_max)～C(n_x，N_max)中找出最大者，将此最大者所对应的可能整数频偏i的值设为正确的整数频偏

。

根据本发明的实施例，所述互相关和C(n_h，i)＝∑_k∈KcpY_CORRELATION(n_h，k+i)·PN_REF(n_h，k)其中k属于集合Kcp，集合Kcp为所有导频的子载波序号的集合，N_max为一个大于0但小于等于N的整数值，N为OFDM频域符号的子载波总数目。另外，所述OFDM系统为CMMB系统或DVB-T2系统，且所述OFDM频域符号为CMMB系统的同步信号所对应的频域符号或DVB-T2系统的P2符号。

根据本发明的实施例，x是大于1的整数，且n₁～n_x的值是自相关的可选间隔。另外，对于CMMB系统而言，n₁～n_x的值为任何小于总子载波数的值，对于DVB-T2系统而言，n₁～n_x的值为3或者6的倍数。

本发明的实施例提供一种频偏检测装置，所述频偏检测装置用以检测整数频偏，且用于OFDM系统的接收机中。所述频偏检测装置包括第一预处理单元、频域参考序列产生单元、互相关求和单元、最大值比较单元与整数频偏确定单元。从h等于1至x，第一预处理单元对接收的OFDM频域符号Y(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到各自相关序列Y_CORRELATION(n_h，k)＝Y(k)·Y^*(k+n_h)。从h等于1至x，频域参考序列产生单元对频域已知序列PN(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到各频域参考序列PN_REF(n_h，k)＝PN^*(k)·PN(k+n_h)。从i等于-N_max至N_max以及从h等于1至x，互相关求和单元用以将各OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h，k)作不同可能整数频偏i的循环移位，以得到循环移位后的各OFDM频域符号相关序列Y_CORRELATION(n_h，k+i)，并对各OFDM频域符号相关序列Y_CORRELATION(n_h，k+i)与频域参考序列PN_REF(n_h，k)进行互相关求和运算，以获得互相关和C(n_h，i)＝∑_k∈Kcp Y_CORRELATION(n_h，k+i)·PN_REF(n_h，k)。最大值比较单元用以比较所有互相关和C(n₁，-N_max)～C(n₁，N_max)、C(n₂，-N_max)～C(n₂，N_max)、…、C(n_x，-N_max)～C(n_x，N_max)，并从所互相关和C(n₁，-N_max)～C(n₁，N_max)、C(n₂，-N_max)～C(n₂，N_max)、…、C(n_x，-N_max)～C(n_x，N_max)中找出最大者。整数频偏确定单元用以将所述最大值比较单元所找出的最大者所对应的可能整数频偏i的值设为正确的整数频偏

。

根据本发明的实施例，所述频域参考序列产生单元包括频域已知序列产生单元与第二预处理单元。频域已知序列产生单元用以产生所述频域已知序列PN(k)，第二预处理单元用以对频域已知序列PN(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到从h等于1至x的各频域参考序列PN_REF(n_h，k)。

本发明的实施例提供一种OFDM系统，所述OFDM系统包括发射机、无线信道与接收机，其特征在于，接收机具有频偏检测装置。所述频偏检测装置用以检测整数频偏，且包括预处理单元、频域参考序列产生单元、互相关求和单元、最大值比较单元与整数频偏确定单元。从h等于1至x，预处理单元对接收的OFDM频域符号Y(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到各自相关序列Y_CORRELATION(n_h，k)＝Y(k)·Y^*(k+n_h)。从h等于1至x，频域参考序列产生单元对频域已知序列PN(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到各频域参考序列PN_REF(n_h，k)＝PN^*(k)·PN(k+n_h)。从i等于-N_max至N_max以及从h等于1至x，互相关求和单元用以将各OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h，k)作不同可能整数频偏i的循环移位，以得到循环移位后的各OFDM频域符号相关序列Y_CORRELATION(n_h，k+i)，并对各OFDM频域符号相关序列Y_CORRELATION(n_h，k+i)与频域参考序列PN_REF(n_h，k)进行互相关求和运算，以获得互相关和C(n_h，i)＝∑_k∈KcpY_CORRELATION(n_h，k+i)·PN_REF(n_h，k)。最大值比较单元用以比较所有互相关和C(n₁，-N_max)～C(n₁，N_max)、C(n₂，-N_max)～C(n₂，N_max)、…、C(n_x，-N_max)～C(n_x，N_max)，并从所互相关和C(n₁，-N_max)～C(n₁，N_max)、C(n₂，-N_max)～C(n₂，N_max)、…、C(n_x，-N_max)～C(n_x，N_max)中找出最大者。整数频偏确定单元用以将所述最大值比较单元所找出的最大者所对应的可能整数频偏i的值设为正确的整数频偏

