CN102664856A - 通信系统中的粗略点频同步 - Google Patents

Abstract

本发明为通信系统中的粗略点频同步。为频点误差估计形成不同频点误差、导频偏移或者频点误差和导频偏移的组合的多个假设。对于每个假设，从假设确定的适当子带提取收到的码元。在一种方案中，用加扰序列对为每个假设提取的收到的码元进行解扩，获得这个假设的已解扩码元。基于已解扩码元得到每个假设的度量，例如通过基于已解扩码元得到信道冲激响应估计，然后基于信道冲激响应估计得到度量。在另一个方案中，将提取的每个假设的收到的码元进行相关处理，基于相关结果得到度量。对于这两种方案，基于所有被评测假设的度量，确定频点误差和/或导频偏移。

Description

通信系统中的粗略点频同步

本申请是申请日为2006年12月14日、申请号为200680047891.X、名称为“通信系统中的粗略点频同步”的中国专利申请的分案申请。

技术领域

笼统地说，本发明涉及通信。具体而言，本发明涉及在通信系统中实现频率同步的技术。

背景技术

正交频分复用（OFDM）是一种多载波调制技术，对于某些无线环境，它能提供良好的性能。OFDM将整个系统带宽划分成多个（K个）正交频率子带，也将它们称为载波、子载波、单载频等等。对于OFDM，每个子带都和能够调制数据的相应载波相联系。在以下描述中，“子带”和“载波”是同义词，可以互换。

在OFDM系统中，发射机处理（例如编码、交织和调制）业务数据，产生调制码元，并进一步将调制码元映射到总共K个子带。然后，发射机将每个OFDM码元周期的调制码元变换到时域，形成OFDM码元。发射机将这些OFDM码元发射给接收机。

接收机针对收自发射机的OFDM码元进行互补处理。接收机将收到的每个OFDM码元变换到频域，获得收到的K个子带的K个码元。收到的码元是发射机发送的调制码元带噪声带失真的版本。接收机通常都要进行频率同步来确定接收机处的频率误差。频率误差可能来源于多普勒偏移以及发射机和接收机处振荡器频率的差别等等。在特定的信道环境中，例如低信噪比（SNR）条件、快衰落等等，频率同步极具挑战性。此外，还需要快速完成频率同步，以便使处理开销尽可能少。

因此，在本领域需要一种技术用来在通信系统中进行频率同步。

发明内容

在这里描述了用于通信系统中进行频率同步的技术。接收机处的频率误差可以分解为小数部分和整数部分。小数部分小于一个频点间隔，可以按照现有技术中已知的方式估计和去除。频点间隔是相邻子带之间的间隔。整数部分也称为频点误差，是频点间隔的整数倍。频点误差可以用这里描述的技术来进行估计。

在频点误差估计的一个实施例中，一开始形成不同频点误差、不同导频偏移或者频点误差和导频偏移不同组合的多个假设。导频可以在不同的子带集合上发送，每个导频偏移对应于可能在上面发送导频的一个不同子带集合。对于每个假设，从假设确定的适当子带提取收到的码元。提取出来的收到的码元被假设为是（1）在不同码元周期中不同子带集合上发送的分散导频的和/或（2）在所有码元周期中固定的子带集合上发送的连续导频的。

在一个实施例中，利用加扰序列对提取的每个假设的收到的码元进行解扩，获得这个假设的已解扩码元。用这个加扰序列在发射机处产生分散和连续导频。然后基于每个假设的已解扩码元得到这个假设的度量，例如基于已解扩码元得到信道冲激响应估计，然后基于信道冲激响应估计得到度量。在另一个实施例中，将提取出来的每个假设的收到的码元进行相关处理，基于相关结果得到假设的度量。对于这两个实施例，都基于所有被评测假设的度量确定频点误差和/或导频偏移。

如同下面描述的一样，还可以用其它方式来进行频点误差估计。下面将详细描述本发明的各个方面和实施例。

附图说明

通过下面的详细描述，并参考附图，本发明的特征和实质会更加清楚。在附图中，相似的特征用相似的附图标记表示。在这些附图中：

图1是发射机和接收机的框图；

图2说明子带结构；

图3A和3B分别说明DVB-H和ISDB-T的导频结构；

图4说明接收机处的OFDM解调器；

图5和6说明频点（frequency bin）误差估计器的两个实施例；

图7说明通过对收到的码元解扩来进行频率误差估计的过程；

图8说明通过对收到的码元进行相关处理来进行频率误差估计的过程；以及

图9说明分级进行频率误差估计的过程。

具体实施方式

在这里用“示例性”这个词表示“用作实例、例子或说明”。在这里描述成“示例性”的任何实施例或设计都不必解释为相对于其它实施例或设计是优选的或有优势的。

这里描述的频率同步技术可以用于各种通信系统，例如OFDM系统、正交频分多址（OFDMA）系统、单载波-频分多址（SC-FDMA）系统等。OFDMA系统使用OFDM。SC-FDMA系统可以使用交织的FDMA（IFDMA）在遍布系统带宽的子带上进行发射，使用局域化的FDMA（LFDMA）在一块相邻子带上进行发射，或者使用增强的FDMA（EFDMA）在多块相邻子带上进行发射。总之，在频域利用OFDM发送调制码元，在时域利用SC-FDMA发送调制码元。

为了清楚起见，下面具体针对基于OFDM的两个示例性的系统描述这些技术，这两个系统实现手持式数字视频广播（DVB-H）和陆地电视广播的综合业务数字广播（ISDB-T）。DVB-H和ISDB-T都支持陆地通信网上的多媒体数字传输。对于2K、4K和8K的FFT点数，DVB-H具有3种工作模式。对于256、512和1K的FFT点数，ISDB-T具有3种工作模式。在2004年11月出版的文献ETSI EN 300744中描述了DVB-H，该文献的标题是“Digital Video Broadcasting(DVB);Framing structure,channel codingand modulation for digital terrestrial television”。在2003年7月出版的文献ARIB STD-B31中描述了ISDB-T，该文献的标题是“Transmission System forDigital Terrestrial Television Broadcasting”。公众都能得到这些文献。

