CN101636997B - 数字信号接收方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及数字信号接收方法和装置。所述数字信号接收装置包括公共相位误差CPE消除单元(240)，利用经信道状态信息CSI纠正过的导频子载波来消除接收的信号中包含的公共相位误差CPE；信道估计CE单元(250)，在消除公共相位误差CPE后估计接收的信号的信道状态信息CSI，并将信道状态信息CSI馈给公共相位误差CPE消除单元(240)；以及装置(241)，仅响应于接收的信号的连续导频根据本地导频子载波的正或负号将所述信道状态信息CSI乘以1或-1。所述方法包括在消除公共相位误差后估计接收的数字信号的信道状态信息CSI，以及利用经信道状态信息CSI纠正的导频子载波来消除接收的信号中的公共相位误差CPE，从而实现低复杂性和高精确度。

Description

数字信号接收方法和装置

发明领域

本发明涉及数字视频广播系统中的数字信号接收技术，特别是涉及一种精确消除接收到的信号的公共相位误差的正交频分复用数字信号接收方法和装置。

技术背景

在电视广播领域，数字电视(DTV)是近年来的新一代，是从摄制到传输，然后到接收的全数字系统。DVB-T是世界上四种DTV广播标准中的一种，而DVB-H是基于DVB-T标准的手持应用标准。DVB-T和DVB-H都是基于正交频分用(OFDM)技术，这项技术赢得了广泛关注并在大约100个国家得以应用。相关技术的最新研究对于DVB-T/H的巨大市场价值非常重要。

在实际的通信系统中，调制器和解调器通常在基带或中频(IF)工作。由于我们必须将信号在某个分配的无线频率RF(Radio Frequency)上传输，这使得我们必须在发射器中将调制好的信号上转换至RF信道，而在接收器中又将RF信号下转换至IF或基带。为此就要采用常用的本地振荡器，这就会带来相位噪音(PHN)和信号干扰。由于接收器通常是低成本制造的，相位噪音(PHN)在接收器端被考虑得更多。

相位噪音(PHN)对于传统模拟电视节目系统不是大问题，但是引入OFDM之后问题的显著性就大为增强。在OFDM和其它数字调试类型之间的主要区别是OFDM信号由多个低速率互为正交的子载波组成，因此OFDM系统对相位噪音非常敏感。低符号速率使同步在快速相位干扰出现时更加困难，相位噪音会降低子载波的正交性。

在DVB-T接收器的OFDM信号中加入了PHN之后，接收到的OFDM信号将受到两种影响：公共相位误差(CPE)，就是信号星座(signal constellation)旋转，也称为平均相位噪音偏差，对所有子载波影响一致；以及载波间干扰(ICI)，与加性高斯噪音类似，它由子载波的正交损失造成并干扰OFDM符号的解调。因此消除PHN对于实用的OFDM系统非常重要。

公共相位误差(CPE)可以在接收器中消除，而载波间干扰(ICI)影响仅能被减小。因为插入OFDM符号中的导频(pilot)信息是接收器认识的，消除CPE的方法就是基于导频。图1是一个传统的OFDM信号接收器100的部分结构示意图，包括一个解调模块110，一个快速傅里叶变换(FFT)模块120，一个同步及定时(S&T)模块130，一个公共相位误差(CPE)消除模块140，一个信道估计(CE)模块150，以及一个信道解码模块160。解调模块110将接收到的数字OFDM信号解调后产生包括同相(in-phase)信号和正交(quadrature-phase)信号的复合信号。由同步及定时模块130补偿的数字信号通过FFT模块120。然后CPE消除模块140估计和纠正所有OFDM数字信号子载波中存在的公共相位误差CPE。之后，在信道估计模块150对纠正后的数字信号进行均衡化(equalize)，再将其传送到信道解码模块160进行解码处理。

主要有三种类型的传统CPE估计方案，其中第一种是互相关(crosscorrelation)方法，第二种采用自相关(auto-correlation)方法，第三种传统的CPE估计采用两步法，分别如图2A至2C所示。这些传统CPE估计法的算法将在下列段落中进行讨论。

假定一个OFDM符号的有用长度为T_u，子载波的数量为N，保护间隔GI(Guard interval)为L，然后其时间域上的调制符号为：

$x_i\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i{\left(k\right)e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}}n=-L,\·\·\·\mathrm{0,1},\·\·\·N-1---\left(1\right)$

