JP5065294B2 - 通信システムにおける粗ビン周波数同期 - Google Patents

Description

背景

［Ｉ．分野］
本開示は、一般に通信に関し、より具体的には、通信システムで周波数同期を実行するための技術に関する。

［ＩＩ．背景］
直行周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）は、一部の無線環境のための高い処理能力を提供することができる多重搬送波変調技術である。ＯＦＤＭは、システム全体の帯域幅を、搬送波、副搬送波、トーン等とも呼ばれる複数（Ｋ個）の直行周波数サブバンドに分割する。ＯＦＤＭによって、各サブバンドは、データによって変調することができる各々の搬送波に関連付けられる。以下の説明では、「サブバンド」と「搬送波」とは同義語であり、交換可能に使用される。

ＯＦＤＭシステムでは、送信機は、トラフィックデータの処理（例えば符号化、インタリーブ、および変調など）を行って変調記号を生成し、それらの変調記号をＫ個の総サブバンドへさらにマップする。その後、送信機は、各ＯＦＤＭ記号周期のための変調記号を時間領域に変換し、ＯＦＤＭ記号を形成する。送信機は、ＯＦＤＭ記号を受信機に送信する。

受信機は、送信機から受信されたＯＦＤＭ記号について、補足的な処理を実行する。受信機は、Ｋ個のサブバンドについてのＫ個の受信記号を取得するために、各々の受信されたＯＦＤＭ記号を周波数領域に変換する。受信された記号は、送信機によって送信された変調記号の雑音の多い歪められたバージョンである。受信機は典型的に、受信機での周波数の誤りを判定するために、周波数同期を実行する。周波数の誤りは、送信機と受信機とでの発振器周波数の違い、ドップラー推移、およびその他によるものである場合がある。ＳＮ比（ＳＮＲ）が低い状態、高速フェージング、およびその他などの特定のチャネル環境では、周波数同期は難しい。さらに、処理のオーバヘッドができるだけ少なくなるように、周波数同期を迅速に実行することが望ましい。

したがって当分野では、通信システムの中で周波数同期を実行するための技術が必要とされている。

発明の概要

本明細書では、通信システムで周波数同期を実行するための技術が説明される。受信機での周波数誤り(frequency error)は、分数部分と整数部分とに分解されることができる。分数部分は１ビン(one bin)よりも少なく、当技術分野で知られている方法で推定され、除去されてもよい。ビンは、隣接するサブバンド(adjacent subbands)の間の間隔(pacing)である。整数部分は周波数ビン誤り(frequency bin error)とも呼ばれており、ビンの整数(integer number of bins)である。周波数ビン誤りは、ここに説明される技術を使用して推定されることができる。

周波数ビン誤り推定の一実施形態では、異なる周波数ビン誤り、異なるパイロットオフセット、または異なる周波数ビン誤りとパイロットオフセットとの組合せのために、複数の仮定(multiple hypotheses)が最初に形成される。パイロットは、異なるサブバンドのセットで送信されてもよく、各パイロットオフセットは、パイロットが送信されたと思われる異なるサブバンドのセットに対応する。各仮定について、仮定によって判定された(determined)適切なサブバンドから受信記号(received symbols)が抽出される(extracted)。抽出された受信記号は、（１）異なる記号周期(symbol periods)で異なるサブバンドのセットで送信される分散パイロット(scattered pilot)のためのもの、および／または（２）すべての記号周期で固定されたサブバンドのセットで送信される連続パイロット(continual pilot)のためのものであると仮定される。

一実施形態では、各仮定のために抽出された受信記号は、その仮定のための逆拡散シンボル(despread symbols)を取得するために、スクランブリング系列(scrambling sequence)を用いて逆拡散される。スクランブリング系列は、送信機で分散パイロットおよび連続パイロットを生成するために使用される。距離(metric)が、そのあと、例えば、逆拡散記号に基づいてチャネルインパルス応答推定値(channel impulse response estimate)を導き出すことによって(deriving)、それから、チャネルインパルス応答推定値に基づいて距離を導き出すことによって、各仮定についてその仮定の逆拡散記号に基づき導き出される。別の実施形態では、各仮定のために抽出された受信記号は相関させられ、そして、その相関結果に基づいて、仮定のために距離が導き出される。両方の実施形態について、周波数ビン誤りおよび／またはパイロットオフセットは、すべての評価された仮定のために、距離に基づいて判定される。

周波数ビン誤りの推定はまた、以下で説明されるように、別の方法で実行されてもよい。本発明の様々な態様および実施形態は、以下でさらに詳細に説明される。

詳細な説明

本発明の特徴および本質は、同様の参照文字が全体をとおして同様に識別する図面と併せて以下に記述される詳細な説明から、より明らかとなるであろう。

本明細書では、「例示的(exemplary)」という語は、「例(example)、インスタンス(instance)、または説明(illustration)して役立つ」ということを意味するために使用されている。例示的として本明細書で説明されるいずれの実施形態あるいは設計も、必ずしもその他の実施形態または設計よりも好ましい、または有利なものとして解釈されるべきではない。

本明細書で説明される周波数同期技術は、ＯＦＤＭシステム、直行周波数分割多重接続（ＯＦＤＭＡ）システム、シングルキャリア周波数分割多重接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）システム、およびその他などの様々な通信システムのために使用されてもよい。ＯＦＤＭＡシステムはＯＦＤＭを利用する。ＳＣ−ＦＤＭＡシステムは、システムの帯域幅の間で分散されたサブバンド上で送信するためのインタリーブされたＦＤＭＡ（ＩＦＤＭＡ）、隣接するサブバンドのブロック上で送信するための局所化されたＦＤＭＡ（ＬＦＤＭＡ）、または隣接するサブバンドの複数のブロック上で送信するための強化されたＦＤＭＡ（ＥＦＤＭＡ）を利用してもよい。一般に変調記号は、ＯＦＤＭを用いて周波数領域の中で送信され、ＳＣ−ＦＤＭＡを用いて時間領域の中で送信される。

明確にするために、これらの技術は、携帯端末向けデジタルビデオ放送（ＤＶＢ−Ｈ）および地上テレビ放送向け総合サービスデジタル放送（ＩＳＤＢ−Ｔ）をインプリメントする(implement)２つの例示的なＯＦＤＭベースのシステムについて、以下に具体的に説明される。ＤＶＢ−ＨおよびＩＳＤＢ−Ｔは、地上通信ネットワークを介して、マルチメディアのデジタル伝送をサポートする。ＤＶＢ−Ｈは、２Ｋ、４Ｋおよび８ＫのＦＦＴサイズのための３つの動作方式(modes of operation)を有する。ＩＳＤＢ−Ｔは、２５６、５１２および１ＫのＦＦＴサイズのための３つの動作方式を有する。ＤＶＢ−Ｈは、「デジタルビデオ放送（ＤＶＢ）；地上波デジタルテレビジョンのためのフレーミング構造、チャネル符号化および変調」と題された、２００４年１１月のドキュメントＥＴＳＩ ＥＮ３００ ７４４(document ETSI EN 300 744, entitled "Digital Video Broadcasting (DVB); Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television," November 2004)の中で説明されている。ＩＳＤＢ−Ｔは、「地上波デジタルテレビジョン放送のための伝送システム」と題された、２００３年７月のドキュメントＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１(document ARIB STD-B31, entitled "Transmission System for Digital Terrestrial Television Broadcasting," July 2003)の中で説明されている。これらの文書は公的に入手可能である。