图1是基于OFDM的系统100中发射机110和接收机150的框图，这一系统能够实现DVB-H、ISDB-T和/或某些其它设计。在发射机110处，发射（TX）数据处理器120接收和处理（例如格式化、编码、交织和码元映射）业务数据，产生数据码元。如同这里所使用的一样，数据码元是业务数据的调制码元，导频码元是导频的调制码元，这个导频是发射机和接收机双方都事先知道的数据，零码元是值为零的信号。

OFDM调制器130接收数据码元和导频码元，并将它们分别多路复用到数据子带和导频子带上。数据子带是用于发送业务数据的子带，导频子带是用于发送导频的子带。给定子带在一个OFDM码元周期里可以用作数据子带，在另一个OFDM码元周期里可以用作导频子带。OFDM码元周期是一个OFDM码元的持续时间，也称为码元周期。如同下面描述的一样，导频码元可以和数据码元一起多路复用。OFDM调制器130获得每个OFDM码元周期里总共K个子带的K个发射码元。每个发射码元可以是数据码元、导频码元或零码元。OFDM调制器130利用K点快速傅立叶逆变换（IFFT）或者离散傅立叶逆变换（IDFT）变换每个OFDM码元周期的K个发射码元，获得包含K个时域码片的已变换码元。然后，OFDM调制器130重复已变换码元的一部分，产生OFDM码元。重复的部分常常被称为循环前缀或保护间隔，用于对抗频率选择性衰落，频率选择性衰落是因为无线信道中的多径现象而在整个系统带宽上变化的频率响应。OFDM调制器130为每个OFDM码元周期提供OFDM码元。发射机单元（TMTR）132接收和处理（例如变换成模拟信号，放大、滤波和上变频）OFDM码元，产生已调制信号，通过天线134发射给接收机150。

在接收机150处，天线152从发射机110接收已调制信号，将收到的信号提供给接收机单元（RCVR）154。接收机单元154对收到的信号进行处理（例如滤波、放大、下变频和数字化），获得输入样本。OFDM解调器（Demod）160按照下面描述的方式处理输入样本，获得每个OFDM码元周期里总共K个子带的K个收到的码元。收到的码元包括数据子带的收到的数据码元，以及导频子带的收到的导频码元。OFDM解调器160进行频率同步来估计和去除接收机150处的频率误差。OFDM解调器160还利用信道估计对收到的数据码元进行数据解调/检测，获得数据码元估计，这些估计是发射机110发送的数据码元的估计。然后，接收（RX）数据处理器170处理（例如码元去映射、去交织和解码）这些数据码元估计，获得已解码数据。总之，OFDM解调器160和RX数据处理器170的处理与发射机110处OFDM调制器130和TX数据处理器120的处理互补。

控制器/处理器140和180分别控制发射机110和接收机150处各个处理单元的工作过程。存储器142和182分别为发射机110和接收机150储存数据和程序代码。

图2说明系统100的示例性子带结构200。将BW MHz的系统总带宽划分成多个（K个）子带，给予它们下标0~K-1，其中K可以是可配置值。相邻子带之间的间隔是BW/K MHz。对于子带结构200，将总共K个子带排列成12个不相交的交错。这12个交错不相交的含义是指K个子带中的每一个只属于一个交错。每个交错都包含大约K/12个子带，这些子带在总共K个子带中均匀分布，使得交错中的连续子带间隔开12个子带。于是，对于u∈{0,...,11}，交错u包含子带u、u+12、u+24、……下标u是交错下标，也是表明交错中第一子带的子带偏移。图2只画出了四个交错0、3、6和9。

图3A说明DVB-H的导频结构300。导频结构300包括连续导频和分散导频。连续导频是在C个子带上发送的，这C个子带分布在系统带宽上，其中的C依赖于模式。导频连续指的是在所有OFDM码元周期中，它都是在同样C个子带中发送的。这C个子带包括子带0、48、54、……、K-1，在ETSI EN 300744中给出。在每个OFDM码元周期里，分散码元是在一个交错内发送的。将DVB-H的发射时间划分成帧，每一帧都包括下标为0~67的68个OFDM码元。分散导频在OFDM码元0中的交错0，OFDM码元1中的交错3，OFDM码元2中的交错6，OFDM码元4中的交错9，OFDM码元5中的交错0等等上发送。因此分散导频是在每一组4个OFDM码元中同样的四个交错上发送的。

图3B说明ISDB-T的导频结构310。导频结构310只包括在每组4个OFDM码元中的交错0、3、6和9上发送的分散导频。ISDB-T的发射时间也划分成帧，每一帧包括204个OFDM码元，给予它们下标0~203。分散导频在OFDM码元0的交错0上发送，按照DVB-H的分散导频相同的方式在交错0、3、6和9之间循环。

对于DVB-H和ISDB-T，每个OFDM码元的导频码元都是基于从一个特定发生器多项式得到的伪随机二进制序列（PBRS）产生的。这个PBRS序列包含K个比特，由下式给出：

{w}={w₀,w₁,w₂,w₃,w₄,...,w_K-1}       （1）

对于k∈{0,...,K-1}，PBRS比特w_k用于产生用作子带k的导频码元的BPSK调制码元。对于u∈{0,3,6,9}，交错u的导频码元由PBRS比特{w_u,w_u+12,w_u+24,w_u+36,...}产生。

表1列出DVB-H和ISDB-T中三种模式一些参数的值。在表1中，给出的参数N、K、C和S是一个OFDM码元的。DVB-H和ISDB-T的分散导频子带的数量（S）以及DVB-H的连续导频子带的数量（C）都依赖于模式。对于ISDB-T，K是12的整数倍，交错0、3、6和9包含相同数量的导频子带。对于DVB-H，K不是12的整数倍，交错0包含的比交错3、6和9多一个导频子带。为了简单起见，在下面的描述中假设交错包含同样数量（S）的导频子带。