接收器收到的信号为：

其中为CPE，h_i(n)为信道响应，μ_i(n)为加性高斯白噪声AWGN。

通过快速傅立叶变换FFT之后，频率域的信号为：

然后，假定接收器的本地导频子载波为P_k(k＝1，...，K)，K为一个符号中使用的导频数。为了便于讨论，假定|H_i(k)|＝1，这样简化分析。

如图2A所示，在第一种传统的CPE估计中使用互相关方法，可获得：

这个基于互相关的方法是最简单的。但是因为没有考虑信道影响而不能获得好的性能。CPE的估计结果以信道响应为条件。在多径信道或多普勒条件下，CPE估计结果将因信道响应非线性而产生很大的估计误差。

图2B中，在采用自相关方法时，可获得：

在这个自相关方法中，估计相邻符号的PHN差异，而从估计结果之和得到PHN结果。

消除CPE之后，获得：

$=X_i\left(k\right)\·H_i\left(k\right)+{\mathrm{\μ}}_i\left(k\right)---\left(7\right)$

在估计信道之后，获得：

${\hat{X}}_i\left(k\right)={\hat{Y}}_i\left(k\right)\·{\hat{H}}_i^{*}\left(k\right)$

$=(X_i\left(k\right)\·H_i\left(k\right)+{\mathrm{\μ}}_i\left(k\right))\·{\hat{H}}_i^{*}\left(k\right)$

这种自相关方法可以获得比互相关方法更好的性能。因为信道影响可以基本上通过自相关操作予以消除。但它的实施比互相关方法复杂。

因为通过信道估计获得的信息与真实的信道响应有一些差别，在信道估计之后会有一些残余的相位误差。这些信道估计之前的方法称为前置信道估计方法，对信道估计之后的相位误差补偿没有益处。

如图2C所示，传统的两步法可以解决上面提到的问题。除了信道估计之前用的CPE消除步骤，在信道估计之后用到了CPE精确消除步骤。信道估计前的部分和自相关方法相同，而精确CPE估计则跟互相关方法类似。信道估计后的精确消除处理不受信道条件的影响，能够消除方程(8)中残余的相位误差

所以两步法比前置信道估计法精确。但是该方法的主要缺点是因为要做两次CPE消除而比较复杂。

因此，需要提出一种能克服现有技术缺点的、改进的消除OFDM接收信号中的CPE的方法。

发明内容

根据本发明的一个方面，提供了一种数字信号接收装置。该数字信号接收装置包括一公共相位误差(CPE)消除单元，设置成利用已经以信号状态信息(CSI)纠正过的本地导频子载波来消除所收到信号的公共相位误差(CPE)；以及信道估计(CE)单元，设置成在消除了公共相位误差(CPE)之后估计接收的信号的信道状态信息(CSI)，并将该CSI反馈给CPE消除单元，其中该CPE消除单元包括一装置，通过仅响应于接收的信号的连续导频，根据本地导频子载波的正号或负号将从CE单元收到的CSI乘以1或-1，来产生经CSI纠正的导频子载波；一将提取的接收信号的导频子载波与经过CSI纠正的导频子载波进行相关运算的装置；以及一通过将相关运算结果的估计相位角度乘以将接收信号延迟一符号的信号来消除接收信号中所含的CPE的装置。

有利的是，本发明的数字信号接收装置引入了CE单元产生的CSI并产生了CSI导频(CSI-Pilot)用于CPE补偿，而且还使用简单的互相关CPE消除模块，从而使本发明的技术实施简单而精确。

本发明的另一个方面提供了一种数字信号接收方法，该方法包括对消除了公共相位差(CPE)之后的数字信号的信道状态信息(CSI)进行估计的步骤；和利用前一步骤中产生的CSI纠正本地导频子载波产生导频子载波来消除接收信号中的CPE。并且进一步包括子步骤：仅响应于接收信号的连续导频，根据本地导频子载波的正号或负号将从CE单元接收到的CSI乘以1或-1而产生经CSI纠正的导频子载波。将提取的接收信号的导频子载波与经过CSI纠正的导频子载波进行相关运算，以及将相关运算结果的估计相位角度乘以将接收的信号延迟一符号的信号来消除接收信号中所含的CPE。

