CN102123126A - 数字接收机的公共相位误差纠正方法和装置 - Google Patents

数字接收机的公共相位误差纠正方法和装置 Download PDF

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CN102123126A CN201010022696XA CN201010022696A CN102123126A CN 102123126 A CN102123126 A CN 102123126A CN 201010022696X A CN201010022696X A CN 201010022696XA CN 201010022696 A CN201010022696 A CN 201010022696A CN 102123126 A CN102123126 A CN 102123126A
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张平山
熊学泉
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Abstract

一种数字接收机的公共相位误差纠正方法和装置，所述方法包括：从信道估计获得的信道频率响应的估计值中提取连续导频的信道频率响应的估计值；从接收到的数据中提取接收到的连续导频的数据；将所述连续导频的信道频率响应的估计值的共轭值与对应的接收到的连续导频的数据相乘，获得包含公共相位误差的中间估计值；根据所述中间估计值，计算公共相位误差的估计值；根据所述公共相位误差的估计值，纠正相位偏转。所述数字接收机的公共相位误差纠正方法和装置具有低实现复杂度和高性能的优点。

Description

数字接收机的公共相位误差纠正方法和装置
技术领域
本发明涉及无线数字通信领域，特别是涉及一种数字接收机的公共相位误差纠正方法和装置。
背景技术
正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术具有对抗多径衰落的能力以及较高的频谱利用率，广泛应用于无线数字通信领域，例如，在数字音频广播(DAB，Digital Audio Broadcast)、地面数字视频广播(DVB-T，Digital Video Broadcast for Terrestrial)、便携式终端数字视频广播(DVB-H，Digital Video Broadcast-Transmission System for Handheldterminal)中都有它的应用。
OFDM调制的一个主要缺陷是对频率误差和相位噪声敏感。其中，相位噪声是由于收发端本振相位抖动引起的，根据接收系统中调谐器的特点，相位噪声有两种数学模型：调谐器锁频时，相位噪声可以看作是一种布朗运动，它在统计上是一均值为0、非平稳、功率不受限的维纳-列维(Weiner-Levy)随机过程；调谐器锁相时，相位噪声一般较小，可以近似为均值为0，功率有限的高斯平稳随机过程。
DVB-T/H接收系统的调谐器一般采用锁相的本振，相位噪声对接收端的影响表现在两个方面，一方面是子载波间的相互干扰(ICI)，可以等同于附加的高斯噪声的影响，ICI使得子载波间失去正交性；另一方面是对所有的子载波附加了一个相同的相位偏转，称之为公共相位误差(CPE，Common PhaseError)，CPE使得一个OFDM符号中所有子载波的相位发生了一个相等的旋转，即如果不考虑信道噪声和相位噪声引起的ICI的影响，快速傅立叶变换(FFT，Fast Fourier Transform)输出的每个子载波数据除了乘以信道频率响应以外，在相位上还有一个公共的相位偏转。
