CN101836410A - 使用时分多路复用导频在广播ofdm系统中的同步 - Google Patents

Abstract

在OFDM系统中，发射器在每一帧中于子带的第一集合上广播第一TDM导频，继之以于子带的第二集合上广播第二TDM导频。每一集合中的所述子带选自N个总子带中，使得(1)用于所述第一TDM导频的OFDM符号含有长度Li的至少Si个等同导频1序列，及(2)用于所述第二TDM导频的OFDM符号含有长度L₂的至少S₂个等同导频2序列，其中L₂＞L₁，S₁·L₁＝N，且S₂·L₂＝N。所述发射器还可广播FDM导频。接收器处理所述第一TDM导频以(例如，通过执行不同导频1序列之间的相关)获得帧计时，且进一步处理所述第二TDM导频以(例如，通过检测从所述第二TDM导频导出的信道脉冲响应估计的开始)获得符号计时。

Description

使用时分多路复用导频在广播OFDM系统中的同步

技术领域

本发明大体上涉及数据通信，且更明确地说涉及使用正交频分多路复用(OFDM)在无线广播系统中的同步。    

背景技术    

OFDM为一种将整个系统带宽有效地分割为多个(N)正交频率子带的多载波调制技术。这些子带还称为音调、子载波、频段及频率信道。在OFDM情况下，每一子带与可用数据调制的相应子载波相关联。

在OFDM系统中，如下描述，发射器处理数据以获得调制符号，且进一步对调制符号执行OFDM调制以产生OFDM符号。发射器接着调节OFDM符号并经由通信信道发射OFDM符号。OFDM系统可使用借以在帧中发射数据的发射结构，其中每一帧具有特定持续时间。可在每一帧的不同部分中发送不同类型数据(例如，业务/包数据、开销/控制数据、导频等)。导频一般指通过发射器及接收器两者先验地已知的数据及/或发射。

接收器通常需要获得精确的帧及符号计时以便适当地恢复由发射器发送的数据。举例来说，接收器可能需要知晓每一帧的开始以便适当地恢复在帧中发送的不同类型数据。接收器通常并不知晓由发射器发送每一OFDM符号的时间，也不知晓由通信信道引入的传播延迟。接收器接着将需要查明经由通信信道接收的每一OFDM符号的计时，以便对所接收OFDM符号适当地执行互补OFDM解调。

同步指由接收器执行以获得帧及符号计时的过程。接收器还可执行例如频率误差估计的其它任务作为同步的一部分。发射器通常花费系统资源以支持同步，且接收器也消耗资源以执行同步。由于同步为数据发射所需要的开销，所以需要最小化由发射器及接收器两者用于同步的资源量。

因此，在此项技术中需要在广播OFDM系统中有效地实现同步的技术。此外，需要在具有各种数目的子载波(也称为“子带”(即，FFT大小)的OFDM系统内有效地实现同步，从而提供广泛范围的射频及网络部署的灵活性。

发明内容

本文中描述用于在具有各种数目的子带(即，FFT大小)的OFDM系统中使用时分多路复用(TDM)导频实现同步的技术。在每一帧中(例如，在帧开始处)，发射器在子带的第一集合上广播或发射第一TDM导频，继之以在子带的第二集合上广播或发射第二TDM导频。第一集合含有L₁个子带且第二集合含有L₂个子带，其中L₁及L₂各自为N个总子带的一部分，且L₂＞L₁。每一集合中的子带可跨越N个总子带均匀地分布，使得(1)第一集合中的L₁个子带由S₁＝N/L₁个子带相等地隔开，且(2)第二集合中的L₂个子带由S₂＝N/L₂个子带相等地隔开。此导频结构导致(1)第一TDM导频的OFDM符号含有至少S₁个等同“导频1”序列，其中每一导频1序列含有L₁个时域样本，及(2)第二TDM导频的OFDM符号含有至少S₂个等同“导频2”序列，其中每一导频2序列含有L₂个时域样本。发射器还可在每一帧的剩余部分中发射经频分多路复用(FDM)的导频连同数据。具有两个TDM导频的此导频结构良好地适用于广播系统，但也可用于非广播系统。

接收器可基于第一TDM导频及第二TDM导频执行同步。接收器可处理第一TDM导频以获得帧计时及频率误差估计。接收器可基于第一TDM导频的不同导频1序列之间的延迟相关来计算检测量度，将检测量度与阈值进行比较，且基于比较结果宣告第一TDM导频(且因此帧)的检测。接收器还可基于导频1序列获得所接收OFDM 符号中的频率误差的估计。接收器可处理第二TDM导频以获得符号计时及信道估计。接收器可基于第二TDM导频的所接收OFDM符号导出信道脉冲响应估计，(例如，基于信道脉冲响应的信道抽头的能量)检测信道脉冲响应估计的开始，且基于检测到的信道脉冲响应估计的开始而导出符号计时。接收器还可基于信道脉冲响应估计而导出N个总子带的信道频率响应估计。接收器可将第一及第二TDM导频用于初始同步，且可将FDM导频用于频率及时间追踪且用于更精确的信道估计。

此外，本发明的方面能够使用(例如)1K、2K及8K的FFT大小而进行操作以补充现有4K FFT大小。作为在这些OFDM系统中使用不同FFT大小的可能优点，4K或8K可用于VHF信道中的部署；4K或2K可用于L带中的部署；2K或1K可用于S带中的部署。然而，请注意，上述FFT大小仅为各种OFDM系统的说明性实例，且本发明并不限于仅1K、2K、4K及8K FFT大小。