図１は、ＤＶＢ−Ｈ、ＩＳＤＢ−Ｔおよび／または何らかのその他の設計をインプリメントできる、ＯＦＤＭベースシステム１００の中の送信機１１０および受信機１５０のブロック図を示す。送信機１１０で、送信（ＴＸ）データプロセッサ１２０は、データ記号を生成するために、トラフィックデータを受信して、処理（例えばフォーマット、符号化、インタリーブおよび記号マップ）する。本明細書で使用される際、データ記号はトラフィックデータのための変調記号であり、パイロット記号は、送信機と受信機との両方によってアプリオリに知られているデータである、パイロットのための変調記号であり、ゼロ記号はゼロの信号値である。

ＯＦＤＭ変調器１３０は、データ記号およびパイロット記号を受信して、それぞれデータサブバンドおよびパイロットサブバンド上へと多重化する。データサブバンドは、トラフィックデータを送信するために使用されるサブバンドであり、パイロットサブバンドはパイロットを送信するために使用されるサブバンドである。所与のサブバンドは、１つのＯＦＤＭ記号周期でデータサブバンドとして機能し、別のＯＦＤＭ記号周期でパイロットサブバンドとして機能してもよい。ＯＦＤＭ記号周期は１つのＯＦＤＭ記号の存続期間であり、記号周期とも呼ばれる。パイロット記号は、以下で説明されるように、データ記号とともに多重送信されてもよい。ＯＦＤＭ変調器１３０は、各ＯＦＤＭ記号周期の中のＫ個の総サブバンドのために、Ｋ個の送信記号を取得する。各送信記号はデータ記号、パイロット記号またはゼロ記号であってもよい。ＯＦＤＭ変調器１３０は、Ｋ個の時間領域チップを含む変換された記号を取得するために、Ｋポイントの逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）または逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を用いて、各ＯＦＤＭ記号周期のためにＫ個の送信記号を変換する。次いでＯＦＤＭ変調器１３０は、ＯＦＤＭ記号を生成するために、変換された記号の一部を反復する。反復される部分は、しばしば循環プレフィックスまたは保護区間と呼ばれ、無線チャネルの中の多重通路についてシステム帯域幅の間で異なる周波数レスポンスである、周波数選択的フェージングを防止するために使用される。ＯＦＤＭ変調器１３０は、各ＯＦＤＭ記号周期のためにＯＦＤＭ記号を提供する。送信装置（ＴＭＴＲ）１３２は、ＯＦＤＭ記号を受信して、処理（例えばアナログ変換、増幅、フィルタリングおよび周波数上方変換）し、アンテナ１３４を介して受信機１５０に送信される変調信号を生成する。

受信機１５０で、アンテナ１５２は送信機１１０から変調された信号を受信し、受信信号を受信装置（ＲＣＶＲ）１５４に提供する。受信装置１５４は、入力サンプルを取得するために、受信信号を調整（例えばフィルタリング、増幅、周波数下方変換およびデジタル化）する。ＯＦＤＭ復調器（Ｄｅｍｏｄ）１６０は、以下で説明されるように入力サンプルを処理し、各ＯＦＤＭ記号周期の中のＫ個の総サブバンドのためにＫ個の受信記号を取得する。受信記号は、データサブバンドのための受信データ記号、およびパイロットサブバンドのための受信パイロット記号を含む。ＯＦＤＭ復調器１６０は、受信機１５０での周波数誤りを推定し、除去するために、周波数同期を実行する。ＯＦＤＭ復調器１６０はまた、送信機１１０によって送信されるデータ記号の推定値であるデータ記号推定値を取得するために、チャネル推定値を用いて受信データ記号上でデータの復調／検波を実行する。次いで、受信（ＲＸ）データプロセッサ１７０は、復号されたデータを取得するために、データ記号推定値を処理（例えば記号デマップ、デインタリーブおよび復号）する。一般に、ＯＦＤＭ復調器１６０およびＲＸデータプロセッサ１７０による処理は、それぞれ送信機１１０でのＯＦＤＭ変調器１３０およびＴＸデータプロセッサ１２０による処理と補足し合うものである。

コントローラ／プロセッサ１４０および１８０は、それぞれ送信機１１０および受信機１５０で、様々な処理装置の動作を制御する。メモリ１４２および１８２は、それぞれ送信機１１０および受信機１５０のために、データおよびプログラムコードを記憶する。

図２は、システム１００のための例示的なサブバンド構造２００を示す。ＢＷ ＭＨｚの全体のシステム帯域幅は、Ｋが変更可能な値であってもよい０〜Ｋ−１までの所与の指数である複数（Ｋ個）のサブバンドに分割される。隣接するサブバンド間の間隔はＢＷ／Ｋ ＭＨｚである。サブバンド構造２００のために、Ｋ個の総サブバンドは、１２のバラバラのインタレースに配置される。１２個のインタレースは、Ｋ個のサブバンドの各々が１つのインタレースだけに属しているという点で、バラバラのものである。各インタレースは、インタレースの中の連続するサブバンドが１２個のサブバンドによって間隔を空けて配置されるように、Ｋ個の総サブバンドの間で一律に分散される、およそＫ／１２のサブバンドを含む。したがってｕ∈｛０，．．．，１１｝の場合のインタレースｕは、サブバンドｕ、ｕ＋１２、ｕ＋２４．．．を含み、指標ｕは、インタレースの中の第１サブバンドを示すサブバンドオフセットと同様に、インタレース指標である。図２は、０、３、６および９の４つのインタレースだけを示す。

図３Ａは、ＤＶＢ−Ｈのためのパイロット構造３００を示す。パイロット構造３００は、連続パイロットおよび分散パイロットを含む。連続パイロットは、システム帯域幅の間で分散されたＣ個のサブバンドで送信され、この場合Ｃは方式によって決まる。このパイロットは、すべてのＯＦＤＭ記号周期の中で、同じＣ個のサブバンドで送信されるという点で連続するものである。これらのＣ個のサブバンドは０、４８、５４、．．．、Ｋ−１のサブバンドを含み、ＥＴＳＩ ＥＮ３００ ７４４の中で与えられる。分散パイロットは、各ＯＦＤＭ記号周期の中の１つのインタレースで送信される。ＤＶＢ−Ｈのための伝送タイムラインはフレームに分割され、各フレームは０から６７までの所与の指数である６８個のＯＦＤＭ記号を含んでいる。分散パイロットは、ＯＦＤＭ記号０ではインタレース０で、ＯＦＤＭ記号１ではインタレース３で、ＯＦＤＭ記号２ではインタレース６で、ＯＦＤＭ記号４ではインタレース９で、ＯＦＤＭ記号５ではインタレース０で、という具合に送信される。したがって分散パイロットは、４個のＯＦＤＭ記号の各セットの中で、同じ４つのインタレースで送信される。

図３Ｂは、ＩＳＤＢ−Ｔのためのパイロット構造３１０を示す。パイロット構造３１０は、４個のＯＦＤＭ記号の各セットの中で０、３、６および９のインタレースで送信される分散パイロットだけを含む。ＩＳＤＢ−Ｔのための伝送タイムラインもまたフレームに分割され、各フレームは０から２０３までの所与の指数である２０４個のＯＦＤＭ記号を含んでいる。分散パイロットはＯＦＤＭ記号０のインタレース０で送信され、ＤＶＢ−Ｈのための分散パイロットと同じ方法で、０、３、６および９のインタレースを循環する。