。

基于上述，本发明的实施例所提供的频偏检测方法与装置能够消除符号同步偏差与信道的影响，且其总运算量适中。

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附图式作详细说明如下。

附图说明

图1A是整数频偏为0时的OFDM频域符号的波形图。

图1B是整数频偏为N时的OFDM频域符号的波形图。

图2是DVB-T系统的传统频偏检测方法的流程图。

图3是CMMB系统的帧结构的示意图。

图4是DVB-T2系统的P2符号导频结构的示意图。

图5是CMMB系统与DVB-T2系统的传统频偏检测方法的流程图。

图6是CMMB系统与DVB-T2系统的另一传统频偏检测方法的流程图。

图7是CMMB系统与DVB-T2系统的另一传统频偏检测方法的流程图。

图8A是本发明的实施例所提供的频偏检测方法的流程图。

图8B是本发明的另一实施例所提供的频偏检测方法的流程图。

图9是本发明的实施例所提供的频偏检测装置的方块图。

图10是本发明的实施例所提供的OFDM系统的方块图。

图11是本发明的实施例所提供的频偏检测方法的保护比的曲线图。

图12A是图7的传统频偏检测方法在符号同步偏差影响下的效能图。

图12B是本发明的实施例所提供的频偏检测方法在符号同步偏差影响下的效能图。

图13A是图7的传统频偏检测方法在信道影响下的效能图。

图13B是本发明的实施例所提供的频偏检测方法在信道影响下的效能图。

【主要元件符号说明】

S20、S22、S24：步骤流程

TS0～TS39：时隙

B0：信标

OFDMSym0～OFDM52：OFDM时域符号

TxID：传送识别

Sync0、Sync1：同步信号

Sym0、Sym1：P2符号

Sym2、Sym3：OFDM频域符号

Sym2_P、Sym3_P：导频

Sym0_P、Sym1_P：P2导频

S50、S52、S54：步骤流程

S60、S62、S64、S66：步骤流程

S70、S72、S74：步骤流程

S80、S82、S820、S821、S84、S86、S88、S89：步骤流程

S90、S92、S920、S921、S94、S96、S98、S99：步骤流程

90：频偏检测装置

91：预处理单元

92：频域参考序列产生单元

920：频域已知序列产生单元

921：预处理单元

93：互相关求和单元

94：最大值比较单元

95：整数频偏确定单元

98：快速傅里叶变换单元

100：OFDM系统

Tx：发射机

Rx：接收机

WCH：无线信道

C200、C201、C202：保护比曲线

具体实施方式

本发明的实施例提供一种用以检测整数频偏的频偏检测方法、装置及其OFDM系统，此频偏检测方法适用于DVB-T2系统与CMMB系统，且又能够消除符号同步偏差与信道的影响。

OFDM频域符号Y(k)是经由接收机所接收的OFDM时域符号y(t)通过快速傅里叶变换而得到，其中t为离散时间序号，k是子载波序号。当存在信道与各种同步误差的影响时，OFDM频域符号Y(k)可以表示如下：

Y(k)＝H(k)·PN(k)·exp[j2π(kθ_d+l(ε+kξ))]+N(k)