以下进一步详细地描述本发明的各种方面。

附图说明

本发明的特征及性质将在结合附图阅读时从以下阐述的详细描述变得更显而易见，在所述附图中相同参考字符始终相应地识别，且其中：

图1展示OFDM系统中的基站及无线装置；

图2展示OFDM系统的超帧结构；

图3A及3B分别展示TDM导频1及2的频域表示；

图4展示发射(TX)数据及导频处理器；

图5展示OFDM调制器；

图6A及6B展示TDM导频1及2的时域表示；

图7展示同步及信道估计单元；

图8展示帧检测器；

图9展示符号计时检测器；

图10A到图10C展示导频2OFDM符号的处理；

图11展示使用TDM及FDM导频的导频发射方案；以及

图12展示不同FFT大小的OFDM子带之间的示范性对应。

图13展示各种FFT大小的TDM导频2的时域表示。

具体实施方式

词“示范性”在本文中用以意味着“充当实例、例子或说明”。本文中描述为“示范性”的任何方面或设计不必解释为较其它方面或设计为优选的或有利的。

本文中所描述的同步技术可用于各种多载波系统且用于下行链路以及上行链路。下行链路(或前向链路)指从基站到无线装置的通信链路，且上行链路(或反向链路)指从无线装置到基站的通信链路。为了清楚起见，以下针对OFDM系统中的下行链路来描述这些技术。

图1展示OFDM系统100中的基站110及无线装置150的框图。基站110通常为固定站，且还可称为基地收发器系统(base transceiver system，BTS)、接入点或某一其它术语。无线装置150可为固定或移动的，且还可称为用户终端、移动台或某一其它术语。无线装置150还可为便携式单元，例如，蜂窝式电话、手持式装置、无线模块、个人数字助理(PDA)等。

在基站110处，TX数据及导频处理器120接收不同类型数据(例如，业务/包数据及开销/控制数据)，且处理(例如，编码、交错及符号映射)所接收数据以产生数据符号。如本文中所使用，“数据符号”为数据的调制符号，且“导频符号”为导频的调制符号，且调制符号为调制方案(例如，M-PSK、M-QAM等)的信号星座图中的点的复合值。处理器120还处理导频数据以产生导频符号，且将数据及导频符号提供到OFDM调制器130。

如下描述，OFDM调制器130将数据及导频符号多路复用于适当子带及符号周期上，且进一步对经多路复用的符号执行OFDM调制以产生OFDM符号。发射器单元(TMTR)132将OFDM符号转换为一个或一个以上模拟信号，且进一步调节(例如，放大、滤波及增频转换)模拟信号以产生经调制信号。基站110接着在系统中将经调制信号从天线134发射到无线装置。

在无线装置150处，来自基站110的发射信号由天线152接收，且提供到接收器单元(RCVR)154。接收器单元154调节(例如，滤波、放大及降频转换)所接收信号，并数字化经调节信号以获得输入样本流。OFDM解调器160对输入样本执行OFDM解调以获得所接收数据及导频符号。OFDM解调器160还对具有信道估计(例如，频率响应估计)的所接收数据符号执行检测(例如，匹配滤波)以获得所检测数据符号，所述数据符号为由基站110发送的数据符号的估计。OFDM解调器160向接收(RX)数据处理器170提供所检测数据符号。

如下描述，同步/信道估计单元180从接收器单元154接收输入样本，且执行同步以确定帧及符号计时。单元180还使用来自OFDM解调器160的所接收导频符号而导出信道估计。单元180向OFDM解调器160提供符号计时及信道估计，且可向RX数据处理器170及/或控制器190提供帧计时。OFDM解调器160使用符号计时来执行OFDM解调，且使用信道估计来对所接收数据符号执行检测。

RX数据处理器170处理(例如，符号解映射、解交错及解码)来自OFDM解调器160的所检测数据符号，且提供经解码数据。RX数据处理器170及/或控制器190可使用帧计时来恢复由基站110发送的不同类型数据。一般来说，由OFDM解调器160及RX数据处理器170进行的处理分别与在基站110处由OFDM调制器130及TX数据及导频处理器120进行的处理互补。

控制器140及190分别指导基站110及无线装置150处的操作。存储器单元142及192分别提供对由控制器140及190使用的程序码及数据的存储。

基站110可向单一无线装置发送点对点发射，向一群组无线装置发送多播发射，向其覆盖区域下的所有无线装置发送广播发射，或其任何组合。举例来说，基站110可向其覆盖区域下的所有无线装置广播导频及开销/控制数据。基站110可进一步向特定无线装置发射用户特定数据，向一群组无线装置发射多播数据，及/或向所有无线装置发射广播数据。

图2展示可用于OFDM系统100的超帧结构200。可在超帧中发射数据及导频，其中每一超帧具有预定持续时间。超帧还可称为帧、时隙或某一其它术语。对于图2中所示的方面，每一超帧包括：用于第一TDM导频(或“TDM导频1”)的字段212、用于第二TDM导频(或“TDM导频2”)的字段214，用于开销/控制数据的字段216及用于业务/包数据的字段218。

四个字段212到218在每一超帧中经时分多路复用，使得在任何给定时刻发射仅一个字段。四个字段还以图2中所示的顺序布置以有助于同步及数据恢复。在每一超帧中首先发射的字段212及214中的导频OFDM符号可用于检测接着在超帧中发射的字段216中的开销OFDM符号。从字段216获得的开销信息可接着用于恢复于最后在超帧中发射的字段218中发送的业务/包数据。

在一方面中，字段212携载TDM导频1的一个OFDM符号，且字段214还携载TDM导频2的一个OFDM符号。一般来说，每一字段可具有任何持续时间，且字段可以任何顺序布置。在每一帧中周期性地广播TDM导频1及2，以有助于无线装置进行同步。如下所述，开销字段216及/或数据字段218还可含有用数据符号频分多路复用的导频符号。

OFDM系统具有为BW MHz的整个系统带宽，使用OFDM将所述整个系统带宽分割为N个正交子带。邻近子带之间的间距为BW/N MHz。关于N个总子带，M个子带可用于导频及数据发射，其中M＜N，且剩余N-M个子带可能未使用且充当防护子带。在一方面中，OFDM系统使用OFDM结构，其中N＝4096个总子带、M＝4000个可用子带(显然，M以FFT大小缩放)且N-M＝96个防护子带。一般来说，具有任何数目的总子带、可用子带及防护子带的任何OFDM结构可用于OFDM系统。请注意，此方面以4K FFT大小操作。然而，如下描述，可实施其它FFT大小(例如，1K、2K或8K)。