ＤＶＢ−ＨとＩＳＤＢ−Ｔとの両方のために、各ＯＦＤＭ記号のためのパイロット記号は、ある特定の生成多項式から導き出される擬似ランダム２値系列（ＰＢＲＳ）に基づいて生成される。ＰＢＲＳ系列はＫ個のビットを含み、次のように与えられる。

ｋ∈｛０，．．．，ｋ−１｝の場合のＰＢＲＳビットｗ_ｋは、サブバンドｋのためのパイロット記号として使用されるＢＰＳＫ変調記号、を生成するために使用される。ｕ∈｛０，３，６，９｝の場合のインタレースｕのためのパイロット記号は、ＰＢＲＳビット｛Ｗ_ｕ，Ｗ_ｕ＋１２，ｗ_ｕ＋２４，ｗ_ｕ＋３６，．．．｝を用いて生成される。

表１は、ＤＶＢ−ＨおよびＩＳＤＢ−Ｔにおける３つの方式についてのいくつかのパラメータのための値を挙げる。表１の中で、１つのＯＦＤＭ記号のためにパラメータＮ、Ｋ、ＣおよびＳが与えられる。ＤＶＢ−ＨとＩＳＤＢ−Ｔとの両方のための分散パイロットサブバンドの数（Ｓ）、ＤＶＢ−Ｈのための連続パイロットサブバンドの数（Ｃ）は、方式によって決まる。ＩＳＤＢ−Ｔについては、Ｋは１２の整数の倍数であり、インタレース０、３、６および９は同じ数のパイロットサブバンドを含む。ＤＶＢ−Ｈについては、Ｋは１２の整数の倍数ではなく、インタレース０はインタレース３、６および９よりも１つ多いパイロットサブバンドを含む。簡単にするために、以下の説明は、インタレースが同じ数（Ｓ）のパイロットサブバンドを含むことを仮定している。

表１において、低いレベルのエイリアシング雑音を保ちながら、フロントエンドのフィルタリング要件を緩和するために、ＦＦＴのサイズは、ＩＳＤＢ−Ｔのためのサブバンド総数の２倍よりも大きい。

図４は、図１の受信機１５０のＯＦＤＭ復調器１６０の一実施形態のブロック図を示す。ＯＦＤＭ復調器１６０の内部で、プレプロセッサ４１０は受信装置１５４から入力サンプルを受信して処理し、前処理されたサンプルを提供する。プレプロセッサ４１０は、自動利得制御（ＡＧＣ）、タイミング捕捉、フィルタリング、サンプル率変換、直流（ＤＣ）オフセット除去および／またはその他の機能を実行してもよい。前処理されたサンプルは、次のように表わされることができる周波数誤りを有する。

この式において、ｆ_ｅｒｒは受信機での総周波数誤りであり、
Δｆは、１ビンよりも小さい周波数誤りの分数部分であり、
ｆ_ｂｉｎは、隣接するサブバンドの間の間隔である１ビンであり、
ｍは、ビンの整数である周波数誤りの整数部分である。

周波数誤りの整数部分は、周波数ビン誤りまたは粗ビン周波数誤りとも呼ばれている。

粗周波数推定器４１２は、前処理されたサンプルに基づき、当技術分野で知られている方法で、分数の周波数誤りΔｆを推定する。回転装置４１４は、推定された分数の周波数誤り

を推定器４１２から、また推定された周波数ビン誤り

を周波数ビン誤り推定器４２０から受信して、推定された総周波数誤りを前処理されたサンプルから除去し、周波数修正されたサンプルを提供する。循環プレフィックス除去装置４１６は、各ＯＦＤＭ記号に添付された循環プレフィックスを除去し、受信されたサンプルを提供する。

ＦＦＴ／ＤＦＴ装置４１８は、各ＯＦＤＭ記号周期のために受信されたサンプル上で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）か、または離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行し、Ｋ個の総サブバンドのために周波数領域の受信記号を提供する。周波数ビン誤り推定器４２０は、以下で説明されるように、受信されたパイロット記号に基づいて周波数ビン誤りを推定し、推定された周波数ビン誤りを提供する。回転装置４１４は、図４に示されているように、推定された周波数ビン誤りを前処理されたサンプルから除去してもよい。代替として、周波数ビン修正装置は、推定された周波数ビン誤りを受信されたデータ記号（図４には不図示）から除去することができる。チャネル推定器４２２は、受信されたパイロット記号に基づいて、チャネル推定値を導き出す。チャネル推定値は、時間領域のチャネルインパルス応答推定値であっても、または周波数領域のチャネル周波数応答推定値であってもよい。データ復調器４２４は、チャネル推定値を用いて、受信されたデータ記号上でデータの復調／検波を実行し、データ記号推定値を提供する。

明快であるために、図４には示されていないが、ＯＦＤＭ復調器１６０は、精細な周波数トラッキング、精細な時間トラッキング、フレーム同期および／またはその他の機能のための処理装置を含んでもよい。

周波数ビン誤り推定器４２０は、周波数ビン誤りを推定し、さらに各ＯＦＤＭ記号周期の中で分散パイロットのために使用される特定のインタレースを示す分散パイロットオフセットを判定する。最大の周波数ビン誤りは、受信機１５０の基準発振器の精度、受信された変調信号の中心周波数、およびシステムによって使用される方式によって判定される。例えば、基準発振器が１００万分の（ｐｐｍ）５の最大誤りを有し、中心周波数が８００ＭＨｚである場合、最大周波数誤りは±４ＫＨｚである。この±４ＫＨｚ周波数誤りは、ＩＳＤＢ−Ｔでは方式３で１１１６Ｈｚのサブバンド間隔の場合±４ビンに対応し、ＤＶＢ−Ｈでは方式３で６９７ＨＺのサブバンド間隔の場合±６ビンに対応する。ＩＳＤＢ−Ｔについては、±４ビンのあいまい性が存在する。したがって、適切な周波数ビン誤りは、−４、−３、−２、−１、０、＋１、＋２、＋３および＋４のビン誤りについての９つの「周波数」仮定のうちの１つである。

受信機１５０は典型的に、最初に送信機１１０に合わせられるときにフレームタイミングを有しない。この場合、所与のＯＦＤＭ記号に対して、受信機１５０は、分散パイロットがインタレース０、３、６または９で受信されたのかどうかを知らない。図２に示されているように、０のパイロットオフセットはインタレース０で送信された分散パイロットに対応し、１のパイロットオフセットはインタレース３で送信された分散パイロットに対応し、２のパイロットオフセットは、インタレース６で送信された分散パイロットに対応し、３のパイロットオフセットは、インタレース９で送信された分散パイロットに対応する。したがって、４つのパイロットオフセットのあいまい性が存在する。したがって、適切なパイロットオフセットは、０、１、２、および３のパイロットオフセットについての４つの「時間」仮定のうちの１つである。

