CN101764780B - 一种正交频分复用时频同步的方法和装置 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 40
- 238000012549 training Methods 0.000 claims description 96
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 23
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 13
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 9
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 claims description 7
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 6
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 10
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 8
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
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- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
本发明提供了一种正交频分复用时频同步的方法和装置，其中的方法具体包括：对接收信号进行滑动自相关运算得到OFDM符号粗略位置和小数频偏估计值；根据所述小数频偏估计值对接收信号进行修正，利用所述OFDM符号粗略位置在接收信号中抽取训练序列，并将其变换到频域，获取接收频域训练序列；在整数频偏搜索范围内，对所述接收频域训练序列进行滑动，并通过延迟自相关操作，确定整数频偏粗略范围；在所述整数频偏粗略范围内，对所述接收频域训练序列进行滑动，并通过延迟自相关操作，得到整数频偏的精确估计值。本发明用以保证在较差信噪比以及恶劣信道环境下的频率同步精度。
Description
技术领域
本发明涉及于通信技术领域，特别是涉及一种正交频分复用时频同步的方法和装置。
背景技术
正交频分复用(OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术作为一种有效的宽带传输技术，目前在通讯领域备受关注，在无限局域网、数字音频广播、数字视频广播等领域都得到了广泛应用。
OFDM是一种多载波传输技术，把整个信道分成N个子信道，并行传输信息。相对于单载波，OFDM对各个子载波之间的正交性要求格外严格，任何一点小的载波频偏都会破坏子载波之间的正交性，引起子载波干扰(ICI：Inter Carrier Interference)；同样，相位噪声也会导致码元星座点的旋转、扩散，从而形成ICI。因此，OFDM信号处理中，能否实现较为精确的时频同步估计是影响OFDM信号接收性能的关键因素。
在OFDM系统中，为保证快速有效的实现时间和频率同步，通常会在帧结构中加入特殊训练序列，比如中国移动多媒体广播系统(CMMB，ChinaMobile Multimedia Broadcasting)中，每个时隙都包含2个相同的同步信号(特殊训练序列)。对于时间同步，现有技术一般在时域进行，多采用自相关算法，利用时间窗长度等于时域特殊训练序列长度的滑动窗在接收信号中滑动，前、后窗内的接收信号进行自相关运算，完成OFDM符号粗略位置和小数频偏的估计。
对于频率同步，通常在接收信号纠正小数频偏后，利用抽取OFDM符号粗略位置一个完整的训练序列来操作。此时有两种方法，一种是时域方法，即接收特殊训练序列(A)和本地训练序列(B)(时域)中取一个序列根据不同的整数频偏进行调整A′(t)＝A(t)e-jkΔFt，ΔF为OFDM子载波间隔，k∈[-K，K]，[-KΔF，KΔF]是整数频偏的搜索范围。本地训练序列(B)与调整搜索频偏的接收训练序列A′进行互相关运算，找出搜索范围中的最大相关值(必须大于门限值)，此时的kΔF即整数频偏的估计值。另一种是频域方法，将接收训练序列(A)和本地训练序列(B)经过FFT转入频域得到FA，FB进行操作。对于不同的频偏，将一个序列FA循环移动k点(kΔF)与FB进行互相关运算，找出搜索范围内的最大相关值，此时的kΔF即整数频偏的估计值。或者由FA，FB在搜索范围内移动，取出有效序列F′A，F′B进行互相关运算，同样可以达到目的。