表1

在表1中，FFT点数比ISDB-T子带总数的两倍还要多，以便缓解对前端滤波的要求，同时使混叠噪声仍然保持较小。

图4是图1中接收机150处OFDM解调器160一个实施例的框图。在OFDM解调器160中，预处理器410从接收机单元154接收输入样本，进行处理，提供预处理后样本。预处理器410可以进行自动增益控制（AGC）、时序捕获、滤波、采样率转换、直流（DC）偏移消除和/或实现其它功能。预处理后样本的频率误差可以表示为：

f_err=m·f_bin+Δf           （2）

其中f_err是接收机处的总频率误差；

Δf是频率误差的小数部分，它小于一个频点间隔（bin）；

f_bin是一个频点间隔，它是相邻子带之间的间隔；以及

m是频率误差的整数部分，它是频点间隔的整数。频率误差的整数部分也称为频点误差或粗略点频（bin frequency）误差。

粗略频率估计器412基于预处理后样本，按照本领域公知的方式估计小数频率误差Δf。旋转器414从估计器412接收估计出来的小数频率误差

从频点误差估计器420接收估计出来的频点误差

从预处理后样本中去除估计出来的总频率误差，提供频率校正后的样本。循环前缀去除单元416去除附加在每个OFDM码元上的循环前缀，提供收到的样本。

FFT/DFT单元418针对每个OFDM码元周期对收到的样本进行快速傅立叶变换（FFT）或离散傅立叶变换（DFT），提供总共K个子带的频域收到的码元。频点误差估计器420基于收到的导频码元估计频点误差，提供估计出来的频点误差，如同下面所描述的一样。旋转器414可以从预处理后样本去除估计出来的频点误差，如图4所示。也可以是频点校正单元能够从收到的数据码元去除估计出来的频点误差（图4中没有画出）。信道估计器422基于收到的导频码元得到信道估计。信道估计可以是一个时域信道冲激响应估计，也可以是一个频域信道频率响应估计。数据解调器424利用信道估计对收到的数据码元进行数据解调/检测，提供数据码元估计。

虽然为了简单起见在图4中没有画出，但是OFDM解调器160可以包括处理单元用来进行精细频率跟踪、精细时间跟踪、帧同步和/或实现其它功能。

频点误差估计器420估计频点误差，并进一步确定分散导频偏移，分散导频偏移表明每个OFDM码元周期中用于分散导频的具体交错。最大频点误差由接收机150处基准振荡器的准确度，收到的已调制信号的中心频率，以及系统所用模式确定。例如，如果基准振荡器具有最大百万分之五（5ppm）的误差，中心频率是800MHz，那么最大频率误差是±4kHz。对于ISDB-T中的模式3，这个±4kHz频率误差对应于1116Hz子带间隔的±4个频点间隔，对于DVB-H中的模式3，这个±4kHz频率误差对应于697Hz子带间隔的±6个频点间隔。对于ISDB-T，有±4kHz个频点间隔的模糊。因此，正确的频点误差是-4、-3、-2、-1、0、+1、+2、+3和+4个频点间隔误差的9个“频率”假设之一。

首次调谐到发射机110的频率时，接收机150通常没有帧同步。在这种情况下，对于给定的OFDM码元，接收机150不知道分散导频是在交错0、3、6还是9上发送。如图2所示，导频偏移为0对应于分散导频是在交错0上发送，导频偏移为1对应于分散导频是在交错3上发送，导频偏移为2对应于分散导频是在交错6上发送，导频偏移为3对应于分散导频是在交错9上发送。于是有4个导频偏移的模糊。因此，正确的导频偏移是导频偏移0、1、2和3的4个“时间”假设之一。

可以用各种方式来进行频点误差估计。在一个实施例中，估计是基于频点误差和导频偏移都未知的假设进行的。对于这一实施例，针对频率和时间联合形成多个假设。在另一个实施例中，按照两步形成估计，第一步确定频点误差，第二步确定导频偏移。对于这一实施例，针对频率和时间分别形成多个假设。也可以基于各个度量来形成频点误差估计。在一个实施例中，估计是基于对收到的码元进行解扩得到的度量形成的。在另一个实施例中，估计是基于对收到的码元进行相关处理得到的度量形成的。

表2列出了4个示例性的频点误差估计方案，每个方案的假设和度量，以及能够应用各个方案的系统。为了清楚起见，下面详细说明方案1和4。

表2

方案	假设	度量	系统
				1	联合时频	基于解扩	DVB-H和ISDB-T
2	联合时频	基于相关处理	DVB-H和ISDB-T
				3	独立时频	基于解扩	DVB-H
4	独立时频	基于相关处理	DVB-H

对于表2中的频点误差估计方案1，针对频点误差和导频偏移的不同组合形成多个频率/时间假设。要评测的频率/时间假设的总数等于频点误差的假设数量（对于频率不确定性）和导频偏移的假设数量（对于时间不确定性）的乘积，对于上面描述的ISDB-T实例，这个乘积是9×4=36个频率/时间假设。一个频率/时间假设对于频点误差和导频偏移是正确的假设，其余频率/时间假设是不正确的。

可以将接收机150处收到的没有任何频率误差的码元表示为：

Z_k(l)=H_k(l)·S_k(l)+N_k(l)    （3）

其中S_k(l)是OFDM码元周期l中子带k上发送的调制码元；

H_k(l)是OFDM码元周期l中子带k的信道增益；

Z_k(l)是OFDM码元周期l中子带k上收到的码元；以及

N_k(l)是OFDM码元周期l中子带k的噪声。

S_k(l)可能是数据码元或导频码元。导频码元是基于PBRS序列产生的，子带k的导频码元可以由下式给出：S_k(l)=(4/3)·w_k，其中4/3是导频相对于数据的比例因子。

如果频率误差是x个频点间隔，并且假设已经由旋转器414去除了小数频率误差Δf，那么OFDM码元周期l和l+1的收到的码元可以表示为：

Z_k+x(l)=H_k(l)·S_k(l)+N_k+x(l)                         （4）

Z_k+x(l+1)=e^j2π·x·G·H_k(l+1)·S_k(l+1)+N_k+x(l+1)    （5）

其中G是保护间隔比。如同公式（4）和（5）所示，x个频点间隔的频率误差导致子带k上发送的调制码元在接收机处是在子带k+x上收到的。因子e^j2π·x·G是在频率误差为x个频点间隔的情况下，因为OFDM码元l+1的收到的码元相对于OFDM码元l的收到的码元的相位旋转。