周波数ビン誤りの推定は、様々な方法で実行されてよい。一実施形態では、この推定は、周波数ビン誤りとパイロットオフセットとの両方がわからないという仮定に基づいて実行される。この実施形態のために、複数の仮定は周波数および時間のために一緒に形成される。別の実施形態では、周波数ビン誤りを判定する第１ステップと、パイロットオフセットを判定する第２ステップとの２つのステップで実行される。この実施形態のために、複数の仮定は周波数と時間について別々に形成される。周波数ビン誤りの推定はまた、様々な距離に基づいて実行されてもよい。一実施形態では、この推定は、受信記号を逆拡散することから導き出される距離に基づいて実行される。別の実施形態では、この推定は、受信記号を相関させることから導き出される距離に基づいて実行される。

表２は、４つの例示的な周波数ビン誤りの推定方式、各方式のための仮定および距離、ならびに各方式が適用可能なシステムを挙げる。明確にするために、方式１および４が、以下に具体的に説明される。

表２の周波数ビン誤りの推定方式１のために、周波数ビン誤りとパイロットオフセットとの異なる組合せについて、複数の周波数／時間仮定が形成される。評価するための周波数／時間仮定の総数は、周波数ビン誤りについての（周波数の不確実性についての）仮定の数と、パイロットオフセットについての（時間の不確実性についての）仮定の数との積に等しく、ＩＳＤＢ−Ｔのために上述された例について、９×４＝３６の周波数／時間仮定となる。周波数ビン誤りとパイロットオフセットとの両方について適切な仮定は、１つの周波数／時間仮定であり、残りの周波数／時間仮定は不適切なものである。

いかなる周波数誤りもない、受信機１５０で受信された記号は、次のように表わされることができる。

この式において、Ｓ_ｋ（ｌ）は、ＯＦＤＭ記号周期ｌの中のサブバンドｋで送信される変調記号であり、
Ｈ_ｋ（ｌ）は、ＯＦＤＭ記号周期ｌの中のサブバンドｋについてのチャネル利得であり、
Ｚ_ｋ（ｌ）は、ＯＦＤＭ記号周期ｌの中のサブバンドｋについての受信記号であり、
Ｎ_ｋ（ｌ）は、ＯＦＤＭ記号周期ｌの中のサブバンドｋについての雑音である。

Ｓ_ｋ（ｌ）は、データ記号またはパイロット記号であってよい。パイロット記号は、ＰＢＲＳ系列に基づいて生成され、サブバンドｋについてのパイロット記号は、Ｓ_ｋ（ｌ）＝（４／３）・ｗｋとして与えられてもよく、この式での４／３は、データに対するパイロットについてのスケーリング因子である。

周波数誤りがｘ個のビンであり、分数の周波数誤りΔｆが回転装置４１４によって除去されていると仮定すると、ＯＦＤＭ記号周期ｌおよびｌ＋１についての受信記号は、次のように表わされることができる。

ここで、Ｇは保護区間の比率である。式（４）および（５）で示されているように、ｘ個のビンの周波数誤りは、受信機でサブバンドｋ＋ｘ上で受信される、サブバンドｋ上で送信される変調記号になる。因子ｅ^{ｊ２π・ｘ・Ｇ}は、ｘ個のビンの周波数誤りを伴うＯＦＤＭ記号ｌについての受信記号の位相に対する、ＯＦＤＭ記号ｌ＋１についての受信記号の中の相回転によるものである。

一実施形態で、各周波数／時間仮定は、ｌからｌ＋３までの４つの連続するＯＦＤＭ記号のセットをカバーする(covers)。仮定されたｘ個のビンの周波数誤りおよび仮定されたｙのパイロットオフセットに対応する所与の周波数／時間仮定Ｈ_ｘ，ｙは、以下のように評価されてもよい。はじめに、周波数ビン誤りｘおよびパイロットオフセットｙに対応するパイロットサブバンドから受信記号が抽出される。特に受信記号は、ｙ＝０については４つのＯＦＤＭ記号の中のインタレースｘ、ｘ＋３、ｘ＋６およびｘ＋９から、ｙ＝１については４つのＯＦＤＭ記号の中のインタレースｘ＋３、ｘ＋６、ｘ＋９およびｘから、ｙ＝２については４つのＯＦＤＭ記号の中のインタレースｘ＋６、ｘ＋９、ｘ、およびｘ＋３から、ｙ＝３については４つのＯＦＤＭ記号の中のインタレースｘ＋９、ｘ、ｘ＋３およびｘ＋６から抽出される。各ＯＦＤＭ記号のために抽出された受信記号はその後、逆拡散記号を取得するために、ＰＢＲＳ系列の対応するビットを用いて逆拡散される。ｘ個のビンの周波数誤りによるＯＦＤＭ記号間の相回転を説明するために、ＯＦＤＭ記号ｌ＋１、ｌ＋２およびｌ＋３のための逆拡散記号には、それぞれｅ^{−ｊ２π・ｘ・Ｇ}、ｅ^{−ｊ４π・ｘ・Ｇ}、ｅ^{−ｊ６π・ｘ・Ｇ}が掛けられる。この処理の結果は、パイロットサブバンドのための推定チャネル利得（または単に、チャネル利得）である。パイロットオフセットｙ＝０、１、２および３についての仮定Ｈ_ｘ，ｙについてのチャネル利得は以下に示される。

ここで、Ｔ＝１２・（Ｓ−１）は、インタレース０における最後のサブバンドの指標である。

式（６）の中の各仮定Ｈ_ｘ，ｙは、１行が各ＯＦＤＭ記号のためのものである、チャネル利得の４つの行を含む。各行は、１つのＯＦＤＭ記号の中のＳ個のパイロットサブバンドのためのＳ個のチャネル利得を含む。チャネル利得は、周波数ビン誤りｘおよびパイロットオフセットｙによって異なるサブバンドから抽出される受信記号から導き出される。

一実施形態で、周波数／時間仮定Ｈ_ｘ，ｙのために、チャネルインパルス応答推定値に基づいて距離が導き出される。この実施形態について、仮定Ｈ_ｘ，ｙについての４つのＯＦＤＭ記号からのチャネル利得は、最初にサブバンド指数に基づいてソートされる。例えば、仮定Ｈ_ｘ，０について、ソートされたチャネル利得は次のように与えられてもよい。

次いでＦＦＴ／ＤＦＴは、４Ｓのチャネルタップを用いて時間領域のチャネルインパルス応答推定値を取得するために、４Ｓのソートされたチャネル利得｛Ｈ_ｘ，ｙ｝上で実行することができ、この｛Ｈ_ｘ，ｙ｝は、次のようにして求めることができる。

４Ｓは２のべき乗ではないので、チャネル利得｛Ｈ_ｘ，ｙ｝は、二乗までゼロで埋めることができ、その後、ゼロで埋められたチャネル利得上でＦＦＴを実行することができる。

一般に、チャネル利得は任意の数のインタレースおよび各インタレースの中の任意の数のサブバンドのために取得されてもよい。チャネルインパルス応答推定値の長さはチャネル利得の数によって決まり、おそらくは４Ｓよりも短い。表１に示されているように、ＤＶＢ−Ｈは、ＩＳＤＢ−Ｔよりも多くの分散パイロットサブバンドを有する。計算上の複雑さを減少させるために、分散パイロットサブバンドのサブセットが、各仮定のための距離を導き出すために使用されてもよい。例えば、各ＯＦＤＭ記号の中の最初の１６、３２および６４のパイロットサブバンドは、それぞれＤＶＢ−Ｈの中で方式１、２および３のために使用されてもよい。その後、各仮定のためのチャネルインパルス応答推定値は、それぞれ方式１、２および３のために６４−、１２８−および２５６−ポイントのＦＦＴを使用して導き出されてもよい。ＦＦＴのサイズは、使用するために選択されたパイロットサブバンドの数の４倍である。

