JP2011502454A - 時分割多重化パイロットを使用する同報ofdmシステムにおける同期化 - Google Patents
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Abstract
OFDMシステムにおいて、送信器は各フレームにおける副帯域の第一集合上で第一TDMパイロットを、続いて副帯域の第二集合上で第二TDMパイロットを同報する。各集合中の副帯域は、(1)第一TDMパイロットのOFDMシンボルが長さL1の少なくともS1個の同一パイロット-1系列を含み、そして(2)第二TDMパイロットのOFDMシンボルが長さL2の少なくともS2個の同一パイロット-2系列を含むように、N個の総副帯域の中から選択される(但し、L2>L1、S1・L1=N、S2・L2=N)。送信器はまたFDMパイロットを同報する。受信器は(例えば、異なるパイロット-1間で相関を行うことによって)フレーム・タイミングを取得するために第一TDMパイロットを処理し、そしてさらに(例えば、第二TDMパイロットから得られたチャネル・インパルス応答の始まりを検出することによって)シンボル・タイミングを取得するために第二TDMパイロットを処理する。
Description
本開示は一般にデータ通信に関係し、特に直交周波数分割多重化(OFDM)を使用する無線同報システムに関係する。
OFDMは全体のシステム帯域幅を多数(N)の直交周波数副帯域に効率的に分割するマルチキャリア変調技術である。これらの副帯域(subbands)はまたトーン、副搬送波(sub-carriers)、ビン、及び周波数チャネルと云われる。OFDMに関して、各副帯域はデータによって変調されるそれぞれの副搬送波と関連する。
OFDMシステムでは、下記で述べるように、送信器は変調シンボルを取得するためにデータを処理し、そしてOFDMシンボルを生成するために変調シンボルにOFDM変調を行う。送信器はそこでOFDMシンボルを調整し、通信チャネルを介して伝送する。OFDMシステムは各フレームが特定の時間継続期間を持つ伝送構造を使用し、それによってデータがフレームで伝送される。様々な形式のデータ(例えば、トラヒック/パケット・データ、オーバーヘッド/制御データ、パイロット、等)は各フレームの異なる部分で送られる。パイロットは一般に送信器と受信器の両方により先験的に知られるデータ及び/または伝送をいう。
受信器は一般的に送信器で送られたデータを適切に復元するために正確なフレーム及びシンボル・タイミングを取得する必要がある。例えば、受信器はフレームで送られた異なる形式のデータを適切に復元するために各フレームの始まり(start)を知る必要がある。受信器は各OFDMシンボルが送信器によって送られた時間や、通信チャネルにより導入された伝播遅延を大抵は判らない。そこで受信器は受信OFDMシンボルに対して相補的OFDM復調を適切に行うために通信チャネルを介して受信された各OFDMシンボルのタイミングを確かめる必要がある。
同期化はフレーム及びシンボル・タイミングを取得するために受信器によって行われる処理を云う。同期化の一部として、受信器はまた周波数誤差推定といった他の仕事(タスク)を行う。送信器は同期化を支援するために一般的にシステム資源を消耗し、そして受信器もまた同期化を行うために資源を消費する。同期化はデータ伝送のために必要とされるオーバーヘッドであるので、同期化のために送信器と受信器の両方によって使用される資源の量を最小にすることが望ましい。
従って、同報OFDMシステムにおいて同期化を効率的に達成する技術の必要性が当技術分野にある。さらに、OFDMシステム内で様々な数の副搬送波(「副帯域」とも云われる)(即ち、FFTサイズ)との同期化を効率的に達成し、それによって広範囲の無線周波数及びネットワーク配置に柔軟性を提供する必要性がある。
様々な数の副帯域(即ち、FFTサイズ)を持つOFDMシステムにおいて時分割多重化(TDM)パイロットを使用して同期化を達成する技術がここに述べられる。各フレームでは(例えば、フレームの始まりにおいて)、送信器は副帯域の第一集合上で第一TDMパイロットを同報或いは伝送し、続いて副帯域の第二集合上で第二TDMパイロットを同報或いは伝送する。第一集合はL1個の副帯域を含み、そして第二集合はL2個の副帯域を含む。ここでL1及びL2は各々N個の総副帯域の一部分で、L2>L1である。各集合における副帯域は、(1)第一集合のL1副帯域がS1=N/L1だけ等しく離れて間隔を置き、そして(2)第二集合のL2副帯域がS2=N/L2だけ等しく離れて間隔を置くようにN個の総副帯域にわたって一様に配分される。このパイロット構造は、(1)各パイロット-1系列がL1時間-領域標本を含む、少なくともS1個の同一「パイロット-1」系列を含む第一TDMパイロットのOFDMシンボル、及び(2)各パイロット-2系列がL2時間-領域標本を含む、少なくともS2個の同一「パイロット-2」系列を含む第二TDMパイロットのOFDMシンボルとなる。送信器はまた各フレームの残りの部分においてデータと共に周波数分割多重化(FDM)パイロットを伝送る。二つのTDMパイロットを持つこのパイロット構造は同報システムに旨く適合するが、非同報(non-broadcast)システムにもまた使用される。
受信器は第一及び第二TDMパイロットに基づいて同期化を行う。受信器はフレーム・タイミング及び周波数誤差推定を取得するために第一TDMパイロットを処理する。受信器は第一TDMパイロットの異なるパイロット-1系列間の遅延相関に基づいて検出基準(detection metric)を計算し、検出基準を閾値に対して比較し、そして比較結果に基づいて第一TDMパイロット(従って、フレーム)の検出を表明する。受信器はパイロット-1系列に基づいて受信OFDMシンボルにおける周波数誤差の推定を取得する。受信器はシンボル・タイミング及びチャネル推定を取得するために第二TDMパイロットを処理する。受信器は第二TDMパイロットの受信OFDMシンボルに基づいてチャネル・インパルス応答推定を得て、(例えば、チャネル・インパルス応答のチャネル・タップのエネルギーに基づいて)チャネル・インパルス応答推定の始まりを検出し、そしてチャネル・インパルス応答推定の検出された始まりに基づいてシンボル・タイミングを得る。受信器はまたチャネル・インパルス応答推定に基づいてN個の総副帯域のチャネル周波数応答推定を得る。受信器は初期同期化のために第一及び第二TDMパイロットを使用し、そして周波数及び時間トラッキングのために、そしてさらに正確なチャネル推定のためにFDMパイロットを使用する。
その上、本開示の形態は現存の4K FFTサイズを補完するために、例えば、1K、2K及び8KのFFTサイズを使用する動作が可能である。これらのOFDMシステムにおいて異なるFFTサイズを使うことの可能な利点として、 4Kまたは8KがVHF帯域における配置に使用される;4Kまたは2KはL帯域における配置に使用される;2Kまたは1KはS帯域における配置に使用される。しかしながら、前述のFFTサイズは単に様々なOFDMシステムの例示であり、そして本開示は1K、2K、4K及び8K FFTサイズだけに制限されないことは注目される。
開示の様々な形態は下記でさらに詳細に述べられる。
本開示の特徴及び本質は同じ参照文字が完全に対応して同定する図と関連してとられるとき、下記で始まる詳細な記述からさらに明白になるであろう。
用語「典型的(exemplary)」が「例、場合、または例示として役立つ」ことを意味するようにここに使用される。「典型的」としてここに記述された任意の形態及び設計は他の形態及び設計に対して好ましい、または有利であると必ずしも解釈されるとは限らない。
ここに記述された同期化技術は様々なマルチ-キャリア・システムについて、及び上り回線と同様に下り回線について使用される。下り回線(または順方向回線)は基地局から無線デバイスへの通信回線を云い、そして上り回線(または逆方向回線)は無線デバイスから基地局への通信回線を云う。明確にするために、これらの技術はOFDMシステムにおける下り回線について下記で述べられる。