TDM导频1及2可经设计以有助于系统中的无线装置进行同步。无线装置可使用TDM导频1来检测每一帧的开始，获得符号计时的粗略估计，并估计频率误差。无线装置可使用TDM导频2来获得较精确的符号计时。

图3A展示频域中的TDM导频1的一方面。对于此方面，TDM导频1包含：在L₁个子带上发射的L₁个导频符号，用于TDM导频1的每一子带一个导频符号。L₁个子带跨越N个总子带均匀地分布，且由S₁个子带相等地隔开，其中S₁＝N/L₁。举例来说，N＝4096，L₁＝128，且在4k FFT模式中，S₁＝32。然而，其它值还可用于N、L₁及用于其它FFT模式的S₁，以满足系统中的频率追踪要求及/或多普勒(Doppler)频率偏移。如下所述，TDM导频1的此结构可(1)在包括严格多路径信道的各种类型信道中提供帧检测的良好性能，(2)在严格多路径信道中提供足够精确的频率误差估计及粗略符号计时，及(3)简化无线装置处的处理。

图3B展示频域中的TDM导频2的一方面。对于此方面，TDM导频2包含在L₂个子带上发射的L₂个导频符号，其中L₂＞L₁。L₂个子带跨越N个总子带均匀地分布，且由S₂个子带相等地隔开，其中S₂＝N/L₂。举例来说，N＝4096，L₂＝2048，且S₂＝2。此外，其它值还可用于N、L₂及S₂。举例来说，如下描述，可实施其它FFT大小(例如，1K、2K或8K)。TDM导频2的此结构可在包括严格多路径信道的各种类型信道中提供精确的符号计时。如下描述，无线装置还可能能够(1)以有效方式处理TDM导频2，以在下一OFDM符号到达之前获得符号计时，下一OFDM符号正好在TDM导频2之后，及(2)向此下一OFDM符号应用符号计时。

较小值用于L₁，使得可用TDM导频1校正较大频率误差。较大值用于L₂，使得导频2序列是较长的，其允许无线装置从导频2序列获得较长信道脉冲响应估计。选择TDM导频1的L₁个子带，使得针对TDM导频1而产生S₁个等同导频1序列。类似地，选择TDM导频2的L₂个子带，使得针对TDM导频2而产生S₂个等同导频2序列。

图4展示基站110处的TX数据及导频处理器120的一方面的框图。在处理器120内，TX数据处理器410接收、编码、交错及符号映射业务/包数据，以产生数据符号。

在一方面中，使用伪随机数(PN)产生器420以产生TDM导频1及2两者的数据。PN产生器420可(例如)用15抽头线性反馈移位寄存器(LFSR)来实施，所述15抽头线性反馈移位寄存器(LFSR)实施产生器多项式g(x)＝x²⁰+x¹⁷+1。在此状况下，PN产生器420包括(1)串联耦合的20个延迟元件422a到422o，及(2)耦合于延迟元件422n与422o之间的加法器424。延迟元件422o向延迟元件422a的输入及向加法器424的一个输入提供也被反馈回的导频数据。PN产生器420可用TDM导频1及2的不同初始状态初始化(例如)为“11110000100000000000”(对于TDM导频1)及“11110000100000000011”(对于TDM导频2)。一般来说，任何数据可用于TDM导频1及2。导频数据可经选择以减小导频OFDM符号的峰值振幅与平均振幅之间的差(即，以最小化TDM导频的时域波形的峰值-平均值变化)。TDM导频2的导频数据还可用用于扰乱数据的同一PN产生器产生。无线装置了解用于TDM导频2的数据，但不需要知晓用于TDM导频1的数据。

位-符号映射单元430从PN产生器420接收导频数据，且基于调制方案将导频数据的位映射到导频符号。可对TDM导频1及2使用相同或不同的调制方案。在一方面中，QPSK用于TDM导频1及2两者。在此状况下，映射单元430将导频数据分组为2位二进制值，且进一步将每一2位值映射到特定导频调制符号。每一导频符号为QPSK的信号星座图中的复合值。如果QPSK用于TDM导频，则映射单元430将TDM导频1的2L₁个导频数据位映射到L₁个导频符号，且进一步将TDM导频2的2L₂个导频数据位映射到L₂个导频符号。多路复用器(Mux)440从TX数据处理器410接收数据符号，从映射单元430接收导频符号，且从控制器140接收TDM_Ctrl信号。如图2中所示，多路复用器440向OFDM调制器130提供每一帧的TDM导频的1及2字段的导频符号及开销的数据符号以及数据字段。

图5展示基站110处的OFDM调制器130的一方面的框图。符号-子带映射单元510从TX数据及导频处理器120接收数据及导频符号，且基于来自控制器140的Subband_Mux_Ctrl信号而将这些符号映射到适当子带上。在每一OFDM符号周期中，映射单元510在用于数据或导频发射的每一子带上提供一个数据或导频符号且针对每一未使用子带提供“零符号”(其是为零的信号值)。用零符号替代指定用于未使用的子带的导频符号。对于每一OFDM符号周期来说，映射单元510为N个总子带提供N个“发射符号”，其中每一发射符号可为数据符号、导频符号或零符号。离散傅里叶逆变换(IDFT)单元520接收每一OFDM符号周期的N个发射符号，用N点IDFT将N个发射符号变换到时域，且提供含有N个时域样本的“经变换”符号。每一样本为待在一个样本周期中发送的复合值。如果N为二的幂，还可替代N点IDFT而执行N点快速傅里叶逆变换(IFFT)，其通常为所述状况。并行-串行(P/S)转换器530串行化每一经变换符号的N个样本。循环前缀产生器540接着重复每一经变换符号的一部分(或C个样本)以形成含有N+C个样本的OFDM符号。循环前缀用以抗击由通信信道中的长延迟扩散而引起的符号间干扰(ISI)及载波间干扰(ICI)。延迟扩散为在接收器处最早到达的信号例子与最迟到达的信号例子之间的时间差。OFDM符号周期(或简单地“符号周期”)为一个OFDM符号的持续时间，且等于N+C个样本周期。