仮定Ｈ_ｘ，ｙが誤った仮定である場合、以下の場合のうちの１つまたは両方が当てはまる。

１．抽出された受信記号は、ランダムな複素数値を有する受信データ記号である。ＰＲＢＳ逆拡散の後、逆拡散記号はランダムな複素数値のままである。
２．抽出された受信記号は、３つのサブバンドの倍数によって適切な周波数配置からシフトされた受信パイロット記号である。これらの受信パイロット記号がＰＢＲＳ系列を用いて逆拡散される場合、結果として生じる逆拡散記号はランダムな、スクランブルされた値である。
上の２つの場合のいずれにおいても、逆拡散記号は雑音が多く、チャネル利得を代表するものではない。これらの雑音の多い逆拡散記号から導き出されたチャネルインパルス応答推定値は、大部分が雑音を含む。

反対に、仮定Ｈ_ｘ，ｙが適切な仮定である場合、抽出された受信記号は、時間と周波数の両方の中で正しく配置された受信パイロット記号である。これらの受信パイロット記号がＰＲＢＳ系列を用いて逆拡散される場合、結果として生じる逆拡散記号はチャネル利得の優良な推定値である。その後、チャネルインパルス応答推定値は、これらのチャネル利得に基づいて導き出されてもよい。このチャネルインパルス応答推定値は、雑音フロアより上にある信号成分を含む。

距離は、様々な方法で、チャネルインパルス応答推定値に基づいて定義されてもよい。一実施形態においては、距離

は、チャネルインパルス応答推定値の中の最大タップのエネルギーに設定され、次のように表わされることができる。

別の実施形態においては、距離

は、チャネルインパルス応答推定値の中のすべてのタップの総エネルギーに設定され、次のように表わされることができる。

さらに別の実施形態では、距離

は、チャネルインパルス応答推定値の中の大きなタップのエネルギーに設定され、次のように表現されてもよい。

この式において、Ｅ_ｔｈは、所与のタップが大きいかどうかを判定するために使用されるしきい値である。Ｅ_ｔｈは固定値か、またはすべてのタップの総エネルギーの所定のパーセンテージ（例えば１０％など）に設定されてもよい。

さらに別の実施形態で、距離

は、次のように、ＯＦＤＭ記号の複数（Ｌ）のセットのために取得された距離の非コヒーレント合計に設定される。

この式において、Ｍ_ｘ，ｙ（ｉ）は、ＯＦＤＭ記号セットｉのために取得された距離である。Ｍ_ｘ，ｙ（ｉ）は、式（９）、（１０）または（１１）に基づいて取得されてもよい。Ｌ個のＯＦＤＭ記号セットは互いに隣接していてもよく、または時間とともに拡散されてもよい。

一般に、距離Ｍ_ｘ，ｙは、式（９）、（１０）、（１１）、（１２）またはその他の式に基づいて、仮定Ｈ_ｘ、ｙのために導き出されてもよい。上述の実施形態については、ＦＦＴ動作はコヒーレントにチャネル利得｛Ｈ_ｘ、ｙ｝を合計し、チャネルタップ｛ｈ_ｘ、ｙ｝を提供する。このコヒーレント合計は、高度な処理利得を提供し、ＳＮＲが低い状況であっても優良な検波能力を与える。一部の別の実施形態で、距離Ｍ_ｘ，ｙは、例えばチャネル利得のエネルギーを合計することなどによる別の方法で、チャネル利得｛Ｈ_ｘ、ｙ｝に基づいて導き出されてもよい。

いずれの場合でも、距離Ｍ_ｘ，ｙは各周波数／時間仮定のために取得される。すべての周波数／時間仮定についての距離は比較されてもよく、最大の距離を備えた仮定は、適切な仮定として提供されてもよい。適切な仮定についての周波数ビン誤りは、図４に示されているように、回転装置４１４に提供されてもよい。適切な仮定についてのパイロットオフセットは、チャネル推定器４２２、および場合によっては受信機１５０内部のその他の処理ユニットに提供されてもよい。

図５は、図４のＯＦＤＭ復調器１６０内部の推定器４２０の実施形態である、周波数ビン誤り推定器４２０ａのブロック図を示す。推定器４２０ａの内部で、制御装置５１０は、周波数誤りの範囲（例えば±４ビンなど）、およびパイロットオフセットがわかっているかどうかを示す入力を受信する。制御装置５１０は、すべての周波数および／または時間の不確実性をカバーする仮定を形成する。逆拡散装置５１２はＫ個の総サブバンドのために受信記号を取得し、評価される仮定Ｈ_ｘ、ｙについての正しいサブバンドから受信記号を抽出し、ＰＢＲＳ系列を用いて抽出された受信記号の逆拡散を実行し、チャネル利得｛Ｈ_ｘ、ｙ｝を取得するために、ｖが評価されるセットの中の４つのＯＦＤＭ記号のための０、１、２および３であるｅ^{−ｊ２π・ｖ・ｘ・Ｇ}によって、各ＯＦＤＭ記号のために逆拡散記号を回転させる。

チャネル推定器４２２は、各仮定Ｈ_ｘ、ｙについてのチャネル利得を受信し、その仮定についてのチャネルインパルス応答推定値｛ｈ_ｘ、ｙ｝を導き出す。距離計算装置５４１は、例えば上述の実施形態のうちの任意のものを使用して、チャネルインパルス応答推定値に基づいて、各仮定についての距離Ｍ_ｘ，ｙを導き出す。装置５１４は、式（１２）の中で示されているように、異なるＯＦＤＭ記号セットのために取得された複数の距離を非コヒーレントに合計してもよく、または例えば高速フェージングチャネルのために、この非コヒーレント合計を省略してもよい。検波装置５１６はすべての仮定についての距離を受信して、最大の距離を識別し、最大距離を備えた仮定を適切な仮定として提供する。

表２の周波数ビン誤り推定方式４について、周波数ビン誤りは、パイロットサブバンドに関してあいまい性が存在しないように、すべてのＯＦＤＭ記号周期の中で同じインタレース上で送信される連続パイロットに基づいて判定されてもよい。一旦周波数ビン誤りが判定されると、パイロットオフセットは、分散パイロットに基づいて確認されてもよい。周波数ビン誤りとパイロットオフセットとを分離することによって、周波数ビン誤りは、±６ビンの周波数誤り範囲の場合、１３個の周波数仮定で判定されてもよく、パイロットオフセットは４つの時間仮定で判定されてもよい。

周波数仮定Ｈ_ｘは、仮定されたｘビンの周波数誤りに対応する。評価するための周波数仮定の数は、周波数誤りの範囲によって決まる。各周波数仮定は、以下のように評価されてもよい。

仮定Ｈ_ｘが適切であれば、連続パイロット記号はｋ∈ＣＰの場合、サブバンドｋ＋ｘ上で受信され、ここでＣＰは考慮されるべき連続パイロットサブバンドのセットを意味する。ＣＰは、連続パイロットサブバンドのすべてか、またはサブセットを含んでもよい。式（４）および（５）は、このとき、次のように表わされることができる。

ここで

は、サブバンドｋ上で送信されるパイロット記号である。すべてのＯＦＤＭ記号のために同じＰＢＲＳ系列が使用されるので、パイロット記号はＯＦＤＭ記号指数ｌの関数ではない。