，其中H(k)是信道频率响应，PN(k)是频域已知序列，exp[·]是自然指数运算元，θ_d是符号同步偏差，l是OFDM频域符号序号，ε是载波频偏，ξ是采样钟频偏，N(k)是噪声。

若忽略噪声N(k)的影响，将接收到的OFDM符号Y(k)进行前后间隔n点的自相关，则可以产生OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n，k)，所述OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n，k)可以表示为：

Y_CORRELATION(n，k)＝Y(k)·Y^*(k+n)

＝H(k)·H^*(k+n)·PN(k)·PN^*(k+n)·exp[j2πn(θ_d+lξ))]

，其中Y^*(k+n)是Y(k+n)的共轭，H^*(k+n)是H(k+n)的共轭，PN^*(k+n)是PN(k+n)的共轭。若再将OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n，k)与相对应的频域参考序列PN^*(k)·PN(k+n)进行互相关，则其互相关的结果可以表示如下：

Y(k)·PN^*(k)·Y^*(k+n)·PN(k+n)

＝H(k)·H^*(k+n)|PN(k)|⁴·exp[j2πn(θ_d+lξ))]

，其中|PN(k)|⁴是PN(k)的绝对值的四次方。

假设信道自相关序列H(k)·H^*(k+n)的相位随着k的变化不会有大于π/2的波动，且在整数频偏为0的情况下，则对上述互相关的结果求和所得到的互相关和会是一个很大的值。然而，若有整数频偏

，则上述的频域已知序列并没有与接收的OFDM频域符号对上，而上述的互相关和便不会是一个很大的值，而无法呈现频域已知序列与接收的OFDM频域符号之间相关性。

在有整数频偏

的情况下，仅要进行下述的修正，便能够得到很大的互相关和。首先，将接收到的OFDM频域符号Y(k)进行循环移位，以得到OFDM符号

接着，对OFDM符号

进行前后间隔n点的自相关，以产生OFDM频域符号自相关序列

之后，将OFDM频域符号自相关序列

与相对应的频域参考序列PN^*(k)·PN(k+n)与进行互相关求和运算以得到互相关和，则此互相关和会是一个很大的值。

请参照图8A，图8A是本发明的实施例所提供的频偏检测方法的流程图。首先，在步骤S80，设定可能整数频偏i的值介于[-N_max，N_max]的范围，其中N_max为一个大于0但小于等于N的整数值，N为OFDM频域符号的子载波总数目。

接着，在步骤S82，提供频域参考序列PN_REF(n，k)＝PN^*(k)·PN(k+n)，所述频域参考序列PN_REF(n，k)为频域已知序列PN(k)进行前后间隔n点的自相关。更详细地说，步骤S82包括子步骤S820与子步骤S821。在子步骤S820，产生本地频域已知序列PN(k)，也就是已知的伪噪声序列PN(k)。在步骤S821，对此频域已知序列PN(k)进行预处理，以得到频域参考序列PN_REF(n，k)，其中所述预处理是指对频域已知序列PN(k)进行前后间隔n点的自相关。

接着，在步骤84，对接收的OFDM频域符号Y(k)进行前后间隔n点的自相关，以得到OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n，k)＝Y(k)·Y^*(k+n)。在假设信道自相关序列H(k)·H^*(k+n)的相位随着k的变化不会有大于π/2的波动的情况下，对于CMMB系统而言，n可以是1，对于DVB-T2系统而言，n可以是3或6。

接着，在步骤S86，从i等于-N_max至N_max，将OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n，k)作不同可能整数频偏i的循环移位，以得到循环移位后的OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n，k+i)。

另外，要说明的是，此实施例的步骤S82、S84与S86的顺序并非用以限定本发明。例如，步骤S84可以执行于步骤S82之前，或者，步骤S86可以执行于步骤S84之前，但步骤S86必须执行于步骤S82之后。

在步骤S88，从i等于-N_max至N_max，对OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n，k+i)与频域参考序列PN_REF(n，k)进行互相关求和运算，以获得互相关和C(n，i)＝∑_k∈KcpY_CORRELATION(n，k+i)·PN_REF(n，k)，其中k属于集合Kcp，集合Kcp为所有导频的子载波序号的集合。对于CMMB系统而言，Kcp＝{0，1，2…，K_max}，对于DVB-T2系统而言，Kcp＝{0，3，6…，K_max}，K_max为导频的最大子载波序号。