図1はOFDMシステム100における基地局110及び無線デバイス150のブロック図を示す。基地局110は一般に固定局であり、そしてまた基地送受信システム(BTS)、アクセス点、または他の用語でも呼ばれる。無線デバイス150は固定もしくは移動性であり、そしてまたユーザー端末、移動局、または他の用語でも呼ばれる。無線デバイス150はまた携帯電話(cellular phone)、携帯デバイス、無線モジュール、携帯情報機器(PDA)等といった可搬ユニットである。
基地局110では、TXデータ及びパイロット・プロセッサー120はさまざまな形式のデータ(例えば、トラヒック/パケット・データ及びオーバーヘッド/制御データ)を受信し、そしてデータ・シンボルを生成するために受信データを処理(例えば、符号化、インターリーブ、及びシンボル写像)する。ここに使用されるように、「データ・シンボル」はデータの変調シンボルであり、「パイロット・シンボル」はパイロットの変調シンボルであり、そして変調シンボルは変調手法(例えば、MPSK、MQAM、等々)に関して信号集団(signal constellation)における点の複素値である。プロセッサー120はまたパイロット・シンボルを生成するためにパイロット・データを処理し、そしてそのデータ及びパイロット・シンボルをOFDM変調器130に提供する。
OFDM変調器130は、下記で述べるように、適切な副帯域及びシンボル期間へデータ及びパイロット・シンボルを多重化し、そしてOFDMシンボルを生成するためにさらに多重化シンボルにOFDM変調を行う。送信器ユニット(TMTR)132はOFDMシンボルを一以上のアナログ信号に変換し、そして変調信号を生成するためにそのアナログ信号をさらに調整(例えば、増幅、濾波、高位周波数変換)する。基地局110はそこでアンテナ134からの変調信号をシステムの無線デバイスに伝送する。
無線デバイス150では、基地局110からの伝送信号はアンテナ152によって受信され、そして受信器ユニット(RCVR)154に提供される。受信器ユニット154は受信信号を調整(例えば、濾波、増幅、及び周波数低位変換)し、そして入力標本のストリームを取得するために調整された信号をディジタル化する。OFDM復調器160は受信データ及びパイロット・シンボルを取得するために入力標本にOFDM復調を行う。OFDM復調器160はまた検出データ・シンボル(それは基地局110によって送られたデータ・シンボルの推定である)を取得するためにチャネル推定(例えば、周波数応答推定)によって受信データ・シンボルに関して検出(例えば、適合濾波)を行う。OFDM復調器160は検出データ・シンボルを受信(RX)データ・プロセッサー170に提供する。
同期化/チャネル推定ユニット180は、下記に述べるように、受信器ユニット154から入力標本を受取り、そしてフレーム及びシンボル・タイミングを決定するために同期を行う。ユニット180はまたOFDM復調器160からの受信パイロット・シンボルを使用してチャネル推定を得る。ユニット180はシンボル・タイミング及チャネル推定をOFDM復調器160に提供し、そしてフレーム・タイミングをRXデータ・プロセッサー170及び/または制御器190に提供する。OFDM復調器160はOFDM復調を行うためにシンボル・タイミングを使用し、そして受信データ・シンボルに関して検出を行うためにチャネル推定を使用する。
RXデータ・プロセッサー170はOFDM復調器160からの検出データ・シンボルを処理(例えば、シンボル逆写像、逆インターリーブ、及び復号)し、そして復号データを提供する。RXデータ・プロセッサー170及び/または制御器190は基地局110によって送られた異なる形式のデータを復元するためにフレーム・タイミングを使用する。一般に、OFDM復調器160及びRXデータ・プロセッサー170は基地局110におけるOFDM変調器130及びTXデータ・プロセッサー120による処理にそれぞれ相補的である。
制御器140及び190はそれぞれ基地局110及び無線デバイス150における処理を指令する。メモリー・ユニット142及び192は制御器140及び190によってそれぞれ使用されるプログラム・コード及びデータの格納を行う。
基地局110はその通信区域にある単一無線デバイスへ点-対-点伝送、一群の無線デバイスへ多報伝送、全ての無線デバイスへ同報伝送、またはその任意の組合せを送る。例えば、基地局110はパイロット及びオーバーヘッド/制御データをその通信区域にある全ての無線デバイスに同報する。基地局110はさらにユーザー特定データを特定の無線デバイスへ、多報データを一群の無線デバイスへ、そして/または同報データを全ての無線デバイスへ伝送する。
図2はOFDMシステム100に使用されるスーパー-フレーム構造200を示す。データ及びパイロットは、スーパー-フレーム中で伝送される。各スーパー-フレームは、所定の時間継続期間を持つ。スーパー-フレームはまたフレーム、時間スロット、または他の用語でも呼ばれる。図2に示した形態について、各スーパー-フレームは第一TDMパイロット(または「TDMパイロット1」)のフィールド212、第二TDMパイロット(または「TDMパイロット2」)のフィールド214、オーバーヘッド/制御データのフィールド216、及びトラヒック/パケット・データのフィールド218を含む。
四つのフィールド212〜218はただ一つのフィールドが任意の或る瞬間に送られるように各スーパー-フレームにおいて時分割多重化される。四つのフィールドはまた同期化及びデータ復元を促進するために図2に示された順番に配列される。フィールド212及214におけるパイロットOFDMシンボル(それは各スーパー-フレームにおいて最初に伝送される)はフィールド216におけるオーバーヘッドOFDMシンボル(それはそのスーパー-フレームにおいて次に伝送される)の検出に使用される。フィールド216から取得されたオーバーヘッド情報はそこでフィールド218に送られたトラヒック/パケット・データ(それはそのスーパー-フレームにおいて最後に伝送される)の復元のために使用される。
一形態では、フィールド212はTDMパイロット1の一OFDMシンボルを運び、そしてフィールド214はまたTDMパイロット2の一OFDMシンボルを運ぶ。一般に、各フィールドは任意の継続期間であり、そしてそれらのフィールドは任意の順番に配列される。TDMパイロット1及び2は無線デバイスによって同期化を促進するために各フレームにおいて定期的に同報される。オーバーヘッド・フィールド216及び/またはデータ・フィールド218は、下記に示すように、データ・シンボルによって周波数分割多重化されるパイロット・シンボルを含む。
OFDMシステムはBW MHzの全体システム帯域幅を持ち、それはOFDMを使ってN個の直交副帯域に分割される。隣接副帯域の間の間隔はBW/N MHzである。N個の総副帯域のうち、M個の副帯域はパイロット及びデータ伝送のために使用され、そして残りの(N−M)個の副帯域は未使用で、保護副帯域(guard subband)の役を果たす(但し、M<N)。一形態では、 OFDMシステムはN=4096の総副帯域、M=4000の使用可能副帯域(明らかに、MはFFTサイズによって基準化する)、及びN−M=96の保護副帯域を持つOFDM構造を使用する。一般に、任意の数の総副帯域、使用可能副帯域、及び保護副帯域を持つ任意のOFDM構造がOFDMシステムに使用される。この形態は4K FFTサイズによって動作することが注目される。しかしながら、下記に述べるように、他のFFTサイズ(例えば、1K、2Kまたは8K)が実施される。
TDMパイロット1及び2はシステムにおける無線デバイスによる同期化を促進するように設計される。無線デバイスは各フレームの始まりを検出し、シンボル・タイミングの粗推定を取得し、且つ周波数誤差を推定するためにTDMパイロット1を使用する。無線デバイスはさらに正確なシンボル・タイミングを取得するためにTDMパイロット2を使用する。
図3Aは周波数領域におけるTDMパイロット1の形態を示す。この形態では、TDMパイロット1はL1副帯域上で伝送されるL1パイロット・シンボル(TDMパイロット1に使用される副帯域当たり一つのパイロット・シンボル)を含む。L1副帯域はN個の総副帯域にわたって一様に配分され、そしてS1副帯域だけ離れて等しく間隔をあけている(但し、S1=N/L1)。例えば、N=4096、L1=128、そして4KモードではS1=32。しかしながら、他の値もまたシステムにおける周波数トラッキング要請及び/またはドップラー周波数オフセットを満たすために他のFFTモードのN、L1、及びS1に使用される。TDMパイロット1に関するこの構造は、下記で述べるように、(1)厳しいマルチ-パス・チャネルを含む様々な形式のチャネルにおけるフレーム検出に良好な性能を提供し、(2)厳しいマルチ-パス・チャネルにおいて十分に正確な周波数誤差推定及び粗シンボル・タイミングを提供し、そして(3)無線デバイスにおける処理を単純化する。