图6A展示TDM导频1的时域表示。TDM导频1的OFDM符号(或“导频1OFDM符号”)由长度N的经变换符号及长度C的循环前缀构成。因为在由S₁个子带均匀隔开的L₁个子带上发送TDM导频1的L₁个导频符号，且因为在剩余子带上发送零符号，所以TDM导频1的经变换符号含有S₁个等同导频1序列，其中每一导频1序列含有L₁个时域样本。每一导频1序列还可通过对TDM导频1的L₁个导频符号执行L₁点IDFT而产生。TDM导频1的循环前缀由经变换的符号的C个最右样本构成，且插入于经变换符号的前部。导频1的OFDM符号因此含有总计S₁+C/L₁个导频1序列。举例来说，如果N＝4096，L₁＝128，S₁＝32且C＝512，则导频1OFDM符号将含有36个导频1序列，其中每一导频1序列含有128个时域样本。

图6B展示TDM导频2的时域表示。TDM导频2的OFDM符号(或“导频2OFDM符号”)也由长度N的经变换的符号及长度C的循环前缀构成。TDM导频2的经变换的符号含有S₂个等同导频2序列，其中每一导频2序列含有L₂个时域样本。TDM导频2的循环前缀由经变换的符号的C个最右样本构成，且插入于经变换符号的前部。举例来说，如果N＝4096，L₂＝2048，S₂＝2且C＝512，则导频2OFDM符号将含有两个完整导频2序列，其中每一导频2序列含有2048个时域样本。TDM导频2的循环前缀将含有导频2序列的仅一部分。请注意，此方面以4K的FFT大小操作。然而，如下描述，可实施其它FFT大小(例如，1K、2K或8K)。

图7展示无线装置150处的同步及信道估计单元180的一方面的框图。在单元180内，帧检测器710从接收器单元154接收输入样本，处理输入样本以检测每一帧的开始，且提供帧计时。符号计时检测器720接收输入样本及帧计时，处理输入样本以检测所接收OFDM符号的开始，且提供符号计时。频率误差估计器712估计所接收OFDM符号中的频率误差。信道估计器730接收来自符号计时检测器720的输出，且导出信道估计。以下描述单元180中的检测器及估计器。

图8展示帧检测器710的一方面的框图，所述帧检测器710通过检测来自接收器单元154的输入样本中的TDM导频1而执行帧同步。为了简化，以下描述假设通信信道为加性白色高斯噪声(AWGN)信道。每一样本周期的输入样本可表达如下：

r_n＝x_n+w_n，           等式(1)

其中n为样本周期的索引；

x_n为在样本周期n中由基站发送的时域样本；

r_n为在样本周期n中由无线装置获得的输入样本；及

w_n为样本周期n的噪声。

对于图8中所示的方面，帧检测器710用采用导频1OFDM符号的周期性质以用于帧检测的延迟相关器来实施。在一方面中，帧检测器710使用以下检测量度以用于帧检测：

$S_n={|\underset{i=n-L_1+1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{i-L_1}\·r_1^{*}|}^2,$ 等式(2)

其中S_n为样本周期n的检测量度；

“*”表示复共轭；及

|x|²表示x的平方量值(squared magnitude)。

等式(2)计算两个连续导频1序列中的两个输入样本r_i与

之间的延迟相关，或

此延迟相关在不需要信道增益估计情况下移除通信信道的效应，且进一步相干地组合经由通信信道接收的能量。等式(2)接着累加导频1序列的所有L₁个样本的相关结果以获得为复合值的经累加的相关结果C_n。等式(2)接着导出样本周期n的决策量度S_n作为C_n的平方量值。如果在用于延迟相关的两个序列之间存在匹配，则决策量度S_n指示长度L₁的一个所接收导频1序列的能量。

在帧检测器710内，(长度L₁的)移位寄存器812接收、存储并移位输入样本{r_n}，且提供已延迟L₁个样本周期的输入样本

还可替代移位寄存器812而使用样本缓冲器。单元816还接收输入样本，且提供经复共轭的输入样本{r_n ^*}。对于每一样本周期n，乘法器814使来自移位寄存器812的延迟输入样本

与来自单元816的经复共轭的输入样本r_n ^*相乘，且向(长度L₁的)移位寄存器822及加法器824提供相关结果c_n。小写c_n表示一个输入样本的相关结果，且大写C_n指示L₁个输入样本的经累加的相关结果。移位寄存器822接收、存储并延迟来自乘法器814的相关结果{c_n}，且提供已延迟L₁个样本周期的相关结果

对于每一样本周期n，加法器824接收寄存器826的输出C_n-1并对寄存器826的输出C_n-1与来自乘法器814的结果C_n求和，进一步减去来自移位寄存器822的延迟结果

且将其输出C_n提供到寄存器826。加法器824及寄存器826形成执行等式(2)中的求和运算的累加器。移位寄存器822及加法器824也经配置以执行L₁个最近相关结果c_n到

的连续(running)或滑动(sliding)求和。此通过对来自乘法器814的最近相关结果c_n求和且减去来自较早L₁个样本周期的由移位寄存器822提供的相关结果

而实现。单元832计算来自加法器824的经累加输出C_n的平方量值，且提供检测量度S_n。

后处理器834基于检测量度S_n及阈值S_th检测导频1OFDM符号的存在，且因此检测超帧的开始，所述阈值S_th可为固定或可编程的值。帧检测可基于各种准则。举例来说，如果检测量度S_n(1)超出阈值S_th，(2)保持于阈值S_th之上持续至少预定百分数的导频1OFDM符号持续时间，及(3)其后降到阈值S_th之下持续预定时间周期(一个导频1序列)，则后处理器834可宣告导频1OFDM符号的存在。后处理器834可指示导频1OFDM符号的结束(表示为T_C)作为检测量度S_n的波形的后边缘之前的预定数目的样本周期。后处理器834还可设定导频1OFDM符号的结束处的帧计时信号(例如，为逻辑高)。可将时间T_C用作用于处理导频2OFDM符号的粗略符号计时。