在步骤S89，比较所有互相关和C(n，-N_max)～C(n，N_max)，以从所有互相关和C(n，-N_max)～C(n，N_max)找出最大者，将此最大者所对应的可能整数频偏i的值设为正确的整数频偏

，亦即，找出正确的整数频偏

图8A的整数频偏方法是在信道自相关序列H(k)·H^*(k+n)的相位随着k的变化不会有大于π/2的波动的情况下适用，而这个假设的情况会使互相关和的值朝着某一个方向增大，因此能够顺利地找出正确的整数频偏

。然而，如果实际信道无法满足上述的假设情况，则可以使用本发明的另一实施例所提供的频偏检测方法来找出正确的整数频偏

。

信道自相关序列的相位具有一定规律，如果前后间隔n点的信道自相关序列H(k)·H^*(k+n)无法满足前述假设的情况，则前后间隔m点的信道自相关序列H(k)·H^*(k+m)很有可能满足上述的假设情况。本发明不限定频域参考序列PN_REF(n，k)与OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n，k)所间隔的距离n，因此可以取多种间隔作n₁～n_x，然后在多个互相关和C(n₁，-N_max)～C(n₁，N_max)、C(n₂，-N_max)～C(n₂，N_max)、…、C(n_x，-N_max)～C(n_x，N_max)中找出最大者，此最大者所对应的可能整数频偏i的值即为正确的整数频偏

，亦即，找出正确的整数频偏

。

要说明的是，x是大于等于1的整数，且n₁～n_x的值必须保证k+n₁～k+n_x是频域已知序列(伪噪声序列)的导频位置上的子载波序号。理论上来说，自相关间隔n₁～n_x的值越小越好，因为间隔越小，信道的变化越小，信道自相关序列的相位波动也越小。另外，x等于1的情况，即是上述图8A的频偏检测方法。

请参照图8B，图8B是本发明的另一实施例所提供的频偏检测方法的流程图。图8B的频偏检测方法不需要在信道自相关序列H(k)·H^*(k+n)的相位随着k的变化不会有大于π/2的波动的假设情况才能适用，换言之，图8B的频偏检测方法可以适用于大多数的实际信道。步骤S90与步骤S80相同，因此便不再赘述。

接着，在步骤S92，从h等于1至x，提供各频域参考序列PN_REF(n_h，k)＝PN^*(k)·PN(k+n_h)，所述频域参考序列PN_REF(n_h，k)为频域已知序列PN(k)进行前后间隔n_h点的自相关。更详细地说，步骤S92包括子步骤S920与子步骤S921。在子步骤S920，产生本地频域已知序列PN(k)，也就是已知的伪噪声序列PN(k)。在步骤S921，对此频域已知序列PN(k)进行预处理，以得到从h等于1至x的各频域参考序列PN_REF(n_h，k)＝PN^*(k)·PN(k+n_h)，其中所述预处理是指对伪噪声序列PN(k)进行前后间隔n_h点的自相关。

接着，在步骤94，从h等于1至x，对接收的OFDM频域符号Y(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h，k)＝Y(k)·Y^*(k+n_h)。以CMMB系统为例，因为每一个子载波上都是频域已知序列中的一个值，因此n₁～n_x的值可以为任何小于总子载波数的值。以DVB-T2系统为例，因为频域已知序列的子载波位置间隔为3或6，因此n₁～n_x的值必须为3或6的倍数。

接着，在步骤S96，从i等于-N_max至N_max以及从h等于1至x，将各自相关序列Y_CORRELATION(n_h，k)作不同可能整数频偏i的循环移位，以得循环移位后的各OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h，k+i)。

另外，要说明的是，此实施例的步骤S92、S94与S96的顺序并非用以限定本发明。例如，步骤S94可以执行于步骤S92之前，或者，步骤S96可以执行于步骤S94之前，但步骤S96必须执行于步骤S92之后。