在一个实施例中，每个频率/时间假设都覆盖一组四个连续的OFDM码元l~l+3。可以按照如下方式来评测与x个频点间隔的假设频率误差和假设的导频偏移y对应的给定频率/时间假设H_x,y。首先，从对应于频点误差x和导频偏移y的导频子带提取收到的码元。具体地说，从y=0的四个OFDM码元中的交错x、x+3、x+6和x+9，从y=1的四个OFDM码元中的交错x+3、x+6、x+9和x，从y=2的四个OFDM码元中的交错x+6、x+9、x和x+3，以及从y=3的四个OFDM码元中的交错x+9、x、x+3和x+6，提取收到的码元。然后利用PBRS序列的对应比特对提取出来的每个OFDM码元的收到的码元进行解扩来获得已解扩码元。将OFDM码元l+1、l+2和l+3的已解扩码元分别乘以e^-j2π·x·G、e^-j4π·x·G和e^-j6π·x·G，将x个频点间隔的频率误差引起的OFDM码元之间的相位旋转考虑进来。这一处理的结果就是导频子带的估计出来的信道增益（或者简而言之：信道增益）。y=0、1、2和3的导频偏移的假设H_x，y的信道增益由下式给出：

$H_{x,0}=\left\{\begin{array}{ccccc}[w_0\·Z_x\left(l\right),& w_{12}\·Z_{x+12}\left(l\right),& w_{24}\·Z_{x+24}\left(l\right),& ...,& w_T\·Z_{x+T}\left(l\right)]\\ [w_3\·Z_{x+3}(l+1),& w_{15}\·Z_{x+15}(l+1),& w_{27}\·Z_{x+27}(l+1),& ...,& w_{T+3}\·Z_{x+T+3}(l+1)]\·e^{-j2\mathrm{\π}\·x\·G}\\ [w_6\·Z_{x+6}(l+2),& w_{18}\·Z_{x+18}(l+2),& w_{30}\·Z_{x+30}(l+2),& ...,& w_{T+6}\·Z_{x+T+6}(l+2)]\·e^{-j4\mathrm{\π}\·x\·G}\\ [w_9\·Z_{x+9}(l+3),& w_{21}\·Z_{x+21}(l+3),& w_{33}\·Z_{x+33}(l+3),& ...,& w_{T+9}\·Z_{x+T+9}(l+3)]\·e^{-j6\mathrm{\π}\·x\·G}\end{array}\right\}$

$H_{x,1}=\left\{\begin{array}{ccccc}[w_3\·Z_{x+3}\left(l\right),& w_{15}\·Z_{x+15}\left(l\right),& w_{27}\·Z_{x+27}\left(l\right),& ...,& w_{T+3}\·Z_{x+T+3}\left(l\right)]\\ [w_6\·Z_{x+6}(l+1),& w_{18}\·Z_{x+18}(l+1),& w_{30}\·Z_{x+30}(l+1),& ...,& w_{T+6}\·Z_{x+T+6}(l+1)]\·e^{-j2\mathrm{\π}\·x\·G}\\ [w_9\·Z_{x+9}(l+2),& w_{21}\·Z_{x+21}(l+2),& w_{33}\·Z_{x+33}(l+2),& ...,& w_{T+9}\·Z_{x+T+9}(l+2)]\·e^{-j4\mathrm{\π}\·x\·G}\\ [w_0\·Z_x(l+3),& w_{12}\·Z_{x+12}(l+3),& w_{24}\·Z_{x+24}(l+3),& ...,& w_T\·Z_{x+T}(l+3)]\·e^{-j6\mathrm{\π}\·x\·G}\end{array}\right\}$

$H_{x,2}=\left\{\begin{array}{ccccc}[w_6\·Z_{x+6}\left(l\right),& w_{18}\·Z_{x+18}\left(l\right),& w_{30}\·Z_{x+30}\left(l\right),& ...,& w_{T+6}\·Z_{x+T+6}\left(l\right)]\\ [w_9\·Z_{x+9}(l+1),& w_{21}\·Z_{x+21}(l+1),& w_{33}\·Z_{x+33}(l+1),& ...,& w_{T+9}\·Z_{x+T+9}(l+1)]\·e^{-j2\mathrm{\π}\·x\·G}\\ [w_0\·Z_x(l+2),& w_{12}\·Z_{x+12}(l+2),& w_{24}\·Z_{x+24}(l+2),& ...,& w_T\·Z_{x+T}(l+2)]\·e^{-j4\mathrm{\π}\·x\·G}\\ [w_3\·Z_{x+3}(l+3),& w_{15}\·Z_{x+15}(l+3),& w_{27}\·Z_{x+27}(l+3),& ...,& w_{T+3}\·Z_{x+T+3}(l+3)]\·e^{-j6\mathrm{\π}\·x\·G}\end{array}\right\}$

$H_{x,3}=\left\{\begin{array}{ccccc}[w_9\·Z_{x+9}\left(l\right),& w_{21}\·Z_{x+21}\left(l\right),& w_{33}\·Z_{x+33}\left(l\right),& ...,& w_{T+9}\·Z_{x+T+9}\left(l\right)]\\ [w_0\·Z_x(l+1),& w_{12}\·Z_{x+12}(l+1),& w_{24}\·Z_{x+24}(l+1),& ...,& w_T\·Z_{x+T}(l+1)]\·e^{-j2\mathrm{\π}\·x\·G}\\ [w_3\·Z_{x+3}(l+2),& w_{15}\·Z_{x+15}(l+2),& w_{27}\·Z_{x+27}(l+2),& ...,& w_{T+3}\·Z_{x+T+3}(l+2)]\·e^{-j4\mathrm{\π}\·x\·G}\\ [w_6\·Z_{x+6}(l+3),& w_{18}\·Z_{x+18}(l+3),& w_{30}\·Z_{x+30}(l+3),& ...,& w_{T+6}\·Z_{x+T+6}(l+3)]\·e^{-j6\mathrm{\π}\·x\·G}\end{array}\right\}---\left(6\right)$

其中T=12·(S-1)是交错0中最后一个子带的下标。

公式（6）中的每个假设H_x,y都包括四行信道增益，每个OFDM码元一行。每行包括一个OFDM码元中S个导频子带的S个信道增益。这些信道增益是从收到的码元得到的，这些收到的码元是根据频点误差x和导频偏移y从不同子带提取出来的。

在一个实施例中，基于信道冲激响应估计，为频率/时间假设H_x,y得到度量。对于这个实施例，首先基于子带下标将来自四个OFDM码元的假设H_x，y的信道增益进行排序。例如，对于假设H_x,0，排好序的信道增益为：