由于上述频率同步的搜索是通过互相关来实现，其本质是利用频域接收训练序列与本地训练序列之间的相似性来工作。当两个序列一一对应的相似性较好，就能得到较大的相关值，否则得到较小的相关值。这样，较差的信噪比和信道环境(频率选择性衰落和动态多普勒效应)会对频域接收训练序列造成较大的影响，因此，频域接收训练序列与本地训练序列之间的相关结果会在较差的信噪比以及信道环境下变得很差，从而不能由相关结果分辨出真正的频偏值。
因而，目前需要本领域技术人员迫切解决的一个技术问题就是：如何能够创新地提供一种正交频分复用时频同步的方法，用以提高在较差的信噪比以及恶劣信道环境下的频率同步精度。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种正交频分复用时频同步的方法和装置，用以保证在较差信噪比以及恶劣信道环境下的频率同步精度。
为了解决上述问题，本发明公开了一种正交频分复用时频同步的方法，包括：
对接收信号进行滑动自相关运算得到OFDM符号粗略位置和小数频偏估计值；
根据所述小数频偏估计值对接收信号进行修正，利用所述OFDM符号粗略位置在接收信号中抽取训练序列，并将其变换到频域，获取接收频域训练序列；
在整数频偏搜索范围内，对所述接收频域训练序列进行滑动，并通过延迟自相关操作，确定整数频偏粗略范围；
在所述整数频偏粗略范围内，对所述接收频域训练序列进行滑动，并通过延迟自相关操作，得到整数频偏的精确估计值。
优选的，所述确定整数频偏粗略范围的步骤包括：
对接收频域训练序列，在整数频偏搜索范围[-KΔF，KΔF]内进行滑动，并通过延迟自相关获取2K+1个粗略相关值，其中，ΔF为OFDM子载波间隔，K为OFDM子载波数目；
对所述2K+1个粗略相关值进行分析，在相关值峰值所对应整数频偏值附近选取[-K′ΔF，K′ΔF]作为整数频偏粗略范围。
优选的，所述2K+1个粗略相关值的获取步骤包括：
生成本地频域训练序列的索引值I1，并抽取I1中在本地训练序列中具有相似性的索引值I2；
对接收频域训练序列S1，按照整数频偏搜索范围[-KΔF，KΔF]内的某个值进行循环移位得到序列S1′；
按照索引值I2在序列S1′中抽取相应序列S2；
对序列S2进行延迟自相关操作，得到一个粗略相关值，其中，所述延迟自相关操作为计算原序列和延迟序列的相关性；
当序列S1在整数频偏搜索范围[-KΔF，KΔF]内进行滑动一遍后，得到2K+1个粗略相关值。
优选的，在对序列S2进行延迟自相关操作，得到一个粗略相关值的步骤前，还包括：
对序列S2进行N倍下采样操作，以下采样后的序列进行延迟自相关操作。
优选的，所述得到整数频偏的精确估计值的步骤包括：
对接收频域训练序列，在所述整数频偏粗略范围[-K′ΔF，K′ΔF]内进行滑动，并对序列S2进行延迟自相关操作，获取2K′+1个精确相关值；
选取所述2K′+1个精确相关值的峰值作为整数频偏的精确估计值。
本发明还公开了一种正交频分复用时频同步的装置，包括：
时间同步模块，用于对接收信号进行滑动自相关运算得到OFDM符号粗略位置；
小数频偏估计模块，用于对接收信号进行滑动自相关运算得到小数频偏估计值；
小数频偏修正模块，用于根据所述小数频偏估计值对接收信号进行修正；
时频变换模块，用于利用所述OFDM符号粗略位置在接收信号中抽取训练序列，并将其变换到频域，获取接收频域训练序列；
整数频偏粗略估计模块，用于在整数频偏搜索范围内，对所述接收频域训练序列进行滑动，并通过延迟自相关操作，确定整数频偏粗略范围；
整数频偏精确估计模块，用于在所述整数频偏粗略范围内，对所述接收频域训练序列进行滑动，并通过延迟自相关操作，得到整数频偏的精确估计值。
优选的，所述整数频偏粗略估计模块包括：
粗略相关值获取子模块，用于对接收频域训练序列，在整数频偏搜索范围[-KΔF，KΔF]内进行滑动，并通过延迟自相关获取2K+1个粗略相关值，其中，ΔF为OFDM子载波间隔，K为OFDM子载波数目；
粗略相关值分析子模块，用于对所述2K+1个粗略相关值进行分析，在相关值峰值所对应整数频偏值附近选取[-K′ΔF，K′ΔF]作为整数频偏的粗略范围。
优选的，所述粗略相关值获取子模块包括：
索引处理单元，用于生成本地频域训练序列的索引值I1，并抽取I1中在本地训练序列中具有相似性的索引值I2；
移位单元，用于对接收频域训练序列S1，按照整数频偏搜索范围[-KΔF，KΔF]内的某个值进行循环移位得到序列S1′，其中，ΔF为OFDM子载波间隔，K为OFDM子载波数目；