有利的是，本发明的数字信号接收方法在CPE补偿中采用CSI导频，同时采用简单的互相关CPE消除法，获得了简单高效的效果。

附图说明

图1是一种传统OFDM数字信号接收装置的示意框图；

图2A-2C是描述传统OFDM数字信号接收装置中的三种CPE消除法的示意框图；

图3是描述根据本发明的OFDM数字信号接收装置的示意框图；

图4是根据本发明的OFDM数字信号接收装置的CPE消除模块的示意框图；

图5是描述根据本发明的OFDM数字信号接收装置的CPE消除模块的CSI导频生成器的示意框图；以及

图6是描述根据本发明的CPE消除方法的示意框图。

具体实施方式

本发明提供了一种采用改进的公共相位误差CPE消除方法的OFDM数字信号接收装置。如图3所示，根据本发明的实施例提供了一种数字信号接收装置200，更特定的是指一种OFDM数字信号接收器。与图1所示的传统的OFDM数字信号接收器相似，本发明的OFDM数字信号接收器的主要结构包括一解调模块210，一FFT模块220，一同步和定时模块230，一CPE消除模块240，一信道估计(CE)模块250，以及一信道解码模块260，其特征在于自CE模块250至CPE消除模块240之间提供了一个反馈回路。

如图4所示，该OFDM数字信号接收器200的CPE消除模块240包括一CSI导频生成单元241，一导频提取单元242，一互相关单元243，一相位估计单元244，一延迟单元245，以及一CPE补偿单元246。该CSI导频生成单元241利用由CE模块250产生CSI反馈来纠正本地子载波，生成经CSI纠正的子载波的算法将在下面的段落中解释。导频提取单元242用于提取接收信号的OFDM符号中的导频，并在导频位置给予标识。举例来说，每个2K模式的DVB-T标准的符号中含有45个连续的导频(Continual Pilots)信号。该互相关单元243包括本地CSI导频和提取的导频的复数乘法的第一部分，和将一个符号内的乘法结果求和的第二部分，从而产生本地CSI导频子载波和提取的导频子载波之间的互相关运算结果。然后，由相位估计单元244计算该互相关运算结果的反正切值θ，即由CPE导致的相位角度，然后将其转化为包括一实数分量(I＝cosθ)和一虚数分量(Q＝sinθ)的复数。在延迟单元245，接收到的OFDM数字信号被延迟一个符号，其输出被馈至CPE补偿单元246。最后，该CPE补偿单元246将延迟一个符号的信号与相位估计单元244的结果相乘，从而消除包含在接收信号中的CPE。

如图5所示，根据本发明的CSI导频生成单元241的实施例，该CSI导频生成运算只能由连续的导频(CPs)产生。响应于接收信号的CP标识，自CE单元250产生的CSI首先被乘以3/4，然后再根据本地导频子载波的正或负号，有选择地乘以1或-1，从而利用CSI纠正本地子载波，而产生新的CSI导频子载波。如图5所示，“向右移2”的意思是CSI除以2^2，而“向右移1”的意思是将CSI除以2^1。接下来，将其结果相加即意味着所引入的CSI被乘以3/4。其它将CSI乘以3/4的实施方法也是可行的。因此，CSI导频生成单元241输出的是一个新的经CSI纠正的导频子载波，也就是说一个反映CSI的本地导频子载波。

图6是描述根据本发明的用在OFDM数字信号接收装置中的CPE消除方法的简化框图。本发明将信道状态信息CSI引入到CPE估计中。如图6所显现的，本发明还是用简单的互相关CPE消除方法，该方法的使用决定了它实际实施的低复杂性。本发明方法与传统的互相关CPE消除方法的区别是，利用自CE产生的CSI来纠正本地导频子载波，并且使用能够反映信道响应的新导频子载波(CSI导频)进行互相关运算。根据本发明的实施例，该CPE消除法包括在消除公共相位误差之后估计接收到的数字信号的信道状态信息CSI的步骤；仅在响应于接收信号的连续导频时，根据本地导频子载波的正号或负号将CSI乘以1或-1来产生经CSI纠正的导频子载波；以及利用以前一步骤产生的CSI对本地导频载波进行纠正而得到的导频子载波来消除接收信号的CPE。本发明的数字信号接收方法进一步包括提取接收信号的导频并在导频位置给予标识，然后将提取的接收信号的导频子载波与经CSI纠正过的导频子载波进行相关运算，最后通过将相关运算结果的估计相位角度与延迟一个符号的接收信号相乘以消除接收信号中的CPE。