{H_x,y}={H₀=w₀·Z_x(l),

H₁=w₃·Z_x+3(l+1)·e^-j2π·x·G,

H₂=w₆·Z_x+6(l+2)·e^-j4π·x·G,

H₃=w₉·Z_x+9(l+3)·e^-j6π·x·G,        （7）

H₄=w₁₂·Z_x+12(l),

H_4S-1=w_T+9·Z_x+T+9(l+3)·e^-j6π·x·G}

然后可以对4S个排好序的信道增益{H_x，y}进行FFT/DFT，获得具有4S个信道抽头的时域信道冲击响应估计，可以将它表示为：

{h_x,y}={h_x,y(0),h_x，y(1),h_x，y(2),...,h_x，y(4S-1)}     （8）

由于4S不是2的幂，可以用零将信道增益{H_x,y}填充到2的幂，然后可以对用零填充的信道增益进行FFT。

总之，可以针对任意数量的交错和每个交错中任意数量的子带获得信道增益。信道冲击响应估计的长度取决于信道增益的数量，可能比4S短。如同表1所示，DVB-H的分散导频子带比ISDB-T的多许多。为了简化计算，可以用分散导频子带的一个子集来得到每个假设的度量。例如，在DVB-H中，可以将每个OFDM码元的前16、32和64个导频子带分别用于模式1、2和3。然后针对模式1、2和3可以分别利用64、128和256点FFT来得到每个假设的信道冲击响应估计。FFT点数是选用的导频子带数量的四倍。

如果假设H_x,y是一个错误假设，那么以下之一或以下两者成立：

1．提取出来的收到的码元是具有随机复值收到的数据码元。在PRBS解扩以后，已解扩码元维持随机复值。

2．提取出来的收到的码元是从正确的频率对准偏移了多个3个子带的收到的导频码元。用PRBS序列对这些收到的导频码元进行解扩时，得到的已解扩码元是随机加扰的值。

在上述两种情形中的任意一种情形里，已解扩码元带有噪声，不能代表信道增益。于是，从这些带噪声的已解扩码元得到的信道冲击响应估计将主要包含噪声。

相反，如果假设H_x,y是正确假设，那么，提取出来的收到的码元是时间和频率上都适当对准的收到的导频码元。利用PRBS序列对这些收到的导频码元进行解扩时，得到的已解扩码元是信道增益的良好估计。于是，可以基于这些信道增益得到信道冲击响应估计。这个信道冲击响应估计包括高于噪声背景的信号分量。

可以基于信道冲击响应估计用各种方式定义度量。在一个实施例中，将度量

设置为信道冲击响应估计中最大抽头的能量，可以将它表示为： $M_{x,y}^a=\underset{n}{\max }{\left|h_{x,y}\left(n\right)\right|}^2---\left(9\right)$

在另一个实施例中，将度量设置为信道冲击响应估计中所有抽头的总能量，可以将它表示为：

$M_{x,y}^b=\underset{n=0}{\overset{4S-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_{x,y}\left(n\right)\right|}^2---\left(10\right)$

在另一个实施例中，将度量

设置为信道冲击响应估计中大抽头的能量，可以将它表示为：

$M_{x,y}^c=\underset{{\left|h_{x,y}\left(n\right)\right|}^2>E_{\mathrm{th}}}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_{t,y}\left(n\right)\right|}^2---\left(11\right)$

其中E_th是用于确定给定抽头是否大的门限。可以将E_th设置为一个固定值，或者设置为所有抽头总能量的预定百分比（例如10%）。

在另一个实施例中，将度量

设置为为多（L）组OFDM码元获得的度量的非相干和，可以将它表示为：

$M_{x,y}^n=\underset{i|}{\mathrm{\Σ}}{M}_{x,y}\left(i\right)---\left(12\right)$

其中M_x,y(i)是为OFDM码元集合i获得的度量。M_x,y(i)可以基于公式（9）、（10）或（11）获得。L个OFDM码元集合可以互相相邻，或者在时间上扩展开。

总之，可以基于公式（9）、（10）、（11）、（12）或一些其它公式为假设H_x,y获得度量M_x,y。对于上面描述的实施例，FFT运算将信道增益{H_x,y}进行相干相加，提供信道抽头{h_x，y}。这个相干和具有高处理增益，甚至在SNR很低的情况下也具有良好的检测性能。在一些其它实施例中，可以用其它方式，例如通过将信道增益的能量相加，基于信道增益{H_x,y}来得到度量M_x,y。

在任何情况下，为每个频率/时间假设获得度量M_x,y。可以比较所有频率/时间假设的度量，将具有最大度量的假设作为正确假设。可以将正确假设的频点误差提供给旋转器414，如图4所示。可以将正确假设的导频偏移提供给信道估计器422，还有可能提供给接收机150中的其它处理单元。

图5是频点误差估计器420a的框图，它是图4中OFDM解调器160里估计器420的一个实施例。在估计器420a中，控制单元510接收表示频率误差范围（例如±4个频点间隔）以及导频偏移是否已知的输入。控制单元510形成覆盖所有频率和/时间不确定性的假设。解扩单元512获得总共K个子带的收到的码元，从被评测的假设H_x，y的适当子带提取收到的码元，利用PBRS序列对提取出来的获得的码元进行解扩，将每个OFDM码元的已解扩码元旋转e^{-j2π·v·x·G}，获得信道增益{H_x,y}，其中对于被评测集合中的四个OFDM码元，v是0、1、2和3。

信道估计器422接收每个假设H_x，y的信道增益，得到这个假设的信道冲击响应估计{h_x，y}。度量计算单元514基于信道冲击响应估计，例如利用上面描述的任意实施例，得到每个假设的度量M_x,y。单元514可以如同公式（12）所示将针对不同OFDM码元组获得的多个度量进行非相干相加，也可以例如针对快衰落信道忽略这个非相干相加。检测单元516接收所有假设的度量，识别最大度量，将具有最大度量的假设作为正确假设提供。

对于表2中的频点误差估计方案4，频点误差可以基于在所有OFDM码元周期内同一交错上发送的连续导频加以确定，从而使导频子带没有任何模糊。一确定频点误差，就可以基于分散导频来确定导频偏移。通过将频点误差和导频偏移去耦，对于±6个频点间隔的频率误差范围，可以利用13个频率假设来确定频点误差，用4个时间假设确定导频偏移。