序列抽取单元，用于按照索引值I2在序列S1′中抽取相应序列S2；
延迟自相关单元，用于对序列S2进行延迟自相关操作，得到一个粗略相关值，其中，所述延迟自相关操作为计算原序列和延迟序列的相关性；
重复执行上述移位单元、序列抽取单元和延迟自相关单元，当序列S1在整数频偏搜索范围[-KΔF，KΔF]内进行滑动一遍后，得到2K+1个粗略相关值。
优选的，所述粗略相关值获取子模块还包括：
下采样单元，用于对序列S2进行N倍下采样操作，并触发延迟自相关单元对下采样后的序列进行延迟自相关操作。
优选的，所述整数频偏精确估计模块包括：
精确相关值获取子模块，用于对接收频域训练序列，在所述整数频偏粗略范围[-K′ΔF，K′ΔF]内进行滑动，并对序列S2进行延迟自相关操作，获取2K′+1个精确相关值；
选取子模块，用于选取所述2K′+1个精确相关值的峰值作为整数频偏的精确估计值。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
本发明将整数频偏估计分为整数频偏粗略估计和整数频偏精确估计两级，在粗略估计确定的整数频偏粗略范围基础上进行精确估计以得到整数频偏的精确估计值。由于在进行整数频偏估计时，本发明采用了接收频域训练序列延迟自相关技术，其延迟长度可以选择。这样，在延迟长度很小的情况下，信道表现为慢变信道，原序列和延迟序列之间存在很强的相关性，在较差的信噪比以及恶劣信道环境下也可以精确地估计出真正的频偏估计值。
附图说明
图1是本发明一种正交频分复用时频同步方法实施例的流程图；
图2是一种滑动窗示意图；
图3是一种抽取训练序列的示意图；
图4是无频偏情况下本发明一种整数频偏精确估计的仿真结果；
图5是现有技术一种整数频偏估计的仿真结果；
图6是有频偏情况下本发明一种整数频偏精确估计的仿真结果；
图7是本发明一种正交频分复用时频同步装置实施例的结构图。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
本发明实施例的核心构思之一在于，在进行整数频偏估计时，采用接收频域训练序列延迟自相关技术，且延迟长度可以选择。这样，在延迟长度很小的情况下，信道表现为慢变信道，原序列和延迟序列之间存在很强的相关性，从而可以精确地估计出真正的频偏值。
参考图1，示出了本发明一种正交频分复用时频同步方法实施例的流程图，具体可以包括：
步骤101、对接收信号进行滑动自相关运算得到OFDM符号粗略位置和小数频偏估计值；
在实际中，可以采用滑动窗来实现。参照图2所示的滑动窗示意图，图中，滑动窗长度等于时域特殊训练序列长度L，D表示两个同步信号的间隔，例如，在中国移动数字多媒体广播(CMMB，China Mobile MultimediaBroadcasting)标准中，D＝0，即两个同步信号中间没有Guard Interval或填充。滑动自相关的过程可以为：将滑动窗在接收信号中滑动，并对前滑动窗、后滑动窗内的接收信号进行自相关运算，得到一系列滑动相关值，取峰值作为OFDM符号粗略位置。对于小数频偏估计值，其获取过程与上述过程类似，在此不作赘述。
步骤102、根据所述小数频偏估计值对接收信号进行修正，利用所述OFDM符号粗略位置在接收信号中抽取训练序列，并将其变换到频域，获取接收频域训练序列；
图3示出了一种抽取训练序列的示意图，由于步骤101中得到的OFDM符号位置只是粗略位置，可以认为它在某个范围内，如图中的Coarse SymbolSync range(粗略符号同步范围)；CMMB中两个同步信号之间无填充，所以Sync1和Sync2为接收信号中的两个相邻训练序列，二者具有很强的相似性。
为保证抽取得到的训练序列是接收信号的子集，在抽取时，可以从OFDM符号粗略位置回退2L-b1取得训练序列S1，其中L为训练序列的长度，b1为取数的偏移。由于Sync1和Sync2的强相似性，所以上述抽取过程相当于对训练序列的循环移位，抽取得到的训练序列S1能够保持原训练序列的频域位置信息。
然后对S1进行2048点FFT(傅里叶变换)运算，得到接收频域训练序列S1。
步骤103、在整数频偏搜索范围内，对所述接收频域训练序列进行滑动，并通过延迟自相关操作，确定整数频偏粗略范围；
步骤104、在所述整数频偏粗略范围内，对所述接收频域训练序列进行滑动，并通过延迟自相关操作，得到整数频偏的精确估计值。