频率误差估计器712估计所接收导频1OFDM符号的频率误差。此频率误差可归因于各种源，例如，基站及无线装置处的振荡器的频率差、多普勒移位等。频率误差估计器712可产生每一导频1序列(除最后导频1序列外)的频率误差估计，如下：

${\mathrm{\Δf}}_l=\frac{1}{G_D}\mathrm{Arg}[\underset{i=1}{\overset{L_1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{l,i}\·r_{l,i+L_1}^{*}],$ 等式(3)

其中r_l，i为第l个导频1序列的第i个输入样本；

Arg(x)为x的虚数分量与x的实数分量的比率的反正切，或Arg(x)＝arctan[Im(x)/Re(x)]；

G_D为检测器增益，所述检测器增益为

及Δf_l为第l个导频1序列的频率误差估计。

可检测的频率误差的范围可给定为：

$2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;L_1\&CenterDot;\frac{\left|{\mathrm{\&Delta;f}}_l\right|}{f_{\mathrm{samp}}}<\mathrm{\&pi;}/2,$ 或 $\left|{\mathrm{\&Delta;f}}_l\right|<\frac{f_{\mathrm{samp}}}{4\&CenterDot;L_1},$ 等式(4)

其中f_samp为输入样本速率。等式(4)指示所检测频率误差的范围取决于导频1序列的长度，且与导频1序列的长度成反比关系。频率误差估计器712还可实施于后处理器834内，此是由于也可从加法器824获得经累加的相关结果。

可以各种方式使用频率误差估计。举例来说，每一导频1序列的频率误差估计可用以更新频率追踪环路，所述频率追踪环路试图校正无线装置处的任何所检测频率误差。频率追踪环路可为锁相环路(PLL)，其可调整在无线装置处用于降频转换的载波信号的频率。还可对频率误差估计求平均以获得导频1OFDM符号的单一频率误差估计Δf。此Δf接着可在OFDM解调器160内的N点DFT之前或之后用于频率误差校正。对于可用以校正频率偏移Δf(所述频率偏移Δf为子带间距的整数倍)的后DFT频率误差校正来说，来自N点DFT的所接收符号可被平移Δf个子带，且可获得每一可应用子带k的经频率校正的符号

作为

对于预DFT频率误差校正来说，输入样本可被相位旋转频率误差估计Δf，且接着可对经相位旋转的样本执行N点DFT。

帧检测及频率误差估计还可基于导频1OFDM符号以其它方式执行，且此是在本发明的范围内。举例来说，帧检测可通过执行导频1OFDM符号的输入样本与基站处产生的实际导频1序列之间的直接相关而实现。直接相关提供每一强信号例子(或多路径)的高相关结果。由于可针对给定基站获得一个以上多路径或峰值，所以无线装置将对所检测的峰值执行后处理以获得计时信息。还可通过延迟相关与直接相关的组合而实现帧检测。

图9展示符号计时检测器720的一方面的框图，所述符号计时检测器720基于导频2OFDM符号执行计时同步。在符号计时检测器720内，样本缓冲器912从接收器单元154接收输入样本，且为导频2OFDM符号存储L₂个输入样本的“样本”窗口。样本窗口的开始单元910基于来自帧检测器710的帧计时来确定。

图10A展示导频2OFDM符号的处理的时序图。帧检测器710基于导频1OFDM符号提供粗略符号计时(表示为T_C)。导频2OFDM符号含有长度L₂的S₂个等同导频2序列(例如，在N＝4096且L₂＝2048情况下，长度2048的两个导频2序列)。通过样本缓冲器912收集L₂个输入样本的窗口以用于开始于样本周期T_W处的导频2OFDM符号。样本窗口的开始从粗略符号计时延迟初始偏移OS_init，或T_W＝T_C+OS_init。初始偏移不需要为精确的，并经选择以确保在样本缓冲器912中收集到一个完整导频2序列。还可选择初始偏移，使得导频2OFDM符号的处理可在下一OFDM符号到达之前完成，从而使得从导频2OFDM符号获得的符号计时可应用到此下一OFDM符号。

返回参看图9，DFT单元914对样本缓冲器912所收集的L₂个输入样本执行L₂点DFT，且提供L₂个所接收的导频符号的L₂个频域值。如果样本窗口的开始未与导频2OFDM符号的开始对准(即，T_W≠T_S)，则信道脉冲响应经循环移位，其意味着信道脉冲响应的前部绕回后部。导频解调单元916通过使每一导频子带k的所接收导频符号R_k与所述子带的已知导频符号的复共轭P_k ^*相乘或P_k·P_k ^*而移除对L₂个所接收导频符号的调制。单元916还将未用子带的所接收导频符号设定为零符号。IDFT单元918接着对L₂个导频经解调符号执行L₂点IDFT，且提供L₂个时域值，所述时域值为基站110与无线装置150之间的通信信道的脉冲响应的L₂个抽头。

图10B展示来自IDFT单元918的L₂抽头信道脉冲响应。L₂个抽头中的每一者与所述抽头延迟处的复合信道增益相关联。信道脉冲响应可经循环移位，其意味着信道脉冲响应的尾部部分可绕回且出现于来自IDFT单元918的输出的早期部分。

返回参看图9，符号计时搜索器920可通过搜索信道脉冲响应的能量中的峰值来确定符号计时。如图10B中所示，峰值检测可通过滑动“检测”窗口跨越信道脉冲响应来实现。可如下所描述确定检测窗口大小。在每一窗口的开始位置处，计算降到检测窗口内的所有抽头的能量。

图10C展示信道抽头在不同的窗口开始位置处的能量的曲线。检测窗口向右循环地移位，使得当检测窗口的右边缘触及索引L₂处的最后抽头时，窗口绕回索引1处的第一抽头。因此针对每一窗口开始位置收集相同数目个信道抽头的能量。