频率假设H_x对应于x个频点间隔的假设的频率误差。要评测的频率假设的数量取决于频率误差范围。每个频率假设都可以按照如下方式评测。

如果假设H_x正确，就在子带k+x上收到连续导频码元，其中k∈CP，CP表示要考虑的连续导频子带的集合。CP可以包含连续导频子带的全部或一个子集。于是可以将公式（4）和（5）表示为：

$Z_{k+x}\left(l\right)=H_k\left(l\right)\·\frac{4}{3}{w}_k+N_{k+x}\left(l\right)---\left(13\right)$

$Z_{k+x}(l+1)=e^{j2\mathrm{\π}\·x\·G}\·H_k(l+1)\·\frac{4}{3}{w}_k+N_{k+x}(l+1)---\left(14\right)$

其中

是在子带k上发送的导频码元。由于将同样的PBRS序列用于所有OFDM码元，因此，导频码元不是OFDM码元下标l的函数。

如果在两个连续的OFDM码元周期上，无线信道是相对静态的，那么对于所有子带有H_k(l+1)≈H_k(l)。在这种情况下，每个导频子带的两个OFDM码元l和l+1中两个收到的码元之间的相关可以表示为：

$Z_{k+x}\left(l\right)\·Z_{k+x}^{*}(l+1)\≈\frac{16}{9}\·e^{-j2\mathrm{\π}\·x\·G}\·{\left|H_k\right|}^2---\left(15\right)$

可以按照如下方式在所有导频子带上累加相关结果：

$\underset{k\∈\mathrm{CP}}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{k+x}\left(l\right)\·Z_{k+x}^{*}(l+1)\≈\frac{16}{9}\·e^{-j2\mathrm{\π}\·x\·G}\·\underset{k\∈\mathrm{CP}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_k\right|}^2---\left(16\right)$

还可以按照如下方式在多个相关间隔中累加相关结果：

$\underset{l}{\mathrm{\Σ}}\underset{k\∈\mathrm{CP}}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{k+x}\left(l\right)\·Z_{k+x}^{*}(l+1)\≈\frac{16}{9}\·e^{-j2\mathrm{\π}\·x\·G}\·\underset{l}{\mathrm{\Σ}}\underset{k\∈\mathrm{CP}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_k\right|}^2---\left(17\right)$

每个相关间隔都对应于不同的一对OFDM码元。例如，可以按照公式（16）获得OFDM码元l和l+1的第一累加结果，获得OFDM码元l+1和l+2的第二累加结果，获得OFDM码元l+2和l+3的第三累加结果，获得OFDM码元l+3和l+4的第四累加结果。然后可以将这四个累加结果相加获得公式（17）所示的总结果。总之，可以在任意数量的子带和任意数量的OFDM码元上累加相关结果。

如果因为假设的频点误差x不等于实际频点误差m，或者x≠m，使得假设H_x不正确，那么从子带k+x提取收到的数据码元，其中k∈CP。于是可以将公式（4）和（5）表示成：

Z_k+x(l)＝H_k+x-m(l)·D_k+x-m(l)+N_k+x(l)                                (18)

Z_k+x(l+1)＝e^j2π·x·G·H_k+x-m(l+1)·D_k+x-m(l+1)+N_k+x(l+1)           (19)

其中D_k+x-m(l)和D_k+x-m(l+1)分别是OFDM码元l和l+1中子带k+x-m上发送的数据码元。可以按照下式对提取出来的收到的码元进行相关处理，并在导频子带上累加：

$\underset{k\∈\mathrm{CP}}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{k+x}\left(l\right)\·z_{k+x}^{*}(l+1)\≈\frac{16}{9}\·e^{-j2\mathrm{\π}\·m\·G}\·\underset{k\∈\mathrm{CP}}{\mathrm{\Σ}}{\left|H_{k+x-m}\right|}^2\·D_{k+x-m}\left(l\right)\·D_{k+x-m}^{*}(l+1)---\left(20\right)$

公式(20)表明，由于数据码元D_k+x-m(l)和D_k+x-m(l+1)的随机本质，信道增益的幅度平方不会相干地相加。如果数据码元独立、相等地分布(i.i.d.)并且具有零均值，一般都是这种情况，那么累加结果为：

$\underset{l}{\mathrm{\Σ}}\underset{k\∈\mathrm{CP}}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{k+x}\left(l\right)\·Z_{k+x}^{*}(l+1)\→0---\left(21\right)$

公式(21)表明如果在足够数量的OFDM码元上进行累加，那么累加结果趋于零。

可以按照如下方式为假设H_x定义度量

$Q_x^a=\mathrm{RE}\{e^{j2\mathrm{\π}\·x\·G}\·\underset{l}{\mathrm{\Σ}}\underset{k\∈\mathrm{CP}}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{k+x}\left(l\right)\·Z_{k+x}^{*}(l+1)\}---\left(22\right)$

在公式(22)中，将相关结果

在频率和时间上进行相干相加，将累计结果按照e^j2π·x·G进行旋转，提供旋转结果的实部作为度量

如果假设Hx正确，那么，旋转结果将具有很大的正实部，并且度量

是一个大值。相反，如果假设H_x不正确，那么，旋转结果是一个小值，并且度量

同样是一个小值。

以上描述中假设无线信道在相关间隔上处于相对静态。对于快衰落信道，这一假设不成立，此时可以将收到的码元之间的相关表示为：

$Z_{k+x}\left(l\right)\·Z_{k+x}^{*}(l+1)\≈\frac{16}{9}\·e^{-j2\mathrm{\π}\·x\·G}\·\left|H_k\left(l\right)\right|\·\left|H_k(l+1)\right|\·e^{-j{\mathrm{\θ}}_k\left(l\right)}---\left(23\right)$

其中θ_k(l)是OFDM码元周期l和l+1之间子带k观察到的无线信道中相位差的随机变量。为不同的信道实现和多个OFDM码元周期进行计算机仿真。对于每个OFDM码元周期，为每个导频子带确定相位差。将所有导频子带的相位差画成直方图。这个直方图通常具有单个波节峰。

如果θ_k(l)以90度、180度或270度附近为中心，那么下面的度量

具有良好的性能：

$Q_x^s={|\underset{l}{\mathrm{\Σ}}\underset{k\∈\mathrm{CP}}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{k+x}\left(l\right)\·Z_{k+x}^{*}(l+1)|}^2---\left(24\right)$