在较差的信噪比以及恶劣信道环境下，接收频域训练序列本身可能失真很多，所以现有技术采用的接收频域训练序列与本地序列的互相关技术，很难得到很好的相似性；而本发明采用的延迟自相关技术，在延迟长度很小的情况下，信道对于该两个序列(原序列和延迟序列)，表现为慢变信道。所以在原序列和延迟序列之间存在很强的相关性，当搜索到正确的频偏处，根据索引值得到的原序列和其延迟序列将具有很强的相似性，从而相关得到很大的峰值。
在本发明实施例的一种示例中，所述步骤103可以通过以下子步骤来实现：
子步骤P1、对接收频域训练序列，在整数频偏搜索范围[-KΔF，KΔF]内进行滑动，并通过延迟自相关获取2K+1个粗略相关值，其中，ΔF为OFDM子载波间隔，K为OFDM子载波数目；
基本思想是：对于整数频偏搜索范围[-KΔF，KΔF]内的每个值，将接收频域训练序列进行移位并进行延迟自相关操作，总共搜索2K+1次(包含中间0不移位的一次)。
子步骤P2、对所述2K+1个粗略相关值进行分析，在相关值峰值所对应整数频偏值附近选取[-K′ΔF，K′ΔF]作为整数频偏粗略范围。
上述分析过程可以为在相关峰值左右圈定一个小范围作为粗略范围，例如，可以用一个门限值来圈定以获得K′，也可以为通过仿真经验得到K′。本领域技术人员可以根据需要选择分析方法，本发明对此不加以限制。
以下通过一个详细的示例来说明所述2K+1个粗略相关值的获取过程，所述获取过程可以通过以下子步骤实现：
子步骤Q1、生成本地频域训练序列的索引值I1，并抽取I1中在本地训练序列中具有相似性的索引值I2；
对于特殊训练序列来说，其值和索引值均可根据标准生成。通常，编码与调制规范标准中会指明特殊训练序列的值和索引值，例如，DVB-T标准的连续导频和离散导频，其中，DVB-T标准的全称为地面无线广播的数字视频标准(Digital Video Broadcasting Terrestrial)；或者按某种方式生成特殊训练序列(比如CMMB中的同步频域符号是由PN序列二相相移键控(BPSK，Binary Phase Shift Keying)调制得到，PN序列由伪随机序列生成器生成)。
由于本地训练序列具有相似性(比如DVB-T中连续导频和离散导频都是±3/4，CMMB中同步频域符号为±1)，可以在I1中抽取本地训练序列中相似性的部分的索引值，组成索引值I2，这样索引值I2中各元素之间具有一定的相似性。
子步骤Q2、对接收频域训练序列S1，按照整数频偏搜索范围[-KΔF，KΔF]≥内的某个值进行循环移位得到序列S1′；
这里的S1由步骤102得到，在移位过程中，S1的直流偏置DC不变，也即S1在零频处的信号不变(无论信号有多少频偏，DC都在零频)。
子步骤Q3、按照索引值I2在序列S1′中抽取相应序列S2；
由于索引值I2中各元素之间具有一定的相似性，所以，在序列S1′中抽取I2部分得到的S2，其本身各元素之间就具有强的相似性和相关性。例如，S2(1：end-1)与S2(2：end)两个序列具有很强的相关性，其中，end为序列S2的长度。
步骤Q4、对序列S2进行延迟自相关操作，得到一个粗略相关值，其中，所述延迟自相关操作为计算原序列和延迟序列的相关性；
例如，将序列S2右移DL，得到延迟序列，计算原序列S2(1：end-DL)与延迟序列S2(DL+1：end)的相关性，得到一个粗略相关值，其中，end为序列S2的长度，DL为延迟长度。
重复执行上述步骤Q2-Q4，当S1在整数频偏搜索范围[-KΔF，KΔF]内进行滑动一遍后，即可得到2K+1个粗略相关值。
为降低整数频偏估计过程中的运算量，在本发明的一种优选实施例中，在对序列S2进行延迟自相关操作，得到一个粗略相关值的步骤前，还可以执行以下步骤：对序列S2进行N倍下采样操作，以下采样后的序列进行延迟自相关操作。由于下采样操作并不会改变序列的性质，即下采样后的序列仍然具有强的相似性和相关性，所以，N倍下采样操作能够在保证整数频偏粗略估计精度的前提下，减少N倍的运算量。这里，N可以依据信道分析仿真结果来取值，例如，当序列长度为2048时，N取值为8或16都可以在不影响整数频偏粗略估计精度的前提下，大大降低运算量。
在本发明的另一种优选实施例中，所述得到整数频偏的精确估计值的步骤可以通过以下子步骤实现：
子步骤R1、对接收频域训练序列，在所述整数频偏粗略范围[-K′ΔF，K′ΔF]内进行滑动，并对序列S2进行延迟自相关操作，获取2K′+1个精确相关值；
本子步骤的构思在于，对于整数频偏搜索范围[-K′ΔF，K′ΔF]内的每个值，将接收频域训练序列进行移位并进行延迟自相关操作，总共搜索2K′+1次(包含中间0不移位的一次)，每次搜索为：对序列S2进行延迟自相关操作，得到一个精确相关值。