CPE在一个OFDM符号中对子载波的影响是一致的，但是符号之间几乎成线性增加。当OFDM符号的子载波个数N值较大，使用的FFT的点数较大时(例如，DVB-T/H系统的8k模式)，根据文献“Analysis of the effects of phase-noisein orthogonal frequency division multiplex(OFDM)systems[A].”(Robertson P，Kaiser S.，Proceedings of the IEEE International Conference onCommunication[C].1995-06，Page1652-1657)对CPE的自相关函数分析得出的结论，由当前OFDM符号估计出的CPE不能用于下一个OFDM符号的CPE估计，只能利用前馈的方式估计和均衡CPE。在缓变信道条件下，可以利用OFDM符号中的连续导频估计出CPE，只需要知道FFT输出的OFDM符号中连续导频位置处子载波发送端调制数据的相位和信道频域响应值就可以估计出CPE。在DVB-T/H的OFDM符号的帧结构中，发送端导频位置处的子载波调制数据都是在星座图的实轴上，幅度为4/3，且不同OFDM符号中同一导频位置处的相位不变。
基于上述分析，在文献“DVB-T接收机中的CPE均衡技术”(赵小祥、徐元欣、杨剑啸、王匡，电路与系统学报，第10卷第4期，2005年8月)中公开了两种CPE估计和均衡方法。
第一种方法如图1所示，复数基带信号经过FFT输出数据Rm，l，从数据Rm，l中提取连续导频处的数据Rm，Ci，将其与调制端(发送端)对应导频处的数据Xm，Ci相除获得H′m，Ci，并经移动求和平均得到连续导频处的信道频率响应的估计值
Figure G201010022696XD00021
综合考虑计算量和估计误差确定移动求和长度为8。对取共轭后得到并与Rm，Ci相乘得到式(1)：
Figure G201010022696XD00024
Figure G201010022696XD00025
其中，Hm，Ci是连续导频处的信道频率响应，即可以等同于信道频率响应的估计值
Figure G201010022696XD00031
，Nm，Ci可认为是加性高斯白噪声，可以不考虑其对CPE估计的影响，每个导频处估计出的CPE值
Figure G201010022696XD00032
im(·)为取虚部函数，对每个连续导频估计出的CPE值取加权平均，为了减小运算量，取加权系数为
Figure G201010022696XD00034
，可以得到CPE的估计值
Figure G201010022696XD00035
其中，p是一个OFDM符号中连续导频的个数，
Figure G201010022696XD00037
是功率归一化系数，根据CPE的估计值对FFT输出的数据Rm，l乘以后送入信道估计和均衡单元。
第二种方法如图2所示，FFT输出的数据Rm，l不经过CPE均衡直接送入信道估计和均衡单元，如果系统中存在CPE，则信道估计和均衡后输出的数据
Figure G201010022696XD000310
在相位上依然存在一个公共的偏转
Figure G201010022696XD000311
，这样原本处于星座图实轴的连续导频处的数据将偏离实轴，提取每个连续导频处的相位偏转
Figure G201010022696XD000312
求和平均获得CPE的估计值
Figure G201010022696XD000313
，根据获得的CPE的估计值
Figure G201010022696XD000314
对信道估计和均衡后输出的数据
Figure G201010022696XD000315
乘以一个相反的相位
Figure G201010022696XD000316
将相位偏转纠正为零。
比较上述两种方法，第一种方法性能较好，CPE估计和均衡的运算量较大，实现较为复杂，其主要原因是在CPE估计时为了获得连续导频处的信道频率响应，需要对连续导频处的信道频率响应先做一次信道估计，在CPE均衡完成后，又再次进行了信道估计和均衡，所以增加了复杂性。第二种方法实现较为简单，信道估计和均衡的运算量较大，性能略差，其主要原因CPE估计是从信道估计和均衡单元提供的均衡过的子载波调制数据
Figure G201010022696XD00041
获得的，所以信道估计和均衡的误差会影响CPE纠正的性能。
发明内容
本发明解决的问题是，提供一种数字接收机的公共相位误差纠正方法和装置，以降低实现复杂度，同时不影响公共相位误差纠正的性能。
为解决上述问题，本发明提供一种数字接收机的公共相位误差纠正方法，包括下述步骤：从信道估计获得的信道频率响应的估计值中提取连续导频的信道频率响应的估计值；从接收到的数据中提取接收到的连续导频的数据；将所述连续导频的信道频率响应的估计值的共轭值与对应的接收到的连续导频的数据相乘，获得包含公共相位误差的中间估计值；根据所述中间估计值，计算公共相位误差的估计值；根据所述公共相位误差的估计值，纠正相位偏转。