図3Bは周波数領域におけるTDMパイロット2の形態を示す。この形態では、TDMパイロット2はL2副帯域上で伝送されるL2パイロット・シンボルを含む(但し、L2>L1)。L2副帯域はN個の総副帯域にわたって一様に配分され、そしてS2副帯域だけ離れて等しく間隔をあけている(但し、S2=N/L2)。例えば、N=4096、L2=2048、そしてS2=2。さらに、他の値もまたN、L2、及びS2に使用される。例えば、下記に述べるように、他のFFTサイズ(例えば、1K、2Kまたは8K)が実施される。TDMパイロット2に関するこの構造は厳しいマルチ-パス・チャネルを含む様々な形式のチャネルにおいて正確なシンボル・タイミングを提供する。無線デバイスはまた、下記に述べるように、(1)次のOFDMシンボル(それはTDMパイロット2の直後にある)の到着の前にシンボル・タイミングを取得するために効率的にDMパイロット2を処理する、及び(2)そのシンボル・タイミングをこの次のOFDMシンボルに適用することができる。
大きな周波数誤差がTDMパイロット1によって訂正できるように小さな値がL1に使用される。パイロット-2系列が長くなるように大きな値がL2に使用され、それは無線デバイスがパイロット-2系列から長いチャネル・インパルス応答推定を取得することを可能にする。S1個の同一パイロット-1系列がTDMパイロットのために生成されるようにTDMパイロットのL1副帯域は選択される。同様に、S2個の同一パイロット-2系列がTDMパイロットのために生成されるようにTDMパイロットのL2副帯域は選択される。
図4は基地局110のTXデータ及びパイロット・プロセッサー120の形態のブロック図を示す。プロセッサー120内で、TXデータ・プロセッサー410はデータ・シンボルを生成するためにトラヒック/パケット・データを受信、符号化、インターリーブ、及びシンボル写像する。
一形態では、疑似乱数(PN)発生器420がTDMパイロット1及び2の両方のデータを生成するために使用される。PN発生器420は、例えば、生成多項式g(x) =x20+x17+1を実施する15-タップの線型フィードバック・シフト・レジスタ(LFSR)によって実施される。この場合には、PN発生器420は、(1)直列に連結された遅延要素422a〜422o及び(2)遅延要素422nと422oの間に連結された加算器424を含む。遅延要素422oはパイロット・データを提供し、それはまた遅延要素422aの入力に、そして加算器424の一つの入力にフィードバックされる。PN発生器420はTDMパイロット1及び2の異なる初期状態によって、例えば、TDMパイロット1については「11110000100000000000」に、そしてTDMパイロット2については「11110000100000000011」に初期化される。一般に、任意のデータがTDMパイロット1及び2に使用される。パイロット・データはパイロットOFDMシンボルのピーク振幅(peak amplitude)と平均振幅(average amplitude)との間の差を減少させるように(即ち、TDMパイロットの時間-領域波形のピーク対平均(peak-to-average)の変動を最小化するように)選択される。TDMパイロット2のパイロット・データはまたデータをスクランブル化するために使用される同じPN発生器によって生成される。無線デバイスは TDMパイロット2に使用されるデータの知識があるが、TDMパイロット1に使用されるデータを知る必要はない。
ビット対シンボル(bit-to-symbol)写像ユニット430はパイロット・データをPN発生器420から受取り、そして変調手法に基づいてパイロット・データのビットをパイロット・シンボルに写像する。同じか、または別の変調手法がTDMパイロット1及び2に使用される。一形態では、QPSKがTDMパイロット1及び2の両方に使用される。この場合には、写像ユニット430はパイロット・データを2-ビットの二元値(binary values)にグループ化し、そしてさらに各2-ビット値を特定のパイロット変調シンボルに写像する。各パイロット・シンボルはQPSKの信号集団において複素値である。QPSKがTDMパイロットに使用されるならば、写像ユニット430はTDMパイロット1の2L1パイロット・データ・ビットをL1パイロット・シンボルに写像し、そしてさらにTDMパイロット2の2L2パイロット・データ・ビットをL2パイロット・シンボルに写像する。マルチプレクサー(Mux)440はTXデータ・プロセッサー410からデータ・シンボルを、写像ユニット430からパイロット・シンボルを、そして制御器140からTDM-制御(TDM_Ctrl)信号を受取る。マルチプレクサー440は、図2に示したように、OFDM変調器130へTDMパイロット1及び2フィールドのパイロット・シンボルと各フレームのオーバーヘッド及びデータ・フィールドのデータ・シンボルを提供する。
図5は基地局110のOFDM変調器130の形態のブロック図を示す。シンボル対副帯域(symbol-to-subband)写像ユニット510はデータ及びパイロット・シンボルをTXデータ及びデータ・プロセッサー120から受取り、そして制御器140からの副帯域-マルチプレクサー-制御(Subband_Mux_Ctrl)信号に基づいてこれらのシンボルを適切な副帯域へ写像する。各OFDMシンボル期間に、写像ユニット510はデータまたはパイロット伝送に使用される各副帯域上に一つのデータまたはパイロット・シンボル及び各未使用の副帯域に「ゼロ・シンボル」(それはゼロの信号値である)を提供する。使用されない副帯域に指定されたパイロット・シンボルはゼロ・シンボルと置換される。各OFDMシンボル期間の間、写像ユニット510はN個の総副帯域にN個の「伝送シンボル」を提供し、そこでは各伝送シンボルはデータ・シンボル、パイロット・シンボル、またはゼロ・シンボルである。逆離散フーリエ変換(IDFT)ユニット520は各OFDMシンボル期間にN個の伝送シンボルを受取り、N-点IDFTによってN個の伝送シンボルを時間領域に変換し、そしてN個の時間-領域標本を含む「変換された」シンボルを提供する。各標本は一つの標本期間に送られる複素値である。Nが2の累乗である(それは一般的にそうである)ならばN-点逆高速フーリエ変換(IFFT)はまたN-点IDFTの代わりに行われる。並列対直列(parallel-to-serial:P/S)変換器530は各変換シンボルのN個の標本を直列化する。巡回プレフィックス発生器540はN+C標本を含むOFDMシンボルを形成するためにそこで各変換シンボルの一部分(またはC標本)を繰返す。巡回プレフィックスは通信チャネルにおける長い遅延拡散によって引起こされたシンボル間干渉(inter-symbol interference:ISI)及びキャリア間干渉(inter-carrier interference:ICI)に対抗するために使用される。遅延拡散は受信器において最も早い到着信号時と最後の到着信号時との間の時差である。OFDMシンボル期間(または単に、「シンボル期間」)は一つのOFDMシンボルの期間であり、そしてN+C標本期間に等しい。
図6AはTDMパイロット1の時間-領域表現を示す。TDMパイロット1のOFDMシンボル(または「パイロット-1 OFDMシンボル」)は長さNの変換シンボル及び長さCの巡回プレフィックスからなる。TDMパイロット1のL1パイロット・シンボルはS1副帯域だけ離れて均等に間隔が開いたL1副帯域上で送られるので、そしてゼロ・シンボルは残りの副帯域上で送られるので、TDMパイロット1の変換シンボルはL1時間-領域を含む各パイロット-1とともに、S1同一パイロット-1系列を含む。各パイロット-1系列はまたTDMパイロット1のL1パイロット・シンボルにL1-点IDFTを行うことによって生成される。TDMパイロット1の巡回プレフィックスは変換シンボルのC最右端標本から成り、そして変換シンボルの前に挿入される。パイロット-1 OFDMシンボルはこのようにS1+C/L1パイロット-1系列の総数を含む。例えば、N=4096、L1=128、S1=32、そしてC=512であれば、パイロット-1 OFDMシンボルは128時間-領域標本を含む各パイロット-1系列とともに、36パイロット-1系列を含むであろう。