子步骤R2、选取所述2K′+1个精确相关值的峰值作为整数频偏的精确估计值。
对于所述2K′+1个精确相关值，其获取过程与所述2K+1个粗略相关值的获取过程类似，相关之处参见步骤Q1-Q4的部分说明即可，在此不作赘述。
可以理解，在对序列S2进行延迟自相关操作，得到一个精确相关值的步骤前，还可以执行以下步骤：对序列S2进行N倍下采样操作，以下采样后的序列进行延迟自相关操作。所述N倍下采样操作能够在保证整数频偏精确估计精度的前提下，减少N倍的运算量。
当然，本领域技术人员可以依据实际情况(如信道分析仿真结果)采用N倍下采样操作的执行方式，如在步骤103进行N倍下采样操作，N取值为8，在步骤104进行N倍下采样操作，N取值为16；或者，在步骤103不进行N倍下采样操作，在步骤104进行N倍下采样操作，N取值为8等执行方式。在保证整数频偏粗略估计精度和整数频偏精确估计精度的前提下，本领域技术人员采用任一方式都是可行的，本发明对具体的执行方式不加以限制。
参考图4示出了无频偏情况下本发明一种整数频偏精确估计的仿真结果，仿真条件为：瑞利信道，K＝100(即OFDM有100个子载波)，信道信噪比CNR＝0dB。相对于现有技术在其它仿真条件相同、CNR＝100dB下，不能分辨出真正的频偏(参考图5所示的现有技术一种整数频偏估计的仿真结果)，而本发明在CNR＝0dB下，也能得到真正的频偏值。
参考图6示出了有频偏情况下本发明一种整数频偏精确估计的仿真结果，仿真条件为：频偏值为200kHz，由ΔF＝10M/4096＝2.4414kHz，整数频偏应该是round(200kHz/ΔF)＝82bins，CNR＝0dB的瑞利信道，K＝100，从图中可以得出整数频偏的仿真结果：CO_INT(bins)＝183-100-1＝82bins。
上述仿真结果表明，本发明能够非常有效地对抗恶劣的信噪比及信道环境。
可以理解，除了CMMB标准和DVB-T标准外，本发明实施例还可以适用于其它的数字广播标准，如数字多媒体广播(DMB，Digital MultimediaBroadcasting)标准，数字视频广播(DVB，Digital Video Broadcasting)标准等，本发明对此不加以限制。
参考图7，示出了本发明一种正交频分复用时频同步装置实施例的结构图，具体可以包括：
时间同步模块701，用于对接收信号进行滑动自相关运算得到OFDM符号粗略位置；
小数频偏估计模块702，用于对接收信号进行滑动自相关运算得到小数频偏估计值；
小数频偏修正模块703，用于根据所述小数频偏估计值对接收信号进行修正；
时频变换模块704，用于利用所述OFDM符号粗略位置在接收信号中抽取训练序列，并将其变换到频域，获取接收频域训练序列；
整数频偏粗略估计模块705，用于在整数频偏搜索范围内，对所述接收频域训练序列进行滑动，并通过延迟自相关操作，确定整数频偏粗略范围；
整数频偏精确估计模块706，用于在所述整数频偏粗略范围内，对所述接收频域训练序列进行滑动，并通过延迟自相关操作，得到整数频偏的精确估计值。
在本发明的一种优选实施例中，所述整数频偏粗略估计模块705可以包括以下子模块：
粗略相关值获取子模块7051，用于对接收频域训练序列，在整数频偏搜索范围[-KΔF，KΔF]内进行滑动，并通过延迟自相关获取2K+1个粗略相关值，其中，ΔF为OFDM子载波间隔，K为OFDM子载波数目；
粗略相关值分析子模块7052，用于对所述2K+1个粗略相关值进行分析，在相关值峰值所对应整数频偏值附近选取[-K′ΔF，K′ΔF]作为整数频偏的粗略范围。
在本发明的另一种优选实施例中，所述粗略相关值获取子模块7051可以进一步包括以下单元：
索引处理单元，用于生成本地频域训练序列的索引值I1，并抽取I1中在本地训练序列中具有相似性的索引值I2；
移位单元，用于对接收频域训练序列S1，按照整数频偏搜索范围[-KΔF，KΔF]内的某个值进行循环移位得到序列S1′，其中，ΔF为OFDM子载波间隔，K为OFDM子载波数目；
序列抽取单元，用于按照索引值I2在序列S1′中抽取相应序列S2；
延迟自相关单元，用于对序列S2进行延迟自相关操作，得到一个粗略相关值，其中，所述延迟自相关操作为计算原序列和延迟序列的相关性。
重复执行上述移位单元、序列抽取单元和延迟自相关单元，当序列S1在整数频偏搜索范围[-KΔF，KΔF]内进行滑动一遍后，得到2K+1个粗略相关值。
为降低整数频偏估计过程中的运算量，所述粗略相关值获取子模块7051还可以包括：
下采样单元，用于对序列S2进行N倍下采样操作，并触发延迟自相关单元对下采样后的序列进行延迟自相关操作。