無線チャネルが２つの連続するＯＦＤＭ記号周期の間、比較的変化しない場合、すべてのサブバンドについてＨ_ｋ（ｌ＋１）＝Ｈ_ｋ（ｌ）である。この場合、各パイロットサブバンドのための２つのＯＦＤＭ記号ｌおよびｌ＋１の中の２つの受信シンボル間の相関は、次のように表わされることができる。

相関結果は、次のように、すべてのパイロットサブバンドの間で累算されてもよい。

相関結果はさらに、次のように、複数の相関区間の間で累算されてもよい。

各相関区間は、ＯＦＤＭ記号の異なるペアに対応する。例えば、第１累算結果は式（１６）に示されているように、ＯＦＤＭ記号ｌおよびｌ＋１のために取得されてよく、第２累算結果はＯＦＤＭ記号ｌ＋１およびｌ＋２のために取得されてよく、第３累算結果はＯＦＤＭ記号ｌ＋２およびｌ＋３のために取得されてよく、第４累算結果はＯＦＤＭ記号ｌ＋３およびｌ＋４のために取得されてもよい。その後、４つの累算結果は、式（１７）に示されている全体の結果を得るために合計されてもよい。一般に、相関結果は任意の数のサブバンドおよび任意の数のＯＦＤＭ記号の間で累算されてもよい。

仮定された周波数ビン誤りｘが実際の周波数ビン誤りｍに等しくないため、またはｘ≠ｍであるために、仮定Ｈ_ｘが適切でなければ、受信データ記号は、ｋ∈ＣＰの場合サブバンドｋ＋ｘから抽出される。ここで式（４）および（５）は次のように表わされることができる。

ここでＤ_{ｋ＋ｘ−ｍ}（ｌ）およびＤ_{ｋ＋ｘ−ｍ}（ｌ＋１）は、それぞれＯＦＤＭ記号ｌおよびｌ＋１の中で、サブバンドｋ＋ｘ−ｍ上で送信されるデータ記号である。抽出された受信記号は、次のように、パイロットサブバンドの間で相関され、累積されてもよい。

式（２０）は、チャネル利得の振幅の二乗が、データ記号Ｄ_{ｋ＋ｘ−ｍ}（ｌ）およびＤ_{ｋ＋ｘ−ｍ}（ｌ＋１）のランダムな性質のために、コヒーレントに合計されないということを示している。データ記号が、典型的な場合であるが、ゼロ平均で独立同分布（independently and identically distributed）（ｉｉｄ）である場合、累積結果は次のように与えられる。

式（２１）は、累算が十分な数のＯＦＤＭ記号で実行される場合、累算結果がゼロに近づくということを示している。

距離

は、仮定Ｈ_ｘのために次のように定義されてもよい。

式（２２）において、相関結果

は、周波数と時間との両方についてコヒーレントに合計され、累積結果はｅ^{ｊ２π・ｘ・Ｇ}によって回転され、回転結果の実数部分は距離

として提供される。仮定Ｈ_ｘが適切な場合、回転結果は大きな正の実数部分を有するであろう、そして、距離

は、大きな値である。反対に、仮定Ｈ_ｘが不適切な場合、そのときは、回転結果は小さな値であり、、距離

も同様に小さな値である。

上の説明は、無線チャネルが相関区間で比較的変化しないことを仮定している。この仮定は、高速フェージングチャネルについては当てはまらない場合があり、受信記号間の相関は、このとき、次のように表わされることができる。

ここでθ_ｋ（ｌ）は、ＯＦＤＭ記号周期ｌおよびｌ＋１の間にサブバンドｋによって観測された無線チャネルの中の位相差についての確率変数である。異なるチャネルの認識のため、および複数のＯＦＤＭ記号周期のために、コンピュータシミュレーションが実行されている。各ＯＦＤＭ記号周期のために、位相差は各パイロットサブバンドについて判定され、すべてのパイロットサブバンドについての位相差は柱状グラフとして表されている。この柱状グラフは、典型的に単一の節点ピークを有する。

θ_ｋ（ｌ）が９０°、１８０°または２７０°の付近で中心に置かれる場合、このとき、つぎの距離

は、優れた能力(performance)を提供する。

式（２４）において、相関結果は周波数と時間との両方についてコヒーレントに合計され、累算結果の二乗された振幅は、距離

として提供される。

高速フェージングチャネルでは、単一の節点ピークは１つの相関区間から次のものへ素早くシフトしてもよい。例えば、このピークは１つの相関区間では０°の付近で中心に置かれてもよく、次の相関区間では１８０°にシフトしてもよい。したがってθ_ｋ（ｌ）は、連続する相関区間の中の位相のほとんど外側にあってもよい。この場合、距離

は、次のように定義されてもよい。

式（２５）では、相関結果は（１）パイロットサブバンドのためのθ_ｋ（ｌ）の単一節点の分布を利用するために、周波数についてはコヒーレントに合計され、（２）θ_ｋ（ｌ）における速く、ランダムな変化を説明するために、時間については非コヒーレントに合計される。距離

は、高速フェージングチャネルのために優れた能力を提供することができる。

一般に、距離

は、変化のない(static)低速フェージングチャネルのために適しており、距離

は、高速フェージングチャネルのために適している。距離

は、次のとおり、

および

に基づいて定義されてもよい。

この式でαは、

および

に与えられるべき重みを判定する、重み要素である。

は、α＝１の場合

に等しく、α＝０の場合、

に等しく、０＜α＜１の場合

と

との重み付き合計に等しい。コンピュータシミュレーションは、低速と高速との両方のフェージングチャネルのために、α＝０．２が優れた能力を提供するということを示す。またαは、変更可能な値であってもよい。

一般に、距離Ｑ_ｘは式（２２）、（２４）、（２５）、（２６）または何らかのその他の式に基づいて、仮定Ｈ_ｘのために導き出されてもよい。距離Ｑ_ｘは各周波数仮定について計算されてもよく、すべての仮定についての距離は比較されてもよい。最大の距離を備えた仮定は、次のとおり、適切な仮定として与えられてもよい。

一旦周波数ビン誤りが連続パイロットに基づいて判定されると、パイロットオフセットは分散パイロットに基づいて判定されてもよい。時間仮定Ｈ_ｙは仮定されたパイロットオフセットｙに対応しており、分散パイロットがＯＦＤＭ記号周期ｌの中のインタレース３ｙで送信されたということを意味する。ｙ＝０、１、２および３について４つの時間仮定が形成され、各仮定は以下のように評価されてもよい。仮定Ｈ_ｙについては、分散パイロットは、ＯＦＤＭ記号周期ｌおよびｌ＋４の中で、ｊ＝０、１、２、．．．、についてサブバンド

で送信されていると仮定される。ここで、各パイロット記号のためのＯＦＤＭ記号周期ｌおよびｌ＋４の中の２つの受信記号間の相関は、このとき、次のように表わされてもよい。

上述の式の中で、

を

と置き換えることによって、距離Ｑ_ｙが仮定Ｈ_ｙのために導き出されてもよい。４つの時間仮定のために、４つの距離が取得される。最大の距離を備えた時間仮定は、適切な仮定として提供されてもよい。