可选的，根据所述中间估计值，计算公共相位误差的估计值包括：将每个中间估计值乘以或除以发送端对应的连续导频的数据，并计算所有相乘或相除的结果的和值；提取计算所得的和值的相位，所述和值的相位为公共相位误差的估计值。
可选的，根据所述中间估计值，计算公共相位误差的估计值包括：根据
Figure G201010022696XD00042
计算每个连续导频估计出的公共相位误差值，其中，为第i个连续导频估计出的公共相位误差值，i＝1、2、…、p，p是一个正交频分复用符号的连续导频载波的个数，Sm，Ci为中间估计值，Hm，Ci为连续导频的信道频率响应的估计值，Xm，Ci＝4/3或-4/3；对每个连续导频估计出的公共相位误差值取加权平均，获得公共相位误差的估计值。可选的，根据所述公共相位误差的估计值，纠正相位偏转包括：将均衡后的数据乘以
Figure G201010022696XD00051
为公共相位误差的估计值，所述均衡后的数据是用信道估计获得的信道频率响应的估计值对接收到的数据进行均衡得到的。
可选的，根据所述公共相位误差的估计值，纠正相位偏转包括：将接收到的数据乘以
Figure G201010022696XD00052
，再用信道估计获得的信道频率响应的估计值对所述接收到的数据与
Figure G201010022696XD00053
的乘积进行均衡。
对应于上述的纠正方法，本发明还提供一种数字接收机的公共相位误差纠正装置，包括：
频率响应提取单元，从信道估计获得的信道频率响应的估计值中提取连续导频的信道频率响应的估计值；
数据提取单元，从接收到的数据中提取接收到的连续导频的数据；
估计单元，对所述频率响应提取单元提取的连续导频的信道频率响应的估计值取共轭值，并将所述共轭值对应地与所述数据提取单元提取的接收到的连续导频的数据相乘，获得包含公共相位误差的中间估计值；
计算单元，根据所述数据估计单元获得的中间估计值，计算公共相位误差的估计值；
纠正单元，根据所述计算单元计算得到的公共相位误差的估计值来纠正相位偏转。
可选的，所述计算单元根据
Figure G201010022696XD00054
计算公共相位误差的估计值，其中，
Figure G201010022696XD00055
为公共相位误差的估计值，Sm，Ci为中间估计值，
Figure G201010022696XD00056
Xm，Ci为发送端对应的连续导频的数据。
可选的，所述计算单元根据
Figure G201010022696XD00061
计算公共相位误差的估计值，其中，为公共相位误差的估计值，Sm，Ci为中间估计值，
Figure G201010022696XD00063
Xm，Ci为发送端对应的连续导频的数据，
Figure G201010022696XD00064
为连续导频的信道频率响应的估计值。
可选的，所述纠正单元将均衡后的数据乘以
Figure G201010022696XD00065
为公共相位误差的估计值，所述均衡后的数据是用信道估计获得的信道频率响应的估计值对接收到的数据进行均衡得到的。
可选的，所述纠正单元将接收到的数据乘以为公共相位误差的估计值。
与现有技术的第一种方法相比，上述技术方案直接从信道估计获得的信道频率响应中提取连续导频的信道频率响应，而不需要为连续导频处的频率响应单独做信道估计以获得连续导频的信道频率响应，因此，降低了实现复杂度，同时也降低了接收机的功耗；并且，因为直接利用了信道估计的结果，省略了再次信道估计的过程，所以也减少了公共相位误差估计和纠正的延时。
与现有技术的第二种方法相比，上述技术方案利用从信道估计的结果中提取的连续导频的信道频率响应计算公共相位误差的估计值，而不是用均衡过的子载波调制数据计算公共相位误差的估计值，因此，提高了计算公共相位误差的估计值的准确度，进而提高了公共相位误差纠正的性能。
并且，上述技术方案中计算公共相位误差的估计值可以不采用近似的方法，因此可以进一步提高公共相位误差的估计值的计算精度和公共相位误差纠正的性能。
附图说明
图1是现有的一种CPE纠正方法的实施例示意图；
图2是现有的另一种CPE纠正方法的实施例示意图；
图3是本发明实施例的CPE纠正方法的流程图；
图4是本发明CPE纠正方法的实施例示意图；
图5是本发明CPE纠正方法的另一实施例示意图；
图6是本发明CPE纠正装置的实施例的结构示意图；
图7是本发明CPE纠正装置的另一实施例的结构示意图。
具体实施方式
本发明实施方式的数字接收机的CPE纠正方法和装置直接利用了信道估计的结果，不为连续导频处的信道频率响应单独做信道估计，因而降低了复杂度，并且，根据从信道估计的结果中提取的连续导频的信道频率响应，可以准确地计算出CPE的估计值，因而CPE纠正的性能也没有受到影响。所述的数字接收机可以为DVB-T接收机、DVB-H接收机、或者DVB-T/H接收机。
下面结合附图3、4和实施例对本发明的具体实施方式做详细的说明，在数字接收系统(例如DVB-T/H接收机)中，接收到的射频信号先经模数转换(ADC)、滤波抽取等处理(图中未显示)后转换成复数基带信号，复数基带信号经过FFT输出接收到的数据Rm，l，从接收到的数据Rm，l中提取离散导频的数据进行信道估计，获得信道频率响应的估计值
Figure G201010022696XD00071
。如果系统中存在CPE，原本处于星座图实轴的连续导频的数据将偏离实轴，提取每个连续导频处的数据Rm，Ci并与对应的信道频率响应的估计值
Figure G201010022696XD00072
、发送端的连续导频的数据PRBS相乘，求得所有相乘结果的和，然后求得和值的相位，即可获得CPE的估计值
Figure G201010022696XD00073
，根据获得的CPE的估计值，对信道均衡的输出乘以一个相反的相位来纠正相位偏转。
如图3和4所示，本发明实施例的CPE纠正方法首先执行步骤S11。
步骤S11，从信道估计获得的信道频率响应的估计值
Figure G201010022696XD00081
中提取连续导频的信道频率响应的估计值
Figure G201010022696XD00082
1个数据帧是由若干个OFDM符号组成的，在DVB-T/H系统中，连续导频在每个OFDM符号中的位置是固定的，具体位置由DVB标准制定，也就是说，连续导频载波分布在每个OFDM符号的固定的子载波位置，2k/4k/8k(子载波个数)模式下每个OFDM符号分别有45/89/177个连续导频载波，因此，在信道估计完成后，就可以根据连续导频在每个OFDM符号中的位置，从信道估计的结果(即信道频率响应的估计值
Figure G201010022696XD00083
)中提取出连续导频的信道频率响应的估计值
Figure G201010022696XD00084
，其中，
Figure G201010022696XD00085
表示第m个OFDM符号的第l个子载波上的数据的信道频率响应的估计值(l＝0、1、…、(N-1)，N是一个OFDM符号的子载波个数)；
Figure G201010022696XD00086
表示第m个OFDM符号的第i个连续导频载波上的数据的信道频率响应的估计值(i＝1、2、…、p，p是一个OFDM中的连续导频载波的个数)。
步骤S12，从接收到的数据Rm，l中提取接收到的连续导频的数据Rm，Ci。因为连续导频在一个OFDM符号中的位置是固定的，因此，根据连续导频在OFDM符号中的位置，就可以从接收到的数据Rm，l中提取接收到的连续导频的数据Rm，Ci，其中，Rm，l表示接收到的第m个OFDM符号的第l个子载波上的数据(l＝0、1、…、(N-1)，N是一个OFDM符号的子载波个数)；Rm，Ci表示接收到的第m个OFDM符号的第i个连续导频载波上的数据(i＝1、2、…、p，p是一个OFDM符号的连续导频载波的个数)。
上述步骤S11和S12，也可以先进行步骤S12再进行步骤S11。
步骤S13，取连续导频的信道频率响应的估计值
Figure G201010022696XD00087
的共轭值
Figure G201010022696XD00088
并将所述共轭值
Figure G201010022696XD00089
与对应的接收到的连续导频的数据Rm，Ci相乘，获得中间估计值Sm，Ci，Sm，Ci表示与第m个OFDM符号的第i个连续导频的数据对应的中间估计值Sm，Ci。举例来说，第2个OFDM符号的第3个连续导频的信道频率响应的估计值的共轭值与对应的接收到的第2个OFDM符号的第3个连续导频的数据R2，C3相乘，可以获得与第2个OFDM符号的第3个连续导频的数据对应的中间估计值S2，C3。从式(1)中可以看到，中间估计值Sm，Ci包含有公共相位误差
Figure G201010022696XD00092
步骤S14，根据中间估计值Sm，Ci，计算CPE的估计值
Figure G201010022696XD00093
本实施例中，计算CPE的估计值的具体方法如下所述：
将每个中间估计值Sm，Ci除以发送端对应的连续导频的数据Xm，Ci，并计算所有的中间估计值Sm，Ci除以发送端对应的连续导频的数据Xm，Ci的结果的和值。发送端对应的连续导频的数据是已知的，具体的值由一个伪随机序列(PRBS)来控制，例如，在DVB-T/H的OFDM符号的帧结构中，发送端连续导频处的子载波调制数据都是在星座图的实轴上，幅度为4/3，即Xm，Ci＝4/3或-4/3，因此，将中间估计值Sm，Ci除以发送端对应的连续导频的数据Xm，Ci得到
Figure G201010022696XD00095
其中，
Figure G201010022696XD00096
对所有的相除的结果求和得到
Figure G201010022696XD00097
其中，p是一个OFDM符号中连续导频的个数；然后，提取求得的和值的相位，该相位即为CPE的估计值具体来说，就是对和值
Figure G201010022696XD000910
做反正切运算以取出和值的相位，因此CPE的估计值
Figure G201010022696XD000911
由式(2)计算：
Arctan(·)是反正切函数，返回复数的相位值。另外，将每个中间估计值Sm，Ci乘以发送端对应的连续导频的数据Xm，Ci，并计算所有相乘的结果的和值，提取求得的和值的相位，同样也可以得到CPE的估计值
Figure G201010022696XD00101
因为发送端连续导频处的数据Xm，Ci都是在星座图的实轴上，因此中间估计值Sm，Ci不论是乘以还是除以发送端对应的连续导频的数据Xm，Ci都不会影响求得的和值的相位。
在其他实施例中，如图5所示，也可以由式(3)计算CPE的估计值
Figure G201010022696XD00102
Figure G201010022696XD00103
其中，p是一个OFDM符号中连续导频的个数，
Figure G201010022696XD00104
im(·)为取虚部函数，Sm，Ci为中间估计值。式(3)是从式(1)推导而得的，式(1)中，不考虑加性高斯白噪声Nm，Ci对CPE估计的影响，可以得到每个连续导频处估计出的CPE值
Figure G201010022696XD00105
im(·)为取虚部函数，Hm，Ci为连续导频的信道频率响应，可以认为近似等于连续导频的信道频率响应的估计值
Figure G201010022696XD00106
，对每个连续导频估计出的CPE值
Figure G201010022696XD00107
取加权平均，取加权系数为
Figure G201010022696XD00108
就可以得到CPE的估计值
Figure G201010022696XD00109
即如式(3)所示。
式(3)计算CPE的估计值
Figure G201010022696XD001010
时，每个连续导频估计出的CPE值
Figure G201010022696XD001011
是用近似(≈)的计算方法得到的，而使用式(2)计算CPE的估计值
Figure G201010022696XD001012
可以得到更为精确的结果。
步骤S15，根据CPE的估计值
Figure G201010022696XD001013
来纠正相位偏转。本实施例中，将均衡后的数据乘以与CPE的估计值
Figure G201010022696XD00111
相反的相位来纠正相位偏转。均衡后的数据是用信道估计获得的信道频率响应的估计值
Figure G201010022696XD00112
对接收到的数据Rm，l进行均衡得到的，再乘以
Figure G201010022696XD00113
后就可以获得CPE纠正后的数据，其中，
Figure G201010022696XD00114
在其它实施例中，如图5所示，上述步骤S15也可以先对接收到的数据Rm，l纠正相位偏转，即将接收到的数据Rm，l乘以再用信道估计获得的信道频率响应的估计值
Figure G201010022696XD00116
对纠正后的数据(即接收到的数据Rm，l与
Figure G201010022696XD00117
的乘积)进行均衡。
对应于上述的CPE纠正方法，本发明还提供一种数字接收机的CPE纠正装置，如图6、图7所示，所述的数字接收机包括FFT单元10和信道估计和均衡单元20，所述的CPE纠正装置2包括：
频率响应提取单元21，从信道估计和均衡单元20获得的信道频率响应的估计值中提取连续导频的信道频率响应的估计值。提取连续导频的信道频率响应的估计值的具体实现过程如上述步骤S11所述。
数据提取单元22，从FFT单元10输出的接收到的数据中提取接收到的连续导频的数据。提取接收到的连续导频的数据的具体实现过程如上述步骤S12所述。
估计单元23，对频率响应提取单元21提取的连续导频的信道频率响应的估计值取共轭值，并将所述共轭值对应地与数据提取单元22提取的接收到的连续导频的数据相乘，获得包含CPE的中间估计值。获得中间估计值的具体实现过程如上述步骤S13所述。
计算单元24，根据估计单元23获得的中间估计值，计算CPE的估计值。计算CPE的估计值的具体实现过程如上述步骤S14所述，CPE的估计值可以根据式(2)计算，也可以根据式(3)计算。
纠正单元25，根据计算单元24计算得到的CPE的估计值来纠正相位偏转。本实施例中，纠正单元25是纠正均衡后的数据的相位偏转，即将信道估计和均衡单元20得到的均衡后的数据乘以
Figure G201010022696XD00121
来纠正相位偏转，如图6所示。
在其他实施例中，纠正单元25也可以是纠正接收到的数据的相位偏转，即将FFT单元10输出的接收到的数据乘以再将所得的结果送入信道估计和均衡单元20进行均衡，如图7所示。其中，是计算单元24计算得到的CPE的估计值。
综上所述，上述技术方案针对DVB-T/H接收系统对实时性要求较高的特点，采用了与信道估计相结合的CPE估计和纠正方案，具有以下优点：
因为共用了信道估计的部分资源，所以实现复杂度低，同时也满足接收机低功耗的要求；
因为是从信道估计的结果中提取的连续导频的信道频率响应计算公共相位误差的估计值，所以CPE估计和纠正的性能也没有受到影响；
因为直接利用了信道估计的结果，省略了再次信道估计的过程，所以减少了CPE估计和纠正的延时；
计算公共相位误差的估计值可以不采用近似的方法，因此可以进一步提高公共相位误差的估计值的计算精度和公共相位误差的纠正性能。
本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改，因此本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。

Claims (10)

1.一种数字接收机的公共相位误差纠正方法，其特征在于，包括下述步骤：
从信道估计获得的信道频率响应的估计值中提取连续导频的信道频率响应的估计值；
从接收到的数据中提取接收到的连续导频的数据；
将所述连续导频的信道频率响应的估计值的共轭值与对应的接收到的连续导频的数据相乘，获得包含公共相位误差的中间估计值；
根据所述中间估计值，计算公共相位误差的估计值；
根据所述公共相位误差的估计值，纠正相位偏转。
2.根据权利要求1所述的数字接收机的公共相位误差纠正方法，其特征在于，根据所述中间估计值，计算公共相位误差的估计值包括：
将每个中间估计值乘以或除以发送端对应的连续导频的数据，并计算所有相乘或相除的结果的和值；
提取计算所得的和值的相位，所述和值的相位为公共相位误差的估计值。
3.根据权利要求1所述的数字接收机的公共相位误差纠正方法，其特征在于，根据所述中间估计值，计算公共相位误差的估计值包括：
根据计算每个连续导频估计出的公共相位误差值，其中，
Figure F201010022696XC00012
为第i个连续导频估计出的公共相位误差值，i＝1、2、...、p，p是一个正交频分复用符号的连续导频载波的个数，Sm，Ci为中间估计值，Hm，Ci为连续导频的信道频率响应的估计值，Xm，Ci＝4/3或-4/3；
对每个连续导频估计出的公共相位误差值取加权平均，获得公共相位误差的估计值。
4.根据权利要求1所述的数字接收机的公共相位误差纠正方法，其特征在于，根据所述公共相位误差的估计值，纠正相位偏转包括：将均