作为一优选实施例，所述整数频偏精确估计模块706可以包括以下子模块：
精确相关值获取子模块7061，用于对接收频域训练序列，在所述整数频偏粗略范围[-K′ΔF，K′ΔF]内进行滑动，并对序列S2进行延迟自相关操作，获取2K′+1个精确相关值；
选取子模块7062，用于选取所述2K′+1个精确相关值的峰值作为整数频偏的精确估计值。
当应用于CMMB系统时，由于每个时隙(4096点)都包含2个相同的同步信号(特殊训练序列)。这样，时频变换模块704在将接收训练序列转入频域时，可以采用2048点fft操作，而OFDM系统中FFT模块采用的是4096点fft操作，由于所述2048点操作是4096点操作的子集，所以，时频变换模块704可以复用FFT模块的buffer与运算单元，在结构和buffer上可以避免额外的负担和要求。
此外，在执行所述时间同步模块701后，还可以将同步信号(特殊训练序列)存储到一个buffer，紧接着在该buffer内执行时频变换模块704，能够确保时间同步和频率同步的紧密衔接，以节省时间。
对于装置实施例而言，由于其与图1所示的方法实施例基本相似，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。
需要说明的是，对于方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本发明，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作和模块并不一定是本发明所必须的。
以上对本发明所提供的一种正交频分复用时频同步的方法和装置进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
Claims (6)
1.一种正交频分复用时频同步的方法，其特征在于，包括：
对接收信号进行滑动自相关运算得到OFDM符号粗略位置和小数频偏估计值；
根据所述小数频偏估计值对接收信号进行修正，利用所述OFDM符号粗略位置在接收信号中抽取训练序列，并将其变换到频域，获取接收频域训练序列；
在整数频偏搜索范围内，对所述接收频域训练序列进行滑动，并通过延迟自相关操作，确定整数频偏粗略范围；其中，在所述延迟自相关操作中的延迟长度可选；
所述在整数频偏搜索范围内，对所述接收频域训练序列进行滑动，并通过延迟自相关操作，确定整数频偏粗略范围的步骤包括：
对接收频域训练序列，在整数频偏搜索范围[-KΔF,KΔF]内进行滑动，并通过延迟自相关获取2K+1个粗略相关值，其中，ΔF为OFDM子载波间隔，K为OFDM子载波数目；
对所述2K+1个粗略相关值进行分析，在相关值峰值所对应整数频偏值附近选取[-K'ΔF,K'ΔF]作为整数频偏粗略范围；
其中，所述对接收频域训练序列，在整数频偏搜索范围[-KΔF,KΔF]内进行滑动，并通过延迟自相关获取2K+1个粗略相关值的子步骤进一步包括：
生成本地频域训练序列的索引值I1，并抽取I1中在本地训练序列中具有相似性的索引值I2；
对接收频域训练序列S1，按照整数频偏搜索范围[-KΔF,KΔF]内的某个值进行循环移位得到序列S1'；
按照索引值I2在序列S1'中抽取相应序列S2；
对序列S2进行延迟自相关操作，得到一个粗略相关值，其中，所述延迟自相关操作为计算原序列和延迟序列的相关性；
当序列S1在整数频偏搜索范围[-KΔF,KΔF]内进行滑动一遍后，得到2K+1个粗略相关值；
在所述整数频偏粗略范围内，对所述接收频域训练序列进行滑动，并通过延迟自相关操作，得到整数频偏的精确估计值。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在对序列S2进行延迟自相关操作，得到一个粗略相关值的步骤前，还包括：
对序列S2进行N倍下采样操作，以下采样后的序列进行延迟自相关操作。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述得到整数频偏的精确估计值的步骤包括：
对接收频域训练序列，在所述整数频偏粗略范围[-K'ΔF,K'ΔF]内进行滑动，并对序列S2进行延迟自相关操作，获取2K'+1个精确相关值；
选取所述2K'+1个精确相关值的峰值作为整数频偏的精确估计值。
4.一种正交频分复用时频同步的装置，其特征在于，包括：
时间同步模块，用于对接收信号进行滑动自相关运算得到OFDM符号粗略位置；
小数频偏估计模块，用于对接收信号进行滑动自相关运算得到小数频偏估计值；