可基于系统的预期延迟扩散来选择检测窗口大小L_W。无线装置处的延迟扩散为最早到达无线装置处的信号分量与最迟到达无线装置处的信号分量之间的时间差。系统的延迟扩散为系统中的所有无线装置之间的最大延迟扩散。如果检测窗口大小等于或大于系统的延迟扩散，则检测窗口在经适当对准时，将捕获信道脉冲响应的全部能量。检测窗口大小L_W还可经选择为不大于L₂的一半(或L_W≤L₂/2)，以避免检测信道脉冲响应的起点时的不定性。可通过以下步骤检测信道脉冲响应的起点：(1)确定全部L₂个窗口开始位置之间的峰值能量，及(2)在多个窗口开始位置具有相同峰值能量情况下，识别具有峰值能量的最右窗口开始位置。还可对不同的窗口开始位置的能量求平均或进行滤波，以在噪声信道中获得信道脉冲响应的起点的较精确估计。在任何状况下，信道脉冲响应的起点表示为T_B，且样本窗口的开始与信道脉冲响应的起点之间的偏移为T_OS＝T_B-T_W。一旦确定信道脉冲响应的起点T_B，即可唯一地计算精细符号计时。

参看图10A，精细符号计时指示所接收OFDM符号的开始。精细符号计时T_S可用以精确且适当地放置每一后续接收的OFDM符号的“DFT”窗口。DFT窗口指示为每一所接收的OFDM符号收集的特定N个输入样本(来自N+C个输入样本中)。接着用N点DFT来变换DFT窗口内的N个输入样本以获得所接收OFDM符号的N个所接收数据/导频符号。需要针对每一所接收OFDM符号精确放置DFT窗口以便避免：(1)来自先前或下一OFDM符号的符号间干扰(ISI)，(2)信道估计的降级(例如，不适当DFT窗口放置可导致错误的信道估计)，(3)依赖于循环前缀的过程(例如，频率追踪环路、自动增益控制(AGC)等)中的误差，及(4)其它有害效应。

导频2OFDM符号还可用以获得更精确的频率误差估计。举例来说，可利用导频2序列且基于等式(3)来估计频率误差。在此状况下，对导频2序列的L₂个样本(而非L₁个样本)执行求和。

来自IDFT单元918的信道脉冲响应还可用以导出基站110与无线装置150之间的通信信道的频率响应估计。单元922接收L₂抽头信道脉冲响应，循环地移位信道脉冲响应使得信道脉冲响应的起点处于索引1处，在经循环移位的信道脉冲响应之后插入适当数目个零，以及提供N抽头信道脉冲响应。DFT单元924接着对N抽头信道脉冲响应执行N点DFT，且提供由N个总子带的N个复合信道增益构成的频率响应估计。OFDM解调器160可将频率响应估计用于检测后续OFDM符号中的所接收数据符号。还可以某一其它方式导出信道估计。

图11展示具有TDM及FDM导频的组合的导频发射方案。基站110可在每一超帧中发射TDM导频1及2以有助于由无线装置进行初始获取。TDM导频的开销为两个OFDM符号，其与超帧的大小相比较可为小的。基站还可在每一超帧中的剩余OFDM符号中的全部、多数或一些中发射FDM导频。对于图11中所示的方面，在子带的交替集合中发送FDM导频，以便在偶数编号的符号周期中在子带的一个集合上且在奇数编号的符号周期中在子带的另一集合上发送导频符号。每一集合含有足够数目个(L_fdm)子带以支持信道估计及可能的由无线装置进行的频率及时间追踪。每一集合中的子带可跨越N个总子带均匀地分布，且由S_fdm＝N/L_fdm个子带均匀地隔开。此外，一个集合中的子带可相对于另一集合中的子带交错排列或偏移，使得两个集合中的子带彼此交错。作为一实例，N＝4096，L_fdm＝512，S_fdm＝8，且两个集合中的子带可由四个子带进行交错排列。一般来说，任何数目个子带集合可用于FDM导频，且每一集合可含有任何数目个子带及N个总子带中的任一者。

无线装置可将TDM导频1及2用于初始同步(例如，帧同步)、频率偏移估计及精细符号计时获取(从而适当放置用于后续OFDM符号的DFT窗口)。(例如)当第一次接入基站时、当第一次或在长的非活动周期之后接收或请求数据时、在首次通电时等，无线装置可执行初始同步。

如上所述，无线装置可执行导频1序列的延迟相关，以检测导频1OFDM符号的存在且因此检测超帧的起始。其后，无线装置可使用导频1序列来估计导频1的OFDM符号中的频率误差且在接收导频2OFDM 符号之前校正此频率误差。与使用数据OFDM符号的循环前缀结构的常规方法相比较，导频1OFDM符号允许估计较大的频率误差且允许更可靠地放置下一(导频2)OFDM符号的DFT窗口的。导频1OFDM符号可因此为具有大的多路径延迟扩散的地面无线电信道提供改进的性能。

无线装置可使用导频2的OFDM符号来获得精细符号计时，从而较精确地放置后续所接收OFDM符号的DFT窗口。无线装置还可将导频2OFDM符号用于信道估计及频率误差估计。导频2OFDM符号允许精细符号计时的快速且精确的确定以及DFT窗口的适当放置。

无线装置可将FDM导频用于信道估计及时间追踪，且可能用于频率追踪。如上所述，无线装置可基于导频2OFDM符号而获得初始信道估计。如图11中所示，无线装置可使用FDM导频以获得更精确的信道估计，尤其在跨越超帧发射FDM导频情况下。无线装置还可使用FDM导频以更新可校正所接收OFDM符号中的频率误差的频率追踪环路。无线装置可进一步使用FDM导频以更新可计及输入样本中的计时漂移(例如，归因于通信信道的信道脉冲响应的改变)的时间追踪环路。

本发明的前述方面已假设4k的FFT大小；然而，本发明的方面能够使用第一及第二TDM导频从而在具有各种数目的子带的OFDM系统内实现同步。

本文中所描述的4k OFDM系统(即，N＝4096)的TDM导频1由36个周期(S₁)组成，所述周期中的每一者为128个样本(L₁)(码片)长。请注意，36个周期中的32个对应于4096个码片的FFT持续时间。在频域中，活动的4000个子带中的124个为非零子带，且在邻近非零子带之间存在31个零。