図6BはTDMパイロット2の時間-領域表現を示す。TDMパイロット2のOFDMシンボル(または「パイロット-2 OFDMシンボル」)もまた長さNの変換シンボル及び長さCの巡回プレフィックスからなる。TDMパイロット2の変換シンボルはL2時間-領域を含む各パイロット-2系列とともに、S2同一パイロット-2系列を含む。TDMパイロット2の巡回プレフィックスは変換シンボルのC最右端標本から成り、そして変換シンボルの前に挿入される。例えば、N=4096、L2=2048、S2=2、そしてC=512であれば、パイロット-2 OFDMシンボルは2048時間-領域標本を含む各パイロット-2系列とともに、二つの完全パイロット-2系列を含むであろう。TDMパイロット2の巡回プレフィックスはパイロット-2系列の一部分のみを含むであろう。この形態が4K FFTサイズによって動作することが注目される。しかしながら、下記で述べるように、他のFFTサイズ(例えば、1K、2Kまたは8K)が実施できる。
図7は無線デバイス150の同期化及びチャネル推定ユニット180の形態のブロック図を示す。ユニット180内で、フレーム検出器710は受信器ユニット154から入力標本を受取り、各フレームの始まりを検出するために入力標本を処理し、そしてフレーム・タイミングを提供する。シンボル・タイミング検出器720は入力標本及びフレーム・タイミングを受取り、受信OFDMシンボルの始まりを検出するために入力標本を処理し、そしてシンボル・タイミングを提供する。周波数誤差推定器712は受信OFDMシンボルの周波数誤差を推定する。チャネル推定器730はシンボル・タイミング検出器720からの出力を受取り、そしてチャネル推定を得る。ユニット180の検出器及び推定器は下記に記述される。
図8はフレーム検出器710の一形態のブロック図を示し、それは受信器ユニット154からの入力標本のTDMパイロット1を検出することによってフレーム同期化を行う。簡単のために、次の記述は通信チャネルが付加的白色ガウス雑音(additive white Gaussian noise:AWGN)チャネルであると仮定する。各標本期間の入力標本は次のように表される。
但し、xnは標本期間nにおいて基地局によって送られた時間-領域標本である。
rnは標本期間nにおいて無線デバイスによって取得された入力標本である。
wnは標本期間nの雑音である。
図8に示した形態では、フレーム検出器710はフレーム検出のためにパイロット-1 OFDMシンボルの周期的性質を利用する遅延相関器(delayed correlator)を実装される。一形態では、フレーム検出器710はフレーム検出のために次の検出基準を使用する。
但し、Snは標本期間nの検出基準である。
「*」は複素共役を表す。
|x|2は二乗絶対値である。
式(2)は二つの連続パイロット-1系列における入力標本ri及びri−L1の間の遅延相関、またはc=ri−L1・ri *を計算する。この遅延相関はチャネル利得推定を必要とせずに通信チャネルの影響を取除き、そしてさらに通信チャネルを介して受取られたエネルギーを可干渉的(coherently)に結合する。式(2)はそこで累積相関結果Cn(それは複素値である)を取得するためにパイロット-1系列の全L1標本の相関結果を累積する。式(2)はそこでCnの二乗振幅(squared amplitude)として標本期間nの決定基準Snを得る。遅延相関に使用される二つの系列の間に一致(match)があれば、決定基準Snは長さL1の一つの受信パイロット-1系列のエネルギーを表す。
フレーム検出器710内で、(長さL1の)シフト・レジスター812は入力標本{rn}を受取り、そしてL1標本期間だけ遅延された入力標本{rn−L1}を提供する。標本バッファーはまたシフト・レジスター812の代わりに使用される。ユニット816はまた入力標本を受取り、そして複素共役入力標本{rn *} を提供する。各標本期間nの間、乗算器814はシフト・レジスター812からの遅延入力標本rn−L1をユニット816からの複素共役入力標本r*と乗算し、そして相関結果cnを(長さL1の)シフト・レジスター822及び加算器824に提供する。小文字cnは一つの入力標本の相関結果を表し、そして大文字CnはL1入力標本の累積相関結果を表す。シフト・レジスター822は乗算器814から相関結果{cn}を受取り、格納し、且つ遅延させ、そしてL1標本期間だけ遅延させた相関結果{cn−L1}を提供する。各標本期間nでは、加算器824はシフト・レジスター826の出力Cn−1を乗算器814からの結果とともに受取り、且つ合計し、さらにシフト・レジスター822からの遅延結果cn−L1を減算し、そしてその出力Cnをレジスター826に提供する。加算器824及びレジスター826は式(2)における加算演算を行う累算器を形成する。シフト・レジスター822及び加算器824はL1個の最新相関結果cn〜cn−L1+1の移動または滑り総和(running or sliding summation)を行うように構成される。これは乗算器814からの最新相関結果cnを合計すること、及びL1標本期間前からの相関結果cn−L1(それはシフト・レジスター822によって提供される)を減算することによって達成される。ユニット832は加算器824からの累積出力Cnの二乗振幅(squared magnitude)を計算し、そして検出基準Snを提供する。
ポスト・プロセッサー834は検出基準Sn及び閾値Sth(それは固定またはプログラム可能な値である)に基づいて、パイロット-1 OFDMシンボルの存在を、そしてここからスーパー-フレームの始まりを検出する。フレーム検出は様々な基準に基づいている。例えば、ポスト・プロセッサー834は、検出基準Snが(1)閾値Sthを越え、(2)パイロット-1 OFDMシンボル継続期間の少なくとも所定比率の間、閾値Sth以上に留まり、且つ(3)それ以降所定の時間期間(一つのパイロット-1系列)、閾値Sth以下に低下するならば、パイロット-1 OFDMシンボルの存在を宣言する。ポスト・プロセッサー834はパイロット-1 OFDMシンボルの終り(TCとして表される)を検出基準Snの波形の終端前の所定数の標本期間として示す。ポスト・プロセッサー834はまたパイロット-1 OFDMシンボルの終りにフレーム・タイミング信号を(例えば、高論理(logic high)に)設定する。時間TCはパイロット-2 OFDMシンボルの処理のための粗シンボル・タイミングとして使用される。
周波数誤差推定器712は受信パイロット-1 OFDMシンボルにおける周波数誤差を推定する。この周波数誤差は、例えば、基地局及び無線デバイスの発振器の周波数の差異、ドップラー偏移、等々といった様々な起源(sources)に原因する。周波数誤差推定器712は次のように各パイロット-1系列(最後のパイロット-1系列を除く)の周波数誤差推定を生成する。
但し、rl,iはl番目のパイロット-1系列のi番目の入力標本である。
Arg(x)はxの実数部に対する虚数部の比の逆正接、またはArg(x)=arctan[Im(x)/Re(x)]である。
GDは検出器利得である(GD=2π・L1/fsamp)。
Δflはl番目のパイロット-1系列の周波数誤差推定である。
但し、fsamp は入力標本率(sample rate)である。
式(4)は検出された周波数誤差の範囲がパイロット-1系列の長さに依存し、そして逆に関係することを示す。累積相関結果はまた加算器からも利用可能であるので、周波数誤差推定器712はまたポスト・プロセッサー834内に実装される。
周波数誤差推定は様々な方法で使用される。例えば、各パイロット-1系列の周波数誤差推定は無線デバイスの任意の検出周波数誤差を訂正しようとする周波数トラッキング回路を更新するために使用される。周波数トラッキング回路は無線デバイスにおいて周波数低位変換に使用されるキャリア信号の周波数を調整する位相同期回路(phase-locked loop:PLL)である。周波数誤差推定はまたパイロット-1 OFDMシンボルの単一周波数誤差推定Δfを取得するために平均化される。このΔfはそこでOFDM復調器160内のN-点DFTの前後いずれかで周波数誤差訂正のために使用される。事後(post-)DFT誤差訂正(それは副帯域間隔の整数倍である周波数オフセットを訂正するために使用される)では、N-点DFTからの受信信号は副帯域だけ移動される。