接着，在步骤S98，从i等于-N_max至N_max以及从h等于1至x，对循环移位后的各OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h，k+i)与频域参考序列PN_REF(n_h，k)进行互相关求和运算，以获得各互相关和C(n_h，i)＝∑_k∈KcpY_CORRELATION(n_h，k+i)·PN_REF(n_h，k)，其中k属于集合Kcp，集合Kcp为所有导频的子载波序号的集合。对于CMMB系统而言，Kcp＝{0，1，2…，K_max}，对于DVB-T2系统而言，Kcp＝{0，3，6…，K_max}，K_max为导频的最大子载波序号。

在步骤S99，比较所有互相关和C(n₁，-N_max)～C(n₁，N_max)、C(n₂，-N_max)～C(n₂，N_max)、…、C(n_x，-N_max)～C(n_x，N_max)，并从所有互相关和C(n₁，-N_max)～C(n₁，N_max)、C(n₂，-N_max)～C(n₂，N_max)、…、C(n_x，-N_max)～C(n_x，N_max)中找出最大者，将此最大者所对应可能整数频偏i的值设为正确的整数频偏

亦即，找出正确的整数频偏 $\hat{i}=\max \left(\right|C(n_1,i)|,...,C(n_x,i)|).$

请参照图9，图9是本发明的实施例所提供的频偏检测装置的方块图。频偏检测装置90用于采用CMMB或DVB-T2等技术的OFDM系统的接收机内。频偏检测装置90包括了预处理单元91、频域参考序列产生单元92、互相关求和单元93、最大值比较单元94与整数频偏确定单元95。

接收机接收OFDM时域符号后，会将OFDM时域符号送进一个快速傅里叶变换单元98中，并将OFDM时域符号进行快速傅里叶变换，以获得OFDM频域符号。若OFDM频域符号为CMMB系统的同步信号或DVB-T2系统的P2符号，则频偏检测装置90会被致能，以检测整数频偏。在其他实施例中，频偏检测装置90可能还会包括快速傅里叶变换单元98。

从h等于1至x，预处理单元91对接收的OFDM频域符号Y(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到各OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h，k)。

从h等于1至x，频域参考序列产生单元92用以对频域已知序列PN(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到各频域参考序列PN_REF(n_h，k)＝PN^*(k)·PN(k+n_h)。频域参考序列产生单元92可以包括频域已知序列产生单元920与预处理单元921构成。频域已知序列产生单元920用以产生本地频域已知序列PN(k)，也就是已知的伪噪声序列PN(k)。预处理单元921对频域已知序列PN(k)进行预处理，以得到从h等于1至x的各频域参考序列PN_REF(n_h，k)，其中所述预处理是指对频域已知序列PN(k)进行前后间隔n_h点的自相关。

从i等于-N_max至N_max以及从h等于1至x，互相关求和单元93将各OFDM频域符号自相关序列Y_CORREL4TION(n_h，k)作不同可能整数频偏i的循环移位，以得到循环移位后的各OFDM频域符号相关序列Y_CORRELATION(n_h，k+i)，并对各OFDM频域符号相关序列Y_CORRELATION(n_h，k+i)与频域参考序列PN_REF(n_h，k)进行互相关求和运算，以获得互相关和C(n_h，i)＝∑_k∈KcpY_CORRELATION(n_h，k+i)·PN_REF(n_h，k)。

最大值比较单元94用以比较所有互相关和C(n₁，-N_max)～C(n₁，N_max)、C(n₂，-N_max)～C(n₂，N_max)、…、C(n_x，-N_max)～C(n_x，N_max)，并从所互相关和C(n₁，-N_max)～C(n₁，N_max)、C(n₂，-N_max)～C(n₂，N_max)、…、C(n_x，-N_max)～C(n_x，N_max)中找出最大者。整数频偏确定单元95将最大值比较单元94所找出的最大者所对应的i值设为正确的整数频偏