在公式（24）中，在频率和时间上对相关结果进行相干相加，将累加结果的平方幅度作为度量

在快衰落信道里，单个波节峰会从一个相关间隔快速漂移到下一个。例如，在一个相关间隔里，尖峰中心可能靠近0度，在下一个相关间隔里，则会漂移到180度。于是，在连续相关间隔里，θ_k(l)会几乎反相。在这种情况下，可以将度量

定义为：

$Q_x^f=\underset{l}{\mathrm{\Σ}}{|\underset{k\∈\mathrm{CP}}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{k+x}\left(l\right)\·Z_{k+x}^{*}(l+1)|}^2---\left(25\right)$

在公式（25）中，相关结果是（1）在频率上进行相干相加，以便充分利用导频子带的单个波节分布θ_k(l)；和（2）在时间上进行非相干相加，以便将θ_k(l)的快速和随机变化考虑进来。对于快衰落信道，度量

能够提供更好的性能。

总之，度量

更适合于静态、慢衰落信道，度量更适合于快衰落信道。可以按照如下方式，基于和

定义度量

$Q_x^c=\mathrm{\α}\·Q_x^s+(1-\mathrm{\α})\·Q_x^f---\left(26\right)$

其中a是决定给予

和

的权的加权因子。对于a=1，

等于

对于a=0，

等于

对于0<a<1，

等于和

的加权和。计算机仿真表明a=0.2为慢衰落信道和快衰落信道都能提供良好的性能。a也是可配置值。

总之，可以基于公式（22）、（24）、（25）、（26）或一些其它公式得到假设H_x的度量Q_x。可以为每个频率假设计算度量Q_x，并将所有假设的度量进行比较。将具有最大度量的假设作为正确假设：

$\hat{m}=\underset{x}{\arg }\max \left\{Q_x\right\}---\left(27\right)$

一旦基于连续导频确定了频点误差，就可以基于分散导频确定导频偏移。时间假设H_y对应于假设的导频偏移y，它意味着分散导频是在OFDM码元周期l中的交错3y上发送的。为y=0、1、2和3形成四个时间假设，每个假设都可以按照如下方式评测。对于假设H_y，假设分散导频已经在OFDM码元周期l和l+4中的子带

上发送，其中j=0,1,2，...。

于是对于每个导频码元，OFDM码元周期l和l+4中两个收到的码元之间

的相关可以表示为：

$Z_{\hat{m}+3y+12j}\left(l\right)\&CenterDot;Z_{\hat{m}+3y+12j}^{*}(l+4)---\left(28\right)$

通过用

替换上述公式中的

能够得到假设H_y的度量Q_y。为四个时间假设获得四个度量。将具有最大度量的时间假设作为正确假设。

图6是频点误差估计器420b的框图，它是图4中OFDM解调器160里头的估计器420的另一个实施例。在估计器420b中，控制单元610接收表明频率误差范围（例如±4个频点间隔）以及导频偏移是否已知的输入。控制单元610形成覆盖所有频率不确定性的一组频率假设和覆盖所有时间不确定性的一组时间假设。相关单元612获得总共K个子带的收到的码元，从评测出来的假设H_x或H_y的适当子带提取收到的码元，对提取出来的收到的码元进行相关处理，为不同的子带和相关间隔提供相关结果。

度量计算单元614利用例如上述实施例中的任何一个，基于每个假设的相关结果，得到这个假设的度量Q_x或Q_y。单元614可以将不同子带的相关结果进行相干相加，并在不同的相关间隔之间进行相干或非相干相加。检测单元616接收所有频率假设的度量，找出最大度量，将具有最大度量的频率假设的频点误差作为估计出来的频点误差。检测单元还接收所有时间假设的度量，找出最大度量，将具有最大度量的时间假设的导频偏移作为校正后的导频偏移。

对于表2中的方案2，为频点误差和导频偏移联合形成假设，利用基于相关的度量，例如公式（22）、（24）、（25）和/或（26）中的度量，评测每个假设。对于表2中的方案3，为频点误差和导频偏移分别形成假设，利用基于解扩的度量，例如公式（9）、（10）、（11）和/或（12）中的度量，评测每个假设。也可以采用基于解扩的度量和基于相关的度量的组合这种方案。例如，可以将基于解扩的度量用于频率假设，将基于相关的度量用于时间假设。也可以利用以其它方式定义的其它度量来评测假设。

图7说明通过对收到的码元进行解扩来进行频率误差估计的过程700的一个实施例。处理时域输入样本来获得总共K个子带的频域收到的码元（块710）。为不同的频点误差（或频点间隔偏移）、不同的导频偏移或者频点误差和导频偏移的不同组合形成多个假设（块712）。对于每个假设，从假设决定的适当子带提取收到的码元（块714）。将提取出来的收到的码元假设为（1）在不同码元周期中不同子带集合上发送的分散导频的和/或（2）在所有码元周期中同一子带集合上发送的连续导频的。提取出来的每个假设的收到的码元都用加扰序列（例如PBRS序列）解扩，获得这个假设的已解扩码元（块716）。然后基于这个假设的已解扩码元得到每个假设的度量（块718）。对于块718，可以基于假设的已解扩码元，得到每个假设的信道冲激响应估计。然后可以基于这个假设的信道冲激响应估计得到每个假设的度量，如同前面描述的一样。在任何情况下，都基于被评测的所有假设的度量确定频点误差和/或导频偏移（块720）。

图8说明通过对收到的码元进行相关处理来进行频率误差估计的过程800。处理时域输入样本，为总共K个子带获得频域收到的码元（块810）。为不同的频点误差、不同的导频偏移或者频点误差和导频偏移的不同组合形成多个假设（块812）。对于每个假设，从假设决定的适当子带提取多个码元周期中的收到的码元（块814）。将提取出来的收到的码元假设为分散导频的和/或连续导频的。对于每个假设，对提取出来的每个子带的收到的码元进行相关处理，获得这个假设的相关结果（块816）。然后基于所有子带和每个假设的相关间隔的相关结果，得到每个假设的度量（块818）。例如，可以通过将不同子带的相关结果进行相干相加，以及将不同相关间隔的相关结果进行相干或非相干相加，来得到每个假设的度量。还可以基于利用不同累加方案（例如公式（26）所示的方案）获得的度量的加权和得到度量。在任何情况下，都基于评测的所有假设的度量来确定频点误差和/或导频相位（块820）。