小数频偏修正模块，用于根据所述小数频偏估计值对接收信号进行修正；
时频变换模块，用于利用所述OFDM符号粗略位置在接收信号中抽取训练序列，并将其变换到频域，获取接收频域训练序列；
整数频偏粗略估计模块，用于在整数频偏搜索范围内，对所述接收频域训练序列进行滑动，并通过延迟自相关操作，确定整数频偏粗略范围；其中在所述延迟自相关操作中的延迟长度可选；
所述整数频偏粗略估计模块包括：
粗略相关值获取子模块，用于对接收频域训练序列，在整数频偏搜索范围[-KΔF,KΔF]内进行滑动，并通过延迟自相关获取2K+1个粗略相关值，其中，ΔF为OFDM子载波间隔，K为OFDM子载波数目；
粗略相关值分析子模块，用于对所述2K+1个粗略相关值进行分析，在相关值峰值所对应整数频偏值附近选取[-K'ΔF,K'ΔF]作为整数频偏的粗略范围；
其中，所述粗略相关值获取子模块包括：
索引处理单元，用于生成本地频域训练序列的索引值I1，并抽取I1中在本地训练序列中具有相似性的索引值I2；
移位单元，用于对接收频域训练序列S1，按照整数频偏搜索范围[-KΔF,KΔF]内的某个值进行循环移位得到序列S1'，其中，ΔF为OFDM子载波间隔，K为OFDM子载波数目；
序列抽取单元，用于按照索引值I2在序列S1'中抽取相应序列S2；
延迟自相关单元，用于对序列S2进行延迟自相关操作，得到一个粗略相关值，其中，所述延迟自相关操作为计算原序列和延迟序列的相关性；
重复执行上述移位单元、序列抽取单元和延迟自相关单元，当序列S1在整数频偏搜索范围[-KΔF,KΔF]内进行滑动一遍后，得到2K+1个粗略相关值；
整数频偏精确估计模块，用于在所述整数频偏粗略范围内，对所述接收频域训练序列进行滑动，并通过延迟自相关操作，得到整数频偏的精确估计值。
5.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述粗略相关值获取子模块还包括：
下采样单元，用于对序列S2进行N倍下采样操作，并触发延迟自相关单元对下采样后的序列进行延迟自相关操作。
6.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述整数频偏精确估计模块包括：
精确相关值获取子模块，用于对接收频域训练序列，在所述整数频偏粗略范围[-K'ΔF,K'ΔF]内进行滑动，并对序列S2进行延迟自相关操作，获取2K'+1个精确相关值；
选取子模块，用于选取所述2K'+1个精确相关值的峰值作为整数频偏的精确估计值。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN200910244219.5A CN101764780B (zh) | 2009-12-28 | 2009-12-28 | 一种正交频分复用时频同步的方法和装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN200910244219.5A CN101764780B (zh) | 2009-12-28 | 2009-12-28 | 一种正交频分复用时频同步的方法和装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN101764780A CN101764780A (zh) | 2010-06-30 |
| CN101764780B true CN101764780B (zh) | 2015-04-01 |
Family
ID=42495769
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN200910244219.5A Active CN101764780B (zh) | 2009-12-28 | 2009-12-28 | 一种正交频分复用时频同步的方法和装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN101764780B (zh) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101902435B (zh) * | 2010-08-13 | 2012-07-04 | 西安交通大学 | 基于IEEE 802.16e通信标准的下行链路频偏估计方法 |
| CN102223226B (zh) * | 2011-06-02 | 2014-11-19 | 西安电子科技大学 | Sc-fdm系统时频同步装置及同步方法 |