事前(pre-)DFT誤差訂正では、入力標本は周波数誤差推定Δfだけ位相回転され、そしてN-点DFTはそこで位相回転された標本に行われる。
フレーム検出及び周波数誤差推定はまたパイロット-1 OFDMシンボルに基づいて他の方法で行われ、そしてこれは開示の範囲内にある。例えば、フレーム検出は基地局で生成された実際のパイロット-1系列を持つパイロット-1 OFDMシンボルの入力標本の間の直接相関を行うことによって達成される。直接相関は各強い信号時(またはマルチパス)について高い相関結果を提供する。一以上のマルチパスまたはピークが或る基地局について取得されるので、無線デバイスはタイミング情報を取得するために検出ピークに後処理を行うであろう。フレーム検出はまた遅延相関及び直接相関の組合せによって達成される。
図9はシンボル・タイミング検出器720の一形態のブロック図を示し、それはパイロット-2 OFDMシンボルに基づいてタイミング同期化を行う。シンボル・タイミング検出器720内で、標本バッファー912は受信器ユニット154から入力標本を受取り、そしてパイロット-2 OFDMシンボルのL2入力標本の「標本」窓を格納する。標本窓の始まりはフレーム検出器710からのフレーム・タイミングに基づいてユニット910によって決定される。
図10Aはパイロット-2 OFDMシンボルに関する処理のタイミング図を示す。フレーム検出器710はパイロット-1 OFDMシンボルに基づいて粗シンボル・タイミング(TCとして表される)を提供する。パイロット-2 OFDMシンボルは長さL2のS2同一パイロット-2系列(例えば、N=4096及びL2=2048ならば長さ2048のパイロット-2系列)を含む。L2入力標本の窓は標本期間TWで始まるパイロット-2 OFDMシンボルについて標本バッファー912によって収集される。標本窓の始まりは粗シンボル・タイミングから初期オフセットOSmitだけ遅延され、或いはTW=TC+OSmitである。初期オフセットは正確である必要はなく、そして一つの完全パイロット-2系列が標本バッファー912において収集されることを保証するために選択される。初期オフセットはまたパイロット-2 OFDMシンボルの処理が次のOFDMシンボルの到着の前に完了するように選択され、その結果パイロット-2 OFDMシンボルから取得されたシンボル・タイミングはこの次のOFDMシンボルに適用される。
図9に戻って参照すると、DFTユニット914は標本バッファー912によって収集されたL2入力標本にL2-点DFTを行い、そしてL2受信パイロット・シンボルについてL2周波数-領域値を提供する。標本窓の始まりがパイロット-2 OFDMシンボルと揃わない(即ち、TW≠TS)ならば、チャネル・インパルス応答は環状に偏移し、それはチャネル・インパルス応答の前部分が完全に包み込むことを意味する。パイロット復調ユニット916は各パイロット副帯域kの受信パイロット・シンボルRkをその副帯域の既知のパイロット・シンボルの複素共役Pk *と乗算する(またはRk・Pk *)ことによってL2受信パイロット・シンボルに関する変調を取除く。ユニット916はまた未使用副帯域の受信パイロット・シンボルをゼロ・シンボルに設定する。IDFTユニット918はそこでL2パイロット復調シンボルにL2-点IDFTを行い、そしてL2時間-領域値(それは基地局110と無線デバイス150との間の通信チャネルのインパルス応答のL2タップである)を提供する。
図10BはIDFTユニット918からのL2-タップ・チャネル・インパルス応答を示す。各々のL2タップはそのタップ遅延における複素チャネル利得と関連する。チャネル・インパルス応答は周期的に偏移され、それはチャネル・インパルス応答の後尾が包み込みを行い、そしてIDFTユニット918からの出力の早い部分に現れることを意味する。
図9に戻って参照すると、シンボル・タイミング探索器920はチャネル・インパルス応答のエネルギーのピークを探索することによってシンボル・タイミングを決定する。ピーク検出は、図10Bに示したように、チャネル・インパルス応答にわたって「検出」窓を滑らせることによって達成される。検出窓サイズは下記で述べるように決定される。各窓の始まり位置において、検出窓の中に落ちる全タップのエネルギーが計算される。
図10Cは様々な窓の始まり位置におけるチャネル・タップのエネルギーのグラフを示す。検出窓は右側に環状に偏移し、そのため検出窓の右端が指数L2の最後のタップに達するとき、窓は指数1における最初のタップに包み込む。エネルギーはこのように各窓の始まり位置の同数のチャネル・タップに収集される。
検出窓サイズLWはシステムの予測遅延拡散に基づいて選択される。無線デバイスにおける遅延拡散は無線デバイスにおける最も早い、及び最も遅い到着信号成分の間の時間差である。システムの遅延拡散はシステムにおける全ての無線デバイスの間の最大遅延拡散である。検出窓サイズがシステムの遅延拡散に等しいか、もしくは大きいならば、検出窓は、適切に並べられたとき、チャネル・インパルス応答のエネルギーの全てを取得するであろう。検出窓サイズLWはチャネル・インパルス応答の始まりの検出における曖昧性を回避するためにL2の半分以上にならない(またはLW≦L2/2)ように選択される。チャネル・インパルス応答の始まりは、多数の窓の始まり位置が同じピーク・エネルギーを持つならば、(1)L2窓始まり位置の全ての間のピーク・エネルギーを決定すること、及び(2)ピーク・エネルギーを持つ最も右の窓始まり位置を識別することによって検出される。異なる窓始まり位置のエネルギーはまた雑音のあるチャネルにおいてチャネル・インパルス応答の始まりのさらに正確な推定を取得するために平均化され、もしくは濾波される。いずれにせよ、チャネル・インパルス応答の始まりはTBとして表され、そして標本窓の始まりとチャネル・インパルス応答の始まりとの間のオフセットはTOS=TB−TWである。一旦チャネル・インパルス応答TBの始まりが決定されるならば、微細なシンボル・タイミングが一意的に計算される。
図10Aを参照すると、微細なシンボル・タイミングは受信OFDMシンボルの始まりを示す。微細なシンボル・タイミングTSは各連続受信OFDMシンボルに「DFT」窓を正確且つ適切に置くために使用される。DFT窓は各受信OFDMシンボルを収集するために(N+C入力標本の間から)特定のN入力標本を指示する。DFT窓内のN入力標本はそこで受信OFDMシンボルの受信データ/パイロット・シンボルを取得するためにN-点DFTによって変換される。各受信OFDMシンボルのDFT窓の正確な配置は、(1)前または次のOFDMシンボルからのシンボル間干渉(inter-symbol interference:ISI)、(2)チャネル推定の低下(例えば、不適当なDFT窓配置は誤ったチャネル推定をもたらす)、(3)巡回プレフィックスに頼る処理の誤差(例えば、周波数トラッキング回路、自動利得制御(AGC)、等)、及び(4)他の有害な影響を回避するために必要とされる。
パイロット-2 OFDMシンボルはまたさらに正確な周波数誤差推定を取得するために使用される。例えば、周波数誤差はパイロット-2系列を使用して、そして式(3)に基づいて推定される。この場合には、加算がパイロット-2系列の(L1標本の代りに)L2標本に行われる。
IDFTユニット918からのチャネル・インパルス応答はまた基地局110と無線デバイス150との間で通信チャネルの周波数応答推定を得るために使用される。ユニット922はL2-タップ・チャネル・インパルス応答を受取り、チャネル・インパルス応答の始まりが指数1にあるように環状にチャネル・インパルス応答を偏移させ、環状-偏移チャネル・インパルス応答の後に適切な数のゼロを挿入し、そしてN-タップ・チャネル・インパルス応答を提供する。DFTユニット924はそこでN-タップ・チャネル・インパルス応答にN-点DFTを行い、そして周波数応答推定(それはN総副帯域のN複素チャネル利得から成る)を提供する。OFDM復調器160は次のOFDMシンボルにおける受信データ・シンボルの検出のために周波数応答推定を使用する。チャネル推定はまた他の方法においても得られる。