亦即，最大值比较单元94与整数频偏确定单元95的组合是用以找出正确的整数频偏 $\hat{i}=\max \left(\right|C(n_1,i),...,C(n_x,i)\left|\right).$

请参照图10，图10是本发明的实施例所提供的OFDM系统的方块图。OFDM系统100可以是CMMB系统或DVB-T2系统，OFDM系统100包括接收机Rx、发射机Tx与无线信道WCH。发射机Tx发送OFDM时域符号至无线信道WCH。接收机Rx具有图9所述的频偏检测装置90，且接收机Rx自无线信道WCH接收OFDM时域符号，并将OFDM时域符号进行快速傅里叶变换，以得到OFDM频域符号。当OFDM频域符号为CMMB系统的同步信号或DVB-T2系统的P2符号，则频偏检测装置90会被致能，以检测整数频偏。

请参照图11，图11是本发明的实施例所提供的频偏检测方法的保护比的曲线图。图11是CMMB系统在具有0分贝(dB)回声(主要路径与次要路径的能量相同)的信道下的仿真结果，横座标表示主要路径与次要路径之间的两径延迟，纵座标表示对应延迟下的保护比。保护比的定义为正确整数频偏下所对应的互相关和与错误整数频偏下所对应的结果的互相关和的比值。若保护比大于1，则表示频偏检测方法能正确地检测出整数频偏；相反地，若保护比小于1，则表示频偏检测方法能无法正确地检测出整数频偏。

曲线C200是采用间隔n为1的频偏检测方法所对应的保护比的曲线，曲线C201是采用间隔n为2的频偏检测方法所对应的保护比的曲线，曲线C200是采用间隔n₁为1且n₂为2的频偏检测方法所对应的保护比的曲线。由曲线C200可以看出，采用间隔n为1的频偏检测方法在延迟约为100毫秒处会检测失败。由曲线C201可以看出，采用间隔n为2的频偏检测方法在延迟约为50毫秒处会检测失败。由曲线C202可以看出，采用间隔n₁为1且n₂为2的频偏检测方法会大大地提升检测成功的概率。

请参照图12A与图12B，图12A是图7的传统频偏检测方法在符号同步偏差影响下的效能图，图12B是本发明的实施例所提供的频偏检测方法在符号同步偏差影响下的效能图。图12A与图12B是CMMB系统在具有5dB的载波噪声比(CNR)的加性高斯白噪声(AWGN)信道下的仿真结果，此仿真环境假设整数频偏为0，且假设快速傅里叶变换窗口错位了一个采样点，即存在一个采样点的符号同步偏差。

图12A与图12B的横轴表示所有不同可能整数频偏，图12A与图12B的纵轴表示对应的整数频偏的互相关和的值。由图12A与12B可以得知，图7的传统频偏检测方法在符号同步偏差影响下并无法顺利检测出整数频偏为0的结果，然而，本发明的实施例所提供频偏检测方法可以顺利地检测出整数频偏为0的结果。

请参照图13A与图13B，图13A是图7的传统频偏检测方法在信道影响下的效能图，图13B是本发明的实施例所提供的频偏检测方法在信道影响下的效能图。图13A与图13B是CMMB系统在具有5dB的载波噪声比(CNR)的多径信道下的仿真结果，此仿真环境假设多径信道具有0dB的回声与50毫秒的延迟，且假设整数频偏为0。

图13A与图13B的横轴表示所有不同可能整数频偏，图13A与图13B的纵轴表示对应的整数频偏的互相关和的值。由图13A与13B可以得知，图7的传统频偏检测方法在通道影响下并无法顺利检测出整数频偏为0的结果，然而，本发明的实施例所提供频偏检测方法可以顺利地检测出整数频偏为0的结果。