然而，跨越FFT大小，大致缩放OFDM符号的持续时间。举例来说，1×4K OFDM符号～4×1K OFDM符号～2×2K OFDM符号～8K OFDM符号的1/2。跨越FFT大小，时域OFDM参数在以码片为单位表达时为相同的。

举例来说，在8K(即，N＝8192)的操作模式中，TDM导频1具有与4K模式中相同数目的样本。8K模式TDM导频1获取算法类似于其4K模式对应物；然而，周期由4K模式中的256样本(L₁)而非仅128个样本组成。另外，8K模式TDM导频1符号由18个周期(S₁)组成。

类似地，2K(即，N＝2048)操作模式中的TDM导频1具有与4K模式中相同数目的样本。使用以上描述的计算，2K模式TDM导频1获取算法类似于其4K对应物；然而，周期为64个样本(L₁)而非128个样本。另外，2K模式TDM导频1的符号由72个周期(S₁)组成。

请注意，TDM导频1的信道持续时间对于所有FFT大小为相同的。然而，非零子带的数目以大体上与FFT大小成比例的方式而减小。作为增加FFT大小且因此增加非零子带的数目的结果，产生在时间上较小的周期，从而允许以较高RF发生的较大初始频率误差。前述图表说明非零子带随着FFT大小增加而大体上成比例地增加：

FFT大小	非零子带的数目
		1024	30
2048	62
		4096	124
8192	250

TDM1导频1子载波

在先前描述的4K系统中，TDM导频2由2000个非零子带或4个非零交错组成。举例来说，每一交错可通过PN序列所扰乱的零数据符号来调制。在任何两个邻近非零子带之间存在一个零子带。在时域中，TDM导频2以两个周期(L₂)而为周期性的，周期中的每一者为2048个码片长。

TDM导频2一直由两个周期及一防护间隔组成。然而，周期长度可视FFT大小而变化。举例来说，周期长度对于1K、2K、4K及8K的FFT大小来说将分别为1K、2K、2K及8K。当然，这些FFT大小仅为示范性的，且本发明并不限于仅1K、2K、4K及8K的FFT大小。请注意，2K及4K系统的周期长度为等同的。以下图表说明分别针对1K、2K、4K及8K的FFT大小的时隙的数目、平坦防护间隔及OFDM符号间隔：

FFT大小	时隙的数目	平坦防护间隔	后缀间隔(码片)	OFDM符号间隔
					1024	2	256	1024	2321
2048	4	512	2048	4625
					4096	4	512	0	4625
8192	16	1024	8192	17425

TDM导频2信道参数

在其它模式中，TDM导频2含有与数据符号一样多的非零子载波(其中的全部N个非零子载波)，但导频符号为约略两倍长。在所述状况下，TDM导频2的周期性并非通过在非零子带之间插入S₂个零子带而是通过在发射器处在IFFT之后物理重复时域序列作为后缀而实现。举例来说，参见图13。参看图13，其中T_FGI＝循环前缀，T_WGI＝OFDM符号之间的窗口防护间隔，TX＝后缀间隔，T_U＝可用部分持续时间，且T_S＝总符号持续时间。请注意，后缀间隔的持续时间在TDM导频2中可改变。明显地，不同的实施方案及持续时间为可能的。重要事项为，TDM导频2应由至少2个时域周期组成，且周期的复制可通过插入零子带(如在4K模式中)或通过插入时域后缀(如在上述其它FFT模式中)而实现。

重要的是区分以下两个情形：(i)其中TDM导频2中的非零子载波的数目等于N，即FFT的大小，及(ii)其中非零子载波的数目为N的分数。在前述实例中，此数目在1K、2K及8K模式中等于N，且在4K模式中为N/2。请注意，在状况(i)中，如果计划具有2个周期(参见图13)，则重复通过明确地插入约略长度N的后缀而实现，且TDM2持续时间为2N+TFGI+TWGI。另一方面，在状况(ii)中，通过子载波的一半为零的事实而(隐含地)保证重复。在(ii)的一般状况下，在每两个非零子载波之间将存在k个零，从而导致TDM导频2的具有长度N+TFGI+TWGI的结构，其中N由k+1个等同时域周期组成。

由于本发明的方面能够在可变FFT大小的OFDM系统中进行同步，所以从发射侧要求信令参数信道(SPC)以将对应于发射的OFDM参数(包括适当FFT大小)发信号通知到接收侧。SPC可使用在超帧的结束处先前保留的OFDM符号。然而，本发明的方面并不限于向接收侧告知OFDM参数的任何方式。

支持多个FFT大小通过在相同恒定带宽上缩放子带间距而实现。作为一实例，图12描绘2K个子带将如何对应于交替的4K个子带。类似地，8K个子带将比4K个子带密集两倍地封装，且1K个子带将对应于4K个子带中的每一第四者。1K、2K、4K及8K OFDM系统中的活动子带的数目将分别为1000、2000、4000及8000。

作为一实例，假设由OFDM系统占用的带宽为W，且FFT大小(或包括非活动子带的子带的数目)为N，则子带间距Δf_sc为：

Δf_sc＝W/N

一旦接收器在从发射侧接收OFDM参数之后知晓FFT大小，发射侧就可以用时分多路复用的方式在频率子带的第一集合上周期性发射第一导频与数据且以TDM方式在频率子带的第二集合上发射第二导频与数据开始，其中第二集合包括多于第一集合的子带。

其后，可使用本文中描述的方法而将第一导频及第二导频用于由系统中的接收器进行的同步。举例来说，如在本发明的一些方面的前述描述中所提供，第一导频可用以检测每一超帧的开始，且第二导频可用以确定指示所接收OFDM符号的开始的符号计时。然而，本发明并不限于使用TDM导频的计时同步的特定方法，且所属领域的技术人员将认识到，可在不背离所主张的本发明的范围的情况下使用等效方法。