図６は、図４のＯＦＤＭ復調器１６０内部の推定器４２０の別の実施形態である、周波数ビン誤り推定器４２０ｂのブロック図を示す。推定器４２０ｂの内部で、制御装置６１０は周波数誤りの範囲（例えば±４ビンなど）、およびパイロットオフセットがわかっているかどうかを示す入力を受信する。制御装置６１０は、すべての周波数の不確実性をカバーする周波数仮定のセットと、すべての時間の不確実性をカバーする時間仮定のセットとを形成する。相関装置６１２はＫ個の総サブバンドのために受信記号を取得し、評価される仮定Ｈ_ｘまたはＨ_ｙについて正しいサブバンドから受信記号を抽出し、抽出された受信記号上で相関を実行して、異なるサブバンドおよび相関区間のために相関結果を提供する。

距離計算装置６１４は、例えば上述の実施形態のうちの任意のものを使用して、各仮定のために、その仮定についての相関結果に基づいて距離Ｑ_ｘまたはＱ_ｙを導き出す。装置６１４はサブバンドの中で相関結果をコヒーレントに合計してもよく、相関区間の中でコヒーレントに、または非コヒーレントに合計を行ってもよい。検波装置６１６はすべての周波数仮定についての距離を受信し、最大距離を識別して、最大距離を備えた周波数仮定についての周波数ビン誤りを、推定された周波数ビン誤りとして提供する。検波装置６１６はまた、すべての時間仮定についての距離を受信し、最大距離を識別して、最大距離を備えた時間仮定についてのパイロットオフセットを、適切なパイロットオフセットとして提供する。

表２の方式２について、仮定は周波数ビン誤りのためとパイロットオフセットのために一緒に形成され、各仮定は、例えば式（２２）、（２４）、（２５）および／または（２６）の中で示されている距離などの相関に基づく距離を使用して評価される。表２の方式３について、仮定は周波数ビン誤りのためとパイロットオフセットのために別々に形成され、各仮定は、例えば式（９）、（１０）、（１１）および／または（１２）の中で示されている距離などの逆拡散に基づく距離を使用して評価される。方式はまた、逆拡散に基づく距離と相関に基づく距離との組合せを使用してもよい。例えば、逆拡散に基づく距離は周波数仮定のために使用され、相関に基づく距離は時間仮定のために使用されてもよい。その他の方法で定義されるその他の距離もまた、仮定を評価するために使用されてよい。

図７は、受信記号を逆拡散することによって、周波数誤り推定を実行するためのプロセス７００の実施形態を示す。時間領域入力サンプルは、Ｋ個の総サブバンドのための周波数領域受信記号を取得するために処理される（ブロック７１０）。異なる周波数ビン誤り（またはビンオフセット）、異なるパイロットオフセット、または周波数ビン誤りとパイロットオフセットとの異なる組合せのために、複数の仮定が形成される（ブロック７１２）。各仮定のために、仮定によって判定された正しいサブバンドから受信記号が抽出される（ブロック７１４）。抽出された受信記号は、（１）異なる記号周期の中の異なるサブバンドのセット上で送信される分散パイロットのためのもの、および／または（２）すべての記号周期の中の同じサブバンドのセット上で送信される連続パイロットのためのものであると仮定される。各仮定のために抽出された受信記号は、その仮定のための逆拡散記号を取得するために、例えばＰＢＲＳ系列などのスクランブリング系列を用いて逆拡散される（ブロック７１６）。次いで、その仮定のための逆拡散記号に基づいて、各仮定のために距離が導き出される（ブロック７１８）。ブロック７１８について、チャネルインパルス応答推定値は、仮定のための逆拡散記号に基づいて各仮定のために導き出されてもよい。次いで各仮定についての距離は、上述のように、仮定のためのチャネルインパルス応答推定値に基づいて導き出されてもよい。いずれの場合でも、周波数ビン誤りおよび／またはパイロットオフセットは、評価されるすべての仮定についての距離に基づいて判定される（ブロック７２０）。

図８は、受信記号を相関させることによって周波数誤り推定を実行するためのプロセス８００の実施形態を示す。時間領域入力サンプルは、Ｋ個の総サブバンドのための周波数領域受信記号を取得するために処理される（ブロック８１０）。異なる周波数ビン誤り、異なるパイロットオフセット、または周波数ビン誤りとパイロットオフセットとの異なる組合せのために、複数の仮定が形成される（ブロック８１２）。各仮定のために、仮定によって判定された正しいサブバンドから、複数の記号周期の中の受信記号が抽出される（ブロック８１４）。抽出された受信記号は、分散パイロットのためのもの、および／または連続パイロットのためのものであると仮定される。各仮定について、その仮定についての相関結果を取得するために、各サブバンドのために抽出された受信記号上で相関が実行される（ブロック８１６）。次いで各仮定のために、すべてのサブバンドについての相関結果、およびその仮定についての相関区間に基づいて、距離が導き出される（ブロック８１８）。例えば、各仮定についての距離は、サブバンドの中で相関結果をコヒーレントに合計することによって、および相関区間の中で相関結果をコヒーレントに、または非コヒーレントに合計することによって導き出されてもよい。距離はまた、例えば式（２６）の中で示されているように、異なる累算方式を用いて取得された距離の重み付き合計に基づいて導き出されてもよい。いずれの場合でも、周波数ビン誤りおよび／またはパイロット位相は、評価されるすべての仮定についての距離に基づいて判定される（ブロック８２０）。

図９は、複数の段階で周波数誤り推定を実行するためのプロセス９００の実施形態を示す。周波数誤りは、周波数誤りの範囲についての仮定の第１セットを評価することによって、第１パイロット（例えば連続パイロット）に基づいて判定される（ブロック９１２）。パイロットオフセットは、パイロットオフセットのセットについての仮定の第２セットを評価することによって、および第１パイロットから判定された周波数誤りを用いて、第２パイロット（例えば分散パイロット）に基づいて判定される（ブロック９１４）。仮定の２つのセットは、同じ距離または異なる距離を使用して評価されてもよい。

プロセス７００、８００および／または９００は、図４の周波数ビン誤り推定器４２０、図１のコントローラ／プロセッサ１８０、および／または受信機１５０の何らかのその他の処理装置によって実行されてもよい。

本明細書で説明されている技術は、様々な手段でインプリメントされてもよい。例えば、これらの技術はハードウェア、ファームウェア、ソフトウェアまたはそれらの組合せの中でインプリメントされることができる。ハードウェアのインプリメンテーションの場合、周波数誤り推定を実行するために使用される処理装置は、１つまたは複数の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、デジタル信号処理装置（ＤＳＰＤ）、プログラマブル論理装置（ＰＬＤ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、電子装置、本明細書で説明されている機能を実行するために設計されたその他の電子装置、またはそれらの組合せの中でインプリメントされることができる。

ファームウェアおよび／またはソフトウェアのインプリメンテーションの場合は、本技術は、本明細書で説明されている機能を実行するモジュール（例えば手順、機能およびその他）を用いてインプリメントされてもよい。ソフトウェアコードはメモリ（例えば図１のメモリ１８２など）の中に記憶され、プロセッサ（例えばプロセッサ１８０など）によって実行されてもよい。メモリは、プロセッサの内部か、またはプロセッサの外部でインプリメントされてもよい。

開示された実施形態の上記の説明は、いずれの当業者も本発明を作りまたは使用することを可能にするように、提供されている。これらの実施形態に対する様々な修正は、当業者には容易に明らかだろう、そして、ここに定義される包括的な原理は、本発明の精神または範囲から逸脱することなく、別の実施形態に適用されることができる。したがって本発明は、ここに示される実施形態に限定されるようには意図されておらず、ここに開示される原理および新規の特徴と整合する最も広い範囲が与えられるべきである。