综上所述，本发明的实施例所提供的频偏检测方法与装置会先对频域已知序列与接收到的OFDM频域符号进行预处理(前后间隔n点的自相关)后，透过预处理的方式来消除可能的符号同步偏差与信道的影响。据此，本发明的实施例所提供的频偏检测方法与装置比图7的传统频偏检测方法的效能来得佳。除此之外，本发明的实施例所提供的频偏检测方法的总运算量适中，其总运算量为2×N_max×M个加法的运算量加上2×N_max×M个复数乘法的运算量，此总运算量远小于图5与图6的传统频偏检测方法的总运算量。

虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当以权利要求所界定的为准。

Claims (12)

1.一种频偏检测方法，适用于正交频分复用(OFDM)系统的接收机中，所述频偏检测方法包括：

设定可能整数频偏i的值介于[-N_max,N_max]的范围；

从h等于1至x，对频域已知序列PN(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到各频域参考序列PN_REF(n_h,k)=PN^*(k)·PN(k+n_h)；

从h等于1至x，对接收的OFDM频域符号Y(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h,k)=Y(k)·Y^*(k+n_h)；

从i等于-N_max至N_max以及从h等于1至x，将各OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h,k)作不同可能整数频偏i的循环移位，以得循环移位后的OFDM频域符号各自相关序列Y_CORRELATION(n_h,k+i)；

从i等于-N_max至N_max以及从h等于1至x，对循环移位后的各OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h,k+i)与频域参考序列PN_REF(n_h,k)进行互相关求和运算，以获得各互相关和C(n_h,i)；以及

从所有互相关和C(n₁,-N_max)～C(n₁,N_max)、C(n₂,-N_max)～C(n₂,N_max)、...、C(n_x,-N_max)～C(n_x,N_max)中找出最大者，将此最大者所对应的可能整数频偏i的值设为正确的整数频偏

其中，N_max为一个大于0但小于等于N的整数值，N为OFDM频域符号的子载波总数目，x是大于等于1的整数，且n₁～n_x的值满足k+n₁～k+n_x是所述频域已知序列PN(k)的导频的子载波序号。

2.如权利要求1所述的频偏检测方法，其特征在于，所述OFDM系统为CMMB系统或DVB-T2系统，且所述OFDM频域符号为CMMB系统的同步信号所对应的频域符号或DVB-T2系统的P2符号。

3.如权利要求1所述的频偏检测方法，其特征在于，x=1，n₁=n，且信道自相关序列H(k)·H^*(k+n)的相位被假设为随着k的变化不会有大于π/2的波动；对于CMMB系统而言，n=1，对于DVB-T2系统而言，n=3或6。

4.如权利要求1所述的频偏检测方法，其特征在于，对于CMMB系统而言，n₁～n_x的值为任何小于总子载波数的值，对于DVB-T2系统而言，n₁～n_x的值为3或6的倍数。

5.如权利要求1所述的频偏检测方法，其特征在于，互相关和C(n_h,i)=∑_k∈KcpY_CORRELATION(n_h,k+i)·PN_REF(n_h,k)其中k属于集合Kcp，集合Kcp为所有导频的子载波序号的集合。

6.一种频偏检测装置，用于OFDM系统的接收机中，包括：

第一预处理单元，用以从h等于1至x，对接收的OFDM频域符号Y(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到各自相关序列Y_CORRELATION(n_h,k)=Y(k)·Y^*(k+n_h)；

频域参考序列产生单元，用以从h等于1至x，对频域已知序列PN(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到各频域参考序列PN_REF(n_h,k)=PN^*(k)·PN(k+n_h)；

互相关求和单元，用以从i等于-N_max至N_max以及从h等于1至x，将各OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h,k)作不同可能整数频偏i的循环移位，以得到循环移位后的各OFDM频域符号相关序列Y_CORRELATION(n_h,k+i)，并对各OFDM频域符号相关序列Y_CORRELATION(n_h,k+i)与频域参考序列PN_REF(n_h,k)进行互相关求和运算，以获得互相关和C(n_h,i)=∑_k∈KcpY_CORRELATION(n_h,k+i)·PN_REF(n_h,k)；