图9说明分级进行频率误差估计的过程900的一个实施例。通过评测一个频率误差范围的第一组假设，基于第一导频（例如连续导频）来确定频率误差（块912）。通过评测一组导频偏移的第二组假设，基于第二导频（例如分散导频），并利用从第一导频确定的频率误差来确定导频偏移（块914）。可以用相同或不同度量来评测这两组假设。

过程700、800和/或900可以用图4中的频点误差估计器，图1中的控制器/处理器180和/或接收机150处一些其它处理单元执行。

可以用各种方式来实现这里描述的技术。例如，这些技术可以用硬件、固件、软件或者它们的组合来实现。对于硬件实现，用于进行频率误差估计的处理单元可以在一个或多个专用集成电路（ASIC）、数字信号处理器（DSP）、数字信号处理器件（DSPD）、可编程逻辑器件（PLD）、现场可编程门阵列（FPGA）、处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子装置以及设计成实现这里描述的功能的其它电子单元或者它们的组合中实现。

对于固件和/或软件实现，可以用实现这里描述的功能的模块（例如子程序、函数等）实现这些技术。软件代码可以储存在存储器（例如图1中的存储器182）里，由处理器（例如处理器180）执行。存储器可以在处理器内也可以在处理器外。

说明以上实施例的目的是让本领域技术人员能够制造和使用本发明。本领域技术人员可以对这些实施例进行各种改进，并且这里给出的一般原理可以用于其它实施例而不会偏离本发明的实质和范围。因此，本发明不是局限于这里给出的实施例，而是和这里公开的原理和新颖特征相符的最大范围一致。

Claims (19)

1.一种装置，包括：

无线接收机，其中，所述无线接收机包括：

处理器，用于针对多个假设中的每一个，利用加扰序列对收到的码元进行解扩，基于每个假设的已解扩码元得到所述假设的度量，并基于针对所述多个假设得到的度量确定频率误差；以及

存储器，连接到所述处理器；

其中，所述处理器用于基于每个假设的已解扩码元得到所述假设的信道冲击响应估计，并且基于每个假设的所述信道冲击响应估计得到所述假设的所述度量。

2.如权利要求1所述的装置，其中，所述处理器用于形成一个频率误差范围的所述多个假设，其中每个假设对应于被假设的不同的频率误差。

3.如权利要求1所述的装置，其中，所述处理器用于形成一个频率误差范围和多个导频偏移的所述多个假设，其中每个假设对应于频率误差和导频偏移的一个不同组合。

4.如权利要求1所述的装置，其中，对于每个假设，所述处理器用于提取所述假设确定的子带的所述收到的码元，并且利用所述加扰序列对所述提取出来的收到的码元进行解扩。

5.如权利要求4所述的装置，其中，假设所述提取出来的收到的码元是在不同码元周期中不同子带集合上发送的分散导频的。

6.如权利要求4所述的装置，其中，假设所述提取出来的收到的码元是预定子带集合上发送的连续导频的。

7.如权利要求1所述的装置，其中，所述处理器用于基于每个假设的所述信道冲击响应估计中最大信道抽头的能量，得到所述假设的所述度量。

8.如权利要求1所述的装置，其中，所述处理器用于基于门限标识每个假设的所述信道冲击响应估计中的大信道抽头，并且基于每个假设的所述大信道抽头的能量得到所述假设的所述度量。

9.如权利要求1所述的装置，其中，所述收到的码元是利用正交频分复用（OFDM）发射的数据和导频的。

10.如权利要求1所述的装置，其中，所述收到的码元是利用单载波频分多址（SC-FDMA）发射的数据和导频的。

11.一种方法，包括：

针对多个假设中的每一个，利用加扰序列对收到的码元进行解扩；

基于每个假设的已解扩码元，得到所述假设的度量；并且

基于针对所述多个假设得到的度量，确定频率误差，

其中，所述得到所述假设的度量包括：

基于每个假设的已解扩码元得到所述假设的信道冲击响应估计，并且

基于每个假设的所述信道冲击响应估计得到所述假设的所述度量。

12.如权利要求11所述的方法，还包括：

形成一个频率误差范围和多个导频偏移的所述多个假设，其中每个假设对应于频率误差和导频偏移的一个不同组合。

13.如权利要求11所述的方法，还包括：

形成一个频率误差范围的所述多个假设，其中每个假设对应于被假设的不同的频率误差。

14.如权利要求11所述的方法，还包括：

提取所述假设确定的子带的所述收到的码元；并且

利用所述加扰序列对所述提取出来的收到的码元进行解扩。

15.一种装置，包括：

用于针对多个假设中的每一个，利用加扰序列对收到的码元进行解扩的模块；

用于基于每个假设的已解扩码元，得到所述假设的度量的模块；以及

用于基于针对所述多个假设得到的度量，确定频率误差的模块，

其中，所述用于得到所述假设的度量的模块包括：

用于基于每个假设的已解扩码元得到所述假设的信道冲击响应估计的模块，以及

用于基于每个假设的所述信道冲击响应估计得到所述假设的所述度量的模块。

16.如权利要求15所述的装置，还包括：

用于形成一个频率误差范围和多个导频偏移的所述多个假设的模块，其中每个假设对应于频率误差和导频偏移的一个不同组合。

17.如权利要求15所述的装置，还包括：

用于形成一个频率误差范围的所述多个假设的模块，其中每个假设对应于被假设的不同的频率误差。

18.如权利要求15所述的装置，还包括：

用于提取所述假设确定的子带的所述收到的码元的模块；以及

用于利用所述加扰序列对所述提取出来的收到的码元进行解扩的模块。

19.一种包含软件的非暂时性计算机可读介质，当执行所述软件时使所述计算机进行以下操作：

针对多个假设中的每一个，利用加扰序列对收到的码元进行解扩；

基于每个假设的已解扩码元，得到所述假设的度量；并且

基于针对所述多个假设得到的度量，确定频率误差，

其中，所述得到所述假设的度量包括：

基于每个假设的已解扩码元得到所述假设的信道冲击响应估计，并且

基于每个假设的所述信道冲击响应估计得到所述假设的所述度量。

Images