可通过各种手段来实施本文中所描述的同步技术。举例来说，可以硬件、软件或其组合来实施这些技术。对于硬件实施方案来说，用以支持同步的基站处的处理单元(例如，TX数据及导频处理器120)可实施于以下各装置内：一个或一个以上专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理装置(DSPD)、可编程逻辑装置(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、经设计以执行本文中所描述的功能的其它电子单元，或其组合。无线装置处的用以执行同步的处理单元(例如，同步及信道估计单元180)还可实施于一个或一个以上ASIC、DSP等内。

对于软件实施方案来说，同步技术可以执行本文中描述的功能的模块(例如，程序、函数等)来实施。软件代码可存储于存储器单元(例如，图1中的存储器单元192)中，且由处理器(例如，控制器190)来执行。存储器单元可实施于处理器内或处理器外。

提供所揭示方面的先前描述以使任何所属领域的技术人员能够制造或使用本发明。对这些方面的各种修改将易于为所属领域的技术人员所明了，且本文中所界定的一般原理可在未背离本发明的范围情况下应用于其它方面。因此，并不希望将本发明限于本文中所展示的方面，而是赋予其与本文所揭示的原理及新颖特征相一致的最广泛范围。

Claims (23)

1.一种利用具有各种数目的子带的正交频分多路复用(OFDM)在无线广播系统中发射导频的方法，其包含：

以时分多路复用(TDM)方式在频率子带的第一集合上发射第一导频与数据，其中所述第一集合包括所述系统中的N个总频率子带的一部分，其中N为大于一的整数；以及

以TDM方式在频率子带的第二集合上发射第二导频与所述数据，其中所述第二集合包括比所述第一集合多的子带，且其中所述第一及第二导频用于由所述系统中的接收器进行的同步。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述第二集合包括N/2^K个频率子带，其中K为整数一或更大。

3.根据权利要求1所述的方法，其中通过插入零子载波而实现所述第二导频的周期性。

4.根据权利要求1所述的方法，其中通过插入时域后缀而实现所述第二导频的周期性。

5.根据权利要求1所述的方法，其中在具有预定持续时间的每一帧中周期性地发射所述第一及第二导频。

6.根据权利要求5所述的方法，其中在每一帧的开始处发射所述第一导频，且接着在所述帧中发射所述第二导频。

7.根据权利要求5所述的方法，其中使用所述第一导频以检测每一帧的开始，且其中使用所述第二导频以确定指示所接收OFDM符号的开始的符号计时。

8.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一集合包括N/2^M个频率子带，其中M为大于一的整数。

9.根据权利要求1所述的方法，其中在一个OFDM符号中发射所述第二导频。

10.根据权利要求1所述的方法，其中跨越所述N个总频率子带均匀地分布所述第一及第二集合中的每一者中的所述频率子带。

11.一种在具有各种数目的子带的正交频分多路复用(OFDM)系统中的设备，其包含：

调制器，其操作而以时分多路复用(TDM)方式在频率子带的第一集合上提供第一导频与数据，且以TDM方式在频率子带的第二集合上提供第二导频与所述数据，其中所述第一集合包括所述系统中的N个总频率子带的一部分，其中N为大于一的整数，且其中所述第二集合包括比所述第一集合多的子带；以及

发射器单元，其操作以发射所述第一及第二导频，其中所述第一及第二导频用于由所述系统中的接收器进行的同步。

12.根据权利要求11所述的设备，其中所述第二集合包括N/2^K个频率子带，其中K为整数一或更大。

13.根据权利要求11所述的设备，其中所述第二导频的周期性通过插入零子载波而实现。

14.根据权利要求11所述的设备，其中所述第二导频的周期性通过插入时域后缀而实现。

15.根据权利要求11所述的设备，其中所述第一及第二导频在具有预定持续时间的每一帧中周期性地发射。

16.根据权利要求15所述的设备，其中所述第一导频在每一帧的开始处发射，且接着所述第二导频在所述帧中发射。

17.根据权利要求15所述的设备，其中所述第一导频用以检测每一帧的开始，且其中所述第二导频用以确定指示所接收OFDM符号的开始的符号计时。

18.根据权利要求11所述的设备，其中所述第一集合包括N/2^M个频率子带，其中M为大于一的整数。

19.根据权利要求11所述的设备，其中所述第二导频在一个OFDM符号中发射。

20.根据权利要求11所述的设备，其中所述第一及第二集合中的每一者中的所述频率子带跨越所述N个总频率子带均匀地分布。

21.一种计算机可读媒体，其上存储有用于利用具有各种数目的子带的正交频分多路复用(OFDM)在无线广播系统中发射导频的指令，所述指令包含：

以时分多路复用(TDM)方式在频率子带的第一集合上发射第一导频与数据，其中所述第一集合包括所述系统中的N个总频率子带的一部分，其中N为大于一的整数；以及

以TDM方式在频率子带的第二集合上发射第二导频与所述数据，其中所述第二集合包括比所述第一集合多的子带，且其中所述第一及第二导频用于由所述系统中的接收器进行的同步。

22.一种处理器，其执行用于利用具有各种数目的子带的正交频分多路复用(OFDM)在无线广播系统中发射导频的指令，所述指令包含：

以时分多路复用(TDM)方式在频率子带的第一集合上发射第一导频与数据的指令，其中所述第一集合包括所述系统中的N个总频率子带的一部分，其中N为大于一的整数；以及

以TDM方式在频率子带的第二集合上发射第二导频与所述数据的指令，其中所述第二集合包括比所述第一集合多的子带，且其中所述第一及第二导频用于由所述系统中的接收器进行的同步。

23.一种在具有各种数目的子带的正交频分多路复用(OFDM)系统中的设备，其包含：

用于以时分多路复用(TDM)方式在频率子带的第一集合上发射第一导频与数据的装置，其中所述第一集合包括所述系统中的N个总频率子带的一部分，其中N为大于一的整数；以及

用于以TDM方式在频率子带的第二集合上发射第二导频与所述数据的装置，其中所述第二集合包括比所述第一集合多的子带，且其中所述第一及第二导频用于由所述系统中的接收器进行的同步。

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