図11はTDM及びFDMパイロットの組合せによるパイロット伝送手法を示す。基地局110は無線デバイスによる初期取得を促進するために各スーパー-フレームにおいてTDMパイロット1及び2を伝送する。TDMパイロットのオーバーヘッドは2OFDMシンボルであり、それはスーパー-フレームのサイズと比べると小さい。基地局はまた各スーパー-フレームにおける残りのOFDMシンボルの全て、大部分、またはいくつかでFDMパイロットを伝送する。図11に示した形態では、FDMパイロットはパイロット・シンボルが偶数のシンボル期間に副帯域の一つの集合上で、そして奇数のシンボル期間に副帯域の別の集合上で送られるように副帯域の交互の集合上で送られる。各集合は無線デバイスによるチャネル推定及び恐らくは周波数及び時間トラッキングを支援するために十分な数(Lfdm)の副帯域を含む。各集合における副帯域はN個の総副帯域にわたって一様に配分され、そしてSfdm=N/Lfdmだけ離れて均等に間隔を開けられている。さらに、一つの集合における副帯域は他の集合における副帯域に関して互い違いに置かれ、または相殺され、その結果、二つの集合における副帯域は相互に組合わされる。例として、N=4096、Lfdm=512、Sfdm=8、及び二つの集合における副帯域は四つの副帯域で互い違いに置かれる。一般に、多数の副帯域集合はFDMパイロットに使用され、そして各集合は多数の副帯域及びN個の総副帯域のどれかを含む。
無線デバイスは初期同期化、例えば、フレーム同期化、周波数オフセット推定、及び微細なシンボル・タイミング取得のために(次のOFDMシンボルにDFT窓の適切な配置のために)TDMパイロット1及び2を使用する。例えば、初めて基地局にアクセスするとき、初めてまたは長期の無稼働の後にデータを受取るか、または要求するとき、初めて電源を入れるとき、等々、無線デバイスは初期同期化を行う。
無線デバイスは、上で述べたように、パイロット-1 OFDMシンボルの存在、そして従ってスーパー-フレームの始まりを検出するためにパイロット-1系列の遅延相関を行う。それ以降、無線デバイスはパイロット-1 OFDMシンボルにおける周波数誤差を推定し、そしてパイロット-2 OFDMシンボルを受信する前にこの周波数誤差を訂正するためにパイロット-1系列を使用する。パイロット-1 OFDMシンボルはデータOFDMシンボルの巡回プレフィックス構造を使用する従来の方法より大きな周波数誤差の推定、及び次の(パイロット-2)OFDMシンボルのDFT窓の更に信頼できる配置を可能にする。パイロット-1 OFDMシンボルはこのように大きなマルチ-パス遅延拡散を持つ地上無線チャネルに改良された性能を提供する。
無線デバイスは次の受信OFDMシンボルのDFT窓を更に正確に配置する微細なシンボル・タイミングを取得するためにパイロット-2 OFDMシンボルを使用する。無線デバイスはまたチャネル推定及び周波数誤差推定のためにパイロット-2 OFDMシンボルを使用する。パイロット-2 OFDMシンボルは微細なシンボル・タイミング及びDFT窓の適切な配置の速くて正確な決定を可能にする。
無線デバイスはチャネル推定及び時間トラッキングのために、そして恐らくは周波数トラッキングのためにFDMパイロットを使用する。上で述べたように、無線デバイスはパイロット-2 OFDMシンボルに基づいて初期チャネル推定を取得する。図11に示したように、特にFDMパイロットがスーパー-フレームにわたって伝送されるならば、無線デバイスはさらに正確なチャネル推定を取得するためにFDMパイロットを使用する。無線デバイスはまた受信OFDMシンボルにおける周波数誤差を訂正する周波数トラッキング回路を更新するためにFDMパイロットを使用する。無線デバイスは更に(例えば、通信チャネルのチャネル・インパルス応答における変化により)入力標本におけるタイミング漂動の原因となる時間トラッキング回路を更新するためにFDMパイロットを使用する。
本開示の前述の形態は4KのFFTサイズを仮定した;しかしながら、本開示の形態は様々な数の副帯域を持つOFDMシステムの中で同期化を達成するために第一及び第二TDMパイロットを使用することが可能である。
ここに述べる4K OFDMシステム(即ち、N=4096)のTDMパイロット1は36期間(S1)からなり、その各々は128標本(L1)(チップ)長さがある。36期間のうち32は4096チップのFFT継続期間に対応することが注目される。周波数領域において、稼働4000副帯域のうち124は非ゼロであり、そして隣接の非ゼロ副帯域の間に31ゼロがある。
FFTサイズにわたって、しかしながら、OFDMシンボル継続期間は近似的に基準化される。例えば、1×4K OFDMシンボル〜4×1K OFDMシンボル〜2×2K OFDMシンボル〜8K OFDMシンボルの1/2。FFTサイズにわたって、時間-領域OFDMパラメーターはチップの単位で表されるとき同じである。
例えば、8K(即ち、N=8192)モードの動作では、TDMパイロット1は4Kモードと同数の標本を持つ。8K-モードTDMパイロット1取得アルゴリズムはその4Kモードのものと類似している;しかしながら、その期間は4Kモードにおけるわずか128標本の代わりに256標本(L1)から成る。さらに、8KモードTDMパイロット1シンボルは18期間(S1)から成る。
同様に、2K(即ち、N=2048)モードの動作におけるTDMパイロット1は4Kモードにおけるのと同じ標本数を持つ。上で述べた計算を使うと、2KモードTDMパイロット1取得アルゴリズムはその4Kのものと類似している;しかしながら、その期間は128標本の代りに64標本(L1)である。さらに、2KモードTDMパイロット1シンボルは72期間(S1)から成る。
TDMパイロット1チャネル継続期間は全FFTサイズについて同じであることが注目される。しかしながら、非ゼロ副帯域の数はFFTサイズと実質的に比例して減少する。FFTサイズを増大させ、そして従って非ゼロ副帯域の数を増加させる結果として、時間の小さな期間が生成され、それによってさらに高いRFにおいて発生するさらに大きな初期周波数誤差を許容する。前述の表はFFTサイズが増加するにつれて非ゼロ副帯域における実質的に比例する増加を例示する。
TDMパイロット2は、以前に述べた4Kシステムにおいて、2000非ゼロ副帯域、または4非ゼロ・インターレースから成る。例えば、各インターレースはPN系列によってスクランブルされたゼロ・データ・シンボルによって変調される。任意の二つの隣接非ゼロ副帯域の間に一つのゼロ副帯域がある。時間領域において、TDMパイロット2は二つの期間(L2)で周期的であり、その各々は2048チップ長さである。
TDMパイロット2は常に2期間とガード間隔から成る。しかしながら、期間長さはFFTサイズに応じて変化する。例えば、期間長さは1K、2K、4K及び8KのFFTサイズについてそれぞれ1K、2K、4K及び8Kになるであろう。勿論、これらのFFTサイズは単に典型的であり、そして本開示は1K、2K、4K及び8KだけのFFTサイズに制限されない。2K及び4Kシステムの期間長さが同じであることに注目せよ。次の表は1K、2K、4K及び8KのFFTサイズについてスロットの数、一様なガード間隔及びOFDMシンボル間隔をそれぞれ例示する。
他のモードでは、 TDMパイロット2はデータ・シンボルと同数の非ゼロ副帯域(それらの全てのN)を含むが、パイロット・シンボルは約二倍長い。これらの場合には、TDMパイロット2の周期性はポストフィックスとして、非ゼロ副帯域の間にS2ゼロ副帯域を挿入することによって達成されないが、送信器におけるIFFTの後で時間-領域系列を物理的に繰返すにことによって達成される。例えば、図13を参照せよ。図13を参照すると、ここでTFGI=巡回プレフィックス、 TWGI=OFDMシンボルの間の窓ガード区間、TPFI=ポスト-フィックス区間、TU=有用部分継続期間、及びTS=総シンボル継続期間である。ポスト-フィックス区間はTDMパイロット2において変動することに注目せよ。明らかに、異なる実施及び時間継続期間は可能である。重要なことはTDMパイロット2が少なくとも二つの時間-領域期間から成るべきであり、そして時間期間の複製はゼロ副帯域を(4Kモードと同様に)挿入することによって、或いは時間-領域ポスト-フィックスを(上に述べた他のFFTモードと同様に)挿入することによって達成される。