送信機および受信機を示すブロック図。 サブバンドの構造を示す図。 ＤＶＢ−Ｈのパイロット構造を示す図。 ＩＳＤＢ−Ｔのパイロット構造を示す図。 受信機でのＯＦＤＭ復調器を示す図。 周波数ビン誤り推定器の実施形態を示す図。 周波数ビン誤り推定器の実施形態を示す図。 受信記号を逆拡散することによって、周波数誤り推定を実行するためのプロセスを示す図。 受信記号を相関させることによって、周波数誤り推定を実行するためのプロセスを示す図。 ステージにおいて周波数誤り推定を実行するためのプロセスを示す図。

Claims (21)

1. 複数の仮定の各々について、複数のサブバンドおよび複数の記号周期についての受信記号上で相関を実行するように、前記仮定についての相関結果に基づいて各仮定について距離を導き出すように、そして、前記複数の仮定について導き出された距離に基づいて周波数誤りを判定するように、構成された少なくとも１つのプロセッサと、
   前記少なくとも１つのプロセッサに結合されたメモリと、
   を備え、
   各仮定のための、少なくとも１つのプロセッサは、相関区間について中間値を取得するために各相関区間の中の前記複数のサブバンドについて相関結果をコヒーレントに合計するように、第１値を取得するために前記複数の相関区間について中間値をコヒーレントに合計するように、第２値を取得するために前記複数の相関区間について前記中間値を非コヒーレントに合計するように、そして、前記第１値と第２値の合計に基づいて前記仮定について前記距離を導き出すように、構成されている装置。
2. 前記少なくとも１つのプロセッサは、周波数誤りの範囲について前記複数の仮定を形成するように構成されており、各仮定は、異なる仮定された周波数誤りに対応する、請求項１に記載の装置。
3. 前記少なくとも１つのプロセッサは、複数のパイロットオフセットについて前記複数の仮定を形成するように構成されており、各仮定は、所与の記号周期の中のパイロットのために使用される異なるサブバンドのセットに対応する、請求項１に記載の装置。
4. 各仮定のために、前記少なくとも１つのプロセッサが、前記仮定によって判定された前記複数のサブバンドについての前記複数の記号周期の中の受信記号を抽出するように、そして、前記複数のサブバンドの各々についての前記抽出された受信記号上で相関を実行するように、構成されている、請求項１に記載の装置。
5. 前記抽出された受信記号は、異なる記号周期の中の異なるサブバンドのセット上で送信される分散パイロットのためのものであると仮定される、請求項４に記載の装置。
6. 前記抽出された受信記号は、所定のサブバンドのセット上で送信される連続パイロットのためのものであると仮定される、請求項４に記載の装置。
7. 各相関区間は、異なる記号周期のペアをカバーする、請求項１に記載の装置。
8. 前記少なくとも１つのプロセッサは、各仮定についての複数の相関区間について相関結果をコヒーレントに合計するように構成されており、各相関区間は、異なる記号周期のペアをカバーする、請求項１に記載の装置。
9. 前記少なくとも１つのプロセッサは、各仮定についての複数の相関区間について相関結果を非コヒーレントに合計するように構成されており、各相関区間は、異なる記号周期のペアをカバーする、請求項１に記載の装置。
10. 複数の仮定の各々についての複数のサブバンドおよび複数の記号周期について受信記号上で相関を実行することと、
    前記仮定についての相関結果に基づいて各仮定について距離を導き出すことと、
    前記複数の仮定について導き出された距離に基づいて周波数誤りを判定することと、
    を備え、前記各仮定について前記距離を導き出すことは、
    前記相関区間について中間値を取得するために各相関区間の中の複数のサブバンドについて相関結果をコヒーレントに合計することと、
    第１値を取得するために前記複数の相関区間について中間値をコヒーレントに合計することと、
    第２値を取得するために前記複数の相関区間について前記中間値を非コヒーレントに合計することと、
    前記第１値と前記第２値との合計に基づいて前記仮定について前記距離を導き出すことと、
    を備える方法。
11. 各相関区間は、異なる記号周期のペアをカバーする、請求項１０に記載の方法。
12. 前記各仮定について前記距離を導き出すことは、前記複数の相関区間についての相関結果をコヒーレントにまたは非コヒーレントに合計することを備え、各相関区間は、異なる記号周期のペアをカバーする、請求項１０に記載の方法。
13. 複数の仮定の各々についての複数のサブバンドおよび複数の記号周期について受信記号上で相関を実行するための手段と、
    前記仮定についての相関結果に基づいて各仮定について距離を導き出すための手段と、
    前記複数の仮定について導き出された距離に基づいて周波数誤りを判定するための手段と、
    を備え、各仮定について前記距離を導き出すための前記手段は、
    前記相関区間について中間値を取得するために各相関区間の中の前記複数のサブバンドについて相関結果をコヒーレントに合計するための手段と、
    第１値を取得するために前記複数の相関区間について中間値をコヒーレントに合計するための手段と、
    第２値を取得するために前記複数の相関区間について前記中間値を非コヒーレントに合計するための手段と、
    前記第１値と前記第２値との合計に基づいて前記仮定について前記距離を導き出すための手段と、
    を備える装置。
14. 各仮定について前記距離を導き出すための前記手段は、前記複数のサブバンドについて相関結果をコヒーレントに合計するための手段、を備える請求項１３に記載の装置。
15. 各仮定について前記距離を導き出すための前記手段は、複数の相関区間について相関結果をコヒーレントにまたは非コヒーレントに合計するための手段、を備え、各相関区間は、異なる記号周期のペアをカバーする、請求項１３に記載の装置。
16. 各相関区間は、異なる記号周期のペアをカバーする、請求項１３に記載の装置。
17. コンピュータに、
    複数の仮定の各々についての複数のサブバンドおよび複数の記号周期について受信記号上で相関を実行することと、
    前記仮定についての相関結果に基づいて各仮定について距離を導き出することと、
    前記複数の仮定について導き出された距離に基づいて周波数誤りを判定することと、
    を実行させるように動作する場合のソフトウェアを含み、
    各仮定について前記距離を導き出すことは、
    前記相関区間について中間値を取得するために各相関区間の中の前記複数のサブバンドについて相関結果をコヒーレントに合計することと、
    第１値を取得するために前記複数の相関区間について中間値をコヒーレントに合計することと、
    第２値を取得するために前記複数の相関区間について前記中間値を非コヒーレントに合計することと、
    前記第１値と前記第２値との合計に基づいて前記仮定について前記距離を導き出すことと、
    を備える非一時的なコンピュータ可読媒体。
18. 前記第１値と前記第２値との合計は、前記第１値と前記第２値との重み付き合計を備える、請求項１に記載の装置。
19. 前記第１値と前記第２値との合計は、前記第１値と前記第２値との重み付き合計を備える、請求項１０に記載の方法。
20. 前記第１値と前記第２値との合計は、前記第１値と前記第２値との重み付き合計を備える、請求項１３に記載の装置。
21. 前記第１値と前記第２値との合計は、前記第１値と前記第２値との重み付き合計を備える、請求項１７に記載の非一時的なコンピュータ可読媒体。

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