最大值比较单元，用以比较所有互相关和C(n₁,-N_max)～C(n₁,N_max)、C(n₂,-N_max)～C(n₂,N_max)、...、C(n_x,-N_max)～C(n_x,N_max)，并从所互相关和C(n₁,-N_max)～C(n₁,N_max)、C(n₂,-N_max)～C(n₂,N_max)、...、C(n_x,-N_max)～C(n_x,N_max)中找出最大者；以及

整数频偏确定单元，将所述最大值比较单元所找出的最大者所对应的可能整数频偏i的值设为正确的整数频偏

其中，N_max为一个大于0但小于等于N的整数值，N为OFDM频域符号的子载波总数目，x是大于等于1的整数，且n₁～n_x的值满足k+n₁～k+n_x是所述频域已知序列PN(k)的导频的子载波序号。

7.如权利要求6所述的频偏检测装置，其特征在于，所述OFDM系统为CMMB系统或DVB-T2系统，且所述OFDM频域符号为CMMB系统的同步信号所对应的频域符号或DVB-T2系统的P2符号。

8.如权利要求6所述的频偏检测装置，其特征在于，x=1，n₁=n，且信道自相关序列H(k)·H^*(k+n)的相位被假设为随着k的变化不会有大于π/2的波动；对于CMMB系统而言，n=1，对于DVB-T2系统而言，n=3或6。

9.如权利要求6所述的频偏检测装置，其特征在于，对于CMMB系统而言，n₁～n_x的值为任何小于总子载波数的值，对于DVB-T2系统而言，n₁～n_x的值为3或6的倍数。

10.如权利要求6所述的频偏检测装置，其特征在于，互相关和C(n_h,i)=∑_k∈KcpY_CORRELATION(n_h,k+i)·PN_REF(n_h,k)其中k属于集合Kcp，集合Kcp为所有导频的子载波序号的集合。

11.如权利要求6所述的频偏检测装置，其特征在于，所述频域参考序列产生单元包括：

频域已知序列产生单元，用以产生所述频域已知序列PN(k)；以及

第二预处理单元，用以对频域已知序列PN(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到从h等于1至x的各频域参考序列PN_REF(n_h,k)。

12.一种OFDM系统，包括发射机、无线信道与接收机，其特征在于，接收机具有频偏检测装置，所述频偏检测装置包括：

预处理单元，用以从h等于1至x，对接收的OFDM频域符号Y(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到各自相关序列Y_CORRELATION(n_h,k)=Y(k)·Y^*(k+n_h)；

频域参考序列产生单元，用以从h等于1至x，对频域已知序列PN(k)进行前后间隔n_h点的自相关，以得到各频域参考序列PN_REF(n_h,k)=PN^*(k)·PN(k+n_h)；

互相关求和单元，用以从i等于-N_max至N_max以及从h等于1至x，将各OFDM频域符号自相关序列Y_CORRELATION(n_h,k)作不同可能整数频偏i的循环移位，以得到循环移位后的各OFDM频域符号相关序列Y_CORRELATION(n_h,k+i)，并对各OFDM频域符号相关序列Y_CORRELATION(n_h,k+i)与频域参考序列PN_REF(n_h,k)进行互相关求和运算，以获得互相关和C(n_h,i)=∑_k∈KcpY_CORRELATION(n_h,k+i)·PN_REF(n_h,k)；

最大值比较单元，用以比较所有互相关和C(n₁,-N_max)～C(n₁,N_max)、C(n₂,-N_max)～C(n₂,N_max)、...、C(n_x,-N_max)～C(n_x,N_max)，并从所互相关和C(n₁,-N_max)～C(n₁,N_max)、C(n₂,-N_max)～C(n₂,N_max)、...、C(n_x,-N_max)～C(n_x,N_max)中找出最大者；以及

整数频偏确定单元，将所述最大值比较单元所找出的最大者所对应的可能整数频偏i的值设为正确的整数频偏

其中，N_max为一个大于0但小于等于N的整数值，N为OFDM频域符号的子载波总数目，x是大于等于1的整数，且n₁～n_x的值满足k+n₁～k+n_x是所述频域已知序列PN(k)的导频的子载波序号。

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