二つの状況:(i)TDMパイロット2における非ゼロ副帯域はN、即ち、FFTのサイズに等しいこと、そして(ii)非ゼロ副帯域の数はNの一部分(fraction)であることを区別することが重要である。前述の例では、この数は1K、2K及び8KモードにおけるNに等しく、そして4KモードではN/2である。事例(i)では、一つがほんの2期間を持つ計画を立てるならば(図13参照)、繰返しはおよそ長さNのポスト-フィックスを明らかに挿入することによって達成され、そしてTDM2継続期間は2N+TFGI+TWGIであることに注目せよ。一方、事例(ii)では、繰返しは副帯域の半分がゼロであるという事実によって(それとなく)保証される。(ii)の一般的な事例では、TDMパイロット2の構造に通じる、長さN+TFGI+TWGIの二つの非ゼロ副帯域の間にkゼロがあるであろう(ここでNはk+1同一時間-領域期間から成る)。
本開示の形態は可変FFTサイズのOFDMシステムにおいて同期化が可能であるので、信号通信パラメーター・チャネル(signaling parameter channel:SPC)は伝送に対応する(適切なFFTサイズを含む)OFDMパラメーターを受信側に信号通信するために伝送側から要求される。SPCはスーパー-フレームの終端において以前に予約されたOFDMシンボルを使用する。しかしながら、本開示の形態はOFDMパラメーターの受信側に通告する方法に全く制限されない。
多数のFFTサイズの支援は同じ一定の帯域幅に関しる副帯域間隔を基準化することによって達成される。図12は、例として、2K副帯域が代わりの4K副帯域に如何に対応するであろうことを示す。同様に、8K副帯域は4K副帯域と同じく密に二倍に詰込まれ、そして1K副帯域は4K副帯域の第四副帯域に対応するであろう。1K、2K、4K及び8K OFDMシステムにおける稼働副帯域はそれぞれ1000、2000、4000及び8000になろう。
例えば、OFDMシステムによって占有される帯域幅がWであり、そしてFFTサイズ(或いは非稼働副帯域を含む、副帯域の数)がNであるならば、副帯域間隔(subband spacing)Δfscは次のようになる。
一旦、受信器が伝送側からOFDMパラメーターを受信した後、FFTサイズを知ると、伝送側はデータとともに時間分割多重化方法における周波数副帯域の第一集合上で第一パイロットを、そしてデータとともにTDM方法における周波数副帯域の第二集合上で第二パイロットを定期的に伝送を始める(ここで第二集合は第一集合より多い副帯域を含む)。
それ以降、第一及び第二パイロットはここに述べた方法を使用して、システム中の受信器によって同期化のために使用される。例えば、本開示のいくつかの形態の前述の記述で提供されたように、第一パイロットは各スーパー-フレームの始まりを検出するために使用され、そして第二パイロットは受信OFDMシンボルの始まりを示すシンボル・タイミングを決定するために使用される。しかしながら、本開示はTDMパイロットを使用するタイミング同期化の特定の方法に制限されず、そして当業者は同等の方法が請求された発明の範囲から逸脱することなく使用されることを理解するであろう。
ここに述べた同期化技術は様々な方法によって実施される。例えば、これらの技術はハードウェア、ソフトウェア、またはその組合せにおいて実施される。ハードウェア実施では、同期化を支援するために使用される基地局の処理ユニット(例えば、TXデータ及びパイロット・プロセッサー120)は一以上の特定用途向け集積回路(ASIC)、ディジタル信号プロセッサー(DSP)、ディジタル信号処理デバイス(DSPD)、プログラマブル論理デバイス(PLD)、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ(FPGA)、プロセッサー、コントローラー、マイクロコントローラー、マイクロプロセッサー、ここに記述した機能を実行するために設計された他の電子ユニット、または その組合せの中で実施される。同期化を行うために使われる無線デバイスの処理ユニット(例えば、同期化及びチャネル推定ユニット180)はまた一以上のASIC、DSP等の中で実施される。
ソフトウェア実施では、同期化技術はここに述べた機能を実行するモジュール(例えば、手続き、機能、等)によって実施される。ソフトウェア・コードはメモリー・ユニット(例えば、図1のメモリー・ユニット192)に格納され、そしてプロセッサー(例えば、制御器190)によって実行される。メモリー・ユニットはプロセッサーの中またはプロセッサーの外部で実施される、
開示された形態の前記述は当業者が本開示を行い、或いは使用することを可能にするために提供される。これらの形態に対する様々な修正は当業者には直ちに明白であり、そしてここに定義された一般的な原理は開示の範囲から逸脱することなく他の形態に適用される。このように、本開示はここに示した形態に制限されることを意図していないが、ここに開示された原理及び新規な特徴と一致する最も広い範囲を与えられるべきである。
開示された形態の前記述は当業者が本開示を行い、或いは使用することを可能にするために提供される。これらの形態に対する様々な修正は当業者には直ちに明白であり、そしてここに定義された一般的な原理は開示の範囲から逸脱することなく他の形態に適用される。このように、本開示はここに示した形態に制限されることを意図していないが、ここに開示された原理及び新規な特徴と一致する最も広い範囲を与えられるべきである。
Claims (23)
- 様々な数の副帯域を持つ直交周波数分割多重化(OFDM)を利用する無線同報システムにおいてパイロットを伝送する方法であって、
データとともに時分割多重化(TDM)様式で周波数副帯域の第一集合上で第一パイロットを伝送し、
データとともにTDM様式で周波数副帯域の第二集合上で第二パイロットを伝送し、
第一集合はシステム中にN個の総周波数副帯域の一部分を含み、Nは1より大きい整数であり、
第二集合は第一集合より多くの副帯域を含み、第一パイロット及び第二パイロットは、前記システムの受信器によって同期化のために使用される。 - 第二集合はN/2K副帯域を含み、Kは1以上の整数である、請求項1記載の方法。
- 第二パイロットの周期性はゼロ副帯域を挿入することによって達成される、請求項1記載の方法。
- 第二パイロットの周期性は時間-領域ポスト-フィックスを挿入することによって達成される、請求項1記載の方法。
- 第一及び第二パイロットは所定の時間継続期間の各フレームにおいて定期的に伝送される、請求項1記載の方法。
- 第一パイロットは各フレームの始まりに伝送され、そして第二パイロットはそのフレームで次に伝送される、請求項5記載の方法。
- 第一パイロットは各フレームの始まりを検出するために使用され、そして第二パイロットは受信OFDMシンボルの始まりを示すシンボル・タイミングを決定するために使用される、請求項5記載の方法。
- 第一集合はN/2M周波数副帯域を含み、Mは1より大きい整数である、請求項1記載の方法。
- 第二パイロットは一つのOFDMシンボルにおいて伝送される、請求項1記載の方法。
- 第一及び第二集合の各々における周波数副帯域はN個の総周波数副帯域にわたって一様に配分される、請求項1記載の方法。
- 様々な数の副帯域を持つ直交周波数分割多重化(OFDM)システムにおける装置であって、
データとともに時分割多重化(TDM)様式で周波数副帯域の第一集合上で第一パイロットを提供し、そしてデータとともにTDM様式で周波数副帯域の第二集合上で第二パイロットを提供するために動作する変調器と、
第一及び第二パイロットを伝送するために動作する送受信装置とを具備し、
第一集合はシステム中にN個の総周波数副帯域の一部分を含み、Nは1より大きい整数であり、第二集合は第一集合より多くの副帯域を含み、
第一パイロット及び第二パイロットは、前記システムの受信器によって同期化のために使用される。 - 第二集合はN/2K副帯域を含み、Kは1以上の整数である、請求項11記載の装置。
- 第二パイロットの周期性はゼロ副帯域を挿入することによって達成される、請求項11記載の装置。