| CN102307166B (zh) * | 2011-08-31 | 2013-12-04 | 成都久鑫电子科技有限公司 | 一种信噪比估计方法 |
| CN103379082B (zh) * | 2012-04-25 | 2018-04-10 | 马维尔国际有限公司 | Lte通信系统中的时频同步方法和装置 |
| CN102957661B (zh) * | 2012-11-26 | 2015-07-08 | 电子科技大学 | 不受频偏干扰的符号精同步算法 |
| CN104735011B (zh) * | 2013-12-24 | 2019-01-29 | 江苏卓胜微电子股份有限公司 | 用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置及方法 |
| WO2017174003A1 (zh) * | 2016-04-08 | 2017-10-12 | 深圳超级数据链技术有限公司 | 定时同步方法和装置 |
| CN106953824A (zh) * | 2017-03-10 | 2017-07-14 | 北京溢美四方软件技术有限公司 | 一种基于时域和频域协同的ofdm符号同步调制方法 |
| CN107948111B (zh) * | 2017-12-13 | 2020-08-14 | 北京智芯微电子科技有限公司 | Ofdm系统的采样频偏矫正方法 |
| CN110224966A (zh) * | 2019-06-17 | 2019-09-10 | 湖南基石通信技术有限公司 | 一种adc数据精同步方法、系统及相关装置 |
| CN113630861B (zh) * | 2020-05-09 | 2023-04-07 | 维沃移动通信有限公司 | 同步信号块的处理方法及装置、通信设备和可读存储介质 |
| CN113543303B (zh) * | 2021-06-30 | 2022-10-21 | 紫光展锐(重庆)科技有限公司 | 一种同步方法、装置、芯片及模组设备 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN1705302A (zh) * | 2004-05-27 | 2005-12-07 | 华为技术有限公司 | 一种正交频分复用时频同步的方法 |
| CN1879321A (zh) * | 2003-10-24 | 2006-12-13 | 韩国电子通信研究院 | 移动通信系统中的下行链路信号配置方法与设备、以及使用其的同步与小区搜索方法与设备 |
| CN101018225A (zh) * | 2006-12-19 | 2007-08-15 | 北京创毅视讯科技有限公司 | Ofdm符号和频率同步及信道类型估计方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8134911B2 (en) * | 2007-05-25 | 2012-03-13 | Amicus Wireless Technology Ltd. | OFDM-based device and method for performing synchronization in the presence of interference signals |
-
2009
- 2009-12-28 CN CN200910244219.5A patent/CN101764780B/zh active Active
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN1879321A (zh) * | 2003-10-24 | 2006-12-13 | 韩国电子通信研究院 | 移动通信系统中的下行链路信号配置方法与设备、以及使用其的同步与小区搜索方法与设备 |
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| Title |
|---|
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN101764780A (zh) | 2010-06-30 |
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| PB01 | Publication | ||
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