因此，CE的信道影响和相位误差可以在CPE消除过程中被消除，获得准确的相关运算结果：

消除CPE之后，获得：

在CE之后，获得：

${\hat{X}}_i\left(k\right)={\hat{Y}}_i\left(k\right)\·{\hat{H}}_i^{*}\left(k\right)$

$=X_i\left(k\right)+{\mathrm{\μ}}_i\left(k\right)---\left(11\right)$

然后，几种不同的仿真试验被用来评定本发明的性能，其条件设置参考下面的表1所示：

表1  仿真条件

模式	参数
		信号模式	DVB-T OFDM信号2k模式非层级64QAM，1/4保护间隔，7/8编码率(code rate)2超帧
信道模式	加性高斯白噪声AWGN信道ETSI 21-tap Rice信道ETSI 20-tap Rayleigh信道IEC 62216-1 6-tap Ric信道，多普勒偏移10HzIEC 62216-1 6-tap Rayleigh信道，多普勒偏移10Hz
		PHN模式	-60dBc/Hz-＞1.5kHz，-200dBc/Hz-＞200kHz

不同信道模式的各个试验结果显示于图7至图11。从这些模拟结果来看，可以发现本发明的方法较传统的方法具有更好的性能。

再者，本发明方法在复杂性方面与传统方法的比较对于实际应用是非常重要的，因为复杂性越低意味着功耗越低成本越低。由于前置信道估计法(pre-CE)的准确性和性能是不可比较的，我们只考虑以两步法来对比复杂性。对于两步法和本发明，本发明中包含一次互相关运算和一次生成CSI导频的复数乘法运算。两步法则由一个自相关运算和一个互相关运算组成。所以本发明比传统的两步法复杂性低，如下面的表2中所详细显示的：

表2.资源的比较

从上述说明可以看出，本发明比传统方法更准确和简单。因此而取得更好的性能和更低的成本。

本发明并不仅限于上述实施例，在不脱离本发明范围的情况下可能存在其它不同的改变形式和修改方案。

Claims (4)

1.一种数字信号接收装置，包括：

公共相位误差CPE消除单元(240)，设置成利用经信道状态信息CSI纠正过的本地导频子载波来消除接收的信号的公共相位误差CPE；以及

信道估计CE单元(250)，设置成在消除公共相位误差CPE之后估计接收的信号的信道状态信息CSI，并且将该信道状态信息CSI反馈至公共相位误差CPE消除单元(240)，

其中，该公共相位误差CPE消除单元(240)包括：

装置(241)，通过仅响应于接收的信号的连续导频，根据本地导频子载波的正或负号将自信道估计CE单元(250)接收的信道状态信息CSI乘以1或-1来进行纠正，以生成经信道状态信息CSI纠正的导频子载波。

2.根据权利要求1所述的数字信号接收装置，其特征在于所述公共相位误差CPE消除单元(240)还包括：

将提取的接收信号的导频子载波与经信道状态信息CSI纠正过的导频子载波进行相关运算的装置(243)，以及

通过将相关运算结果的估计相位角度乘以将接收的信号延迟一符号的信号来消除接收信号中包含的公共相位误差CPE的装置(246)。

3.一种数字信号接收方法，包括步骤：

估计消除了公共相位误差CPE之后的接收信号的信道状态信息CSI；

通过利用前一步骤产生的CSI纠正本地导频子载波得到的导频子载波来消除接收信号中的公共相位误差CPE；以及

通过仅响应于接收信号的连续导频，根据本地导频子载波的正或负号将接收的信号的信道状态信息CSI乘以1或-1来生成经信道状态信息CSI纠正的导频子载波。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于还进一步包括步骤：

将提取的接收的信号的导频子载波与经信道状态信息CSI纠正过的导频子载波进行相关运算，以及

通过将相关运算结果的估计相位角度乘以将接收的信号延迟一个符号的信号来消除接收信号中包含的公共相位误差CPE。

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