- 第二パイロットの周期性は時間-領域ポスト-フィックスを挿入することによって達成される、請求項11記載の装置。
- 第一及び第二パイロットは所定の時間継続期間の各フレームにおいて定期的に伝送される、請求項11記載の装置。
- 第一パイロットは各フレームの始まりに伝送され、そして第二パイロットはそのフレームで次に伝送される、請求項15記載の装置。
- 第一パイロットは各フレームの始まりを検出するために使用され、そして第二パイロットは受信OFDMシンボルの始まりを示すシンボル・タイミングを決定するために使用される、請求項15記載の装置。
- 第一集合はN/2M周波数副帯域を含み、Mは1より大きい整数である、請求項11記載の装置。
- 第二パイロットは一つのOFDMシンボルにおいて伝送される、請求項11記載の装置。
- 第一及び第二集合の各々における周波数副帯域はN個の総周波数副帯域にわたって一様に配分される、請求項11記載の装置。
- 様々な数の副帯域を持つ直交周波数分割多重化(OFDM)を利用する無線同報システムでパイロットを伝送するためにそこに命令(instructions)を格納したコンピューター可読メディアであって、その命令は、
データとともに時分割多重化(TDM)様式で周波数副帯域の第一集合上で第一パイロットを伝送すること、及び
データとともにTDM様式で周波数副帯域の第二集合上で第二パイロットを伝送することを含み、
第一集合はシステム中にN個の総周波数副帯域の一部分を含み、Nは1より大きい整数であり、
第二集合は第一集合より多くの副帯域を含み、第一パイロット及び第二パイロットは、前記システムの受信器によって同期化のために使用される。 - 様々な数の副帯域を持つ直交周波数分割多重化(OFDM)を利用する無線同報システムでパイロットを伝送するための命令(instructions)を実行するプロセッサであって、その命令は、
データとともに時分割多重化(TDM)様式で周波数副帯域の第一集合上で第一パイロットを伝送する命令、及び
データとともにTDM様式で周波数副帯域の第二集合上で第二パイロットを伝送する命令を含み、
第一集合はシステム中にN個の総周波数副帯域の一部分を含み、Nは1より大きい整数であり、
第二集合は第一集合より多くの副帯域を含み、第一パイロット及び第二パイロットは、前記システムの受信器によって同期化のために使用される。 - 様々な数の副帯域を持つ直交周波数分割多重化(OFDM)システムにおける装置であって、
データとともに時分割多重化(TDM)様式で周波数副帯域の第一集合上で第一パイロットを伝送する手段と、
データとともにTDM様式で周波数副帯域の第二集合上で第二パイロットを伝送する手段とを具備し、
第一集合はシステム中にN個の総周波数副帯域の一部分を含み、Nは1より大きい整数であり、
第二集合は第一集合より多くの副帯域を含み、第一パイロット及び第二パイロットは、前記システムの受信器によって同期化のために使用される。
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Cited By (2)
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---|---|---|---|---|
JP2013187612A (ja) * | 2012-03-06 | 2013-09-19 | Sharp Corp | プリコーディング装置、無線送信装置、無線受信装置、無線通信システムおよび集積回路 |
WO2021145066A1 (ja) * | 2020-01-17 | 2021-07-22 | 株式会社東芝 | 通信中継装置、制御方法、および、プログラム |
Families Citing this family (2)
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---|---|---|---|---|
US8477795B2 (en) * | 2009-08-24 | 2013-07-02 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | LDP IGP synchronization for broadcast networks |
US8665976B2 (en) | 2011-03-31 | 2014-03-04 | Saankhya Labs Pvt. Ltd. | Blind symbol synchronization scheme for OFDM system |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1998000946A2 (en) * | 1996-06-20 | 1998-01-08 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | Timing and frequency synchronization of ofdm signals |
JP2002261728A (ja) * | 2001-03-06 | 2002-09-13 | Hitachi Ltd | マルチキャリア変調方式の同期方法 |
JP2005506757A (ja) * | 2001-10-17 | 2005-03-03 | ノーテル・ネットワークス・リミテッド | マルチ搬送波cdmaシステムにおける同期化 |
JP2006174472A (ja) * | 2004-12-16 | 2006-06-29 | Fujitsu Ltd | シンボルタイミング推定方法、シンボルタイミング推定装置及びプログラム |
JP2007514331A (ja) * | 2003-09-02 | 2007-05-31 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 時分割多重パイロットを使用するブロードキャストofdmシステムにおける同期化 |
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---|---|---|---|---|
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Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1998000946A2 (en) * | 1996-06-20 | 1998-01-08 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | Timing and frequency synchronization of ofdm signals |
JP2002261728A (ja) * | 2001-03-06 | 2002-09-13 | Hitachi Ltd | マルチキャリア変調方式の同期方法 |
JP2005506757A (ja) * | 2001-10-17 | 2005-03-03 | ノーテル・ネットワークス・リミテッド | マルチ搬送波cdmaシステムにおける同期化 |
JP2007514331A (ja) * | 2003-09-02 | 2007-05-31 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 時分割多重パイロットを使用するブロードキャストofdmシステムにおける同期化 |
JP2006174472A (ja) * | 2004-12-16 | 2006-06-29 | Fujitsu Ltd | シンボルタイミング推定方法、シンボルタイミング推定装置及びプログラム |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013187612A (ja) * | 2012-03-06 | 2013-09-19 | Sharp Corp | プリコーディング装置、無線送信装置、無線受信装置、無線通信システムおよび集積回路 |
WO2021145066A1 (ja) * | 2020-01-17 | 2021-07-22 | 株式会社東芝 | 通信中継装置、制御方法、および、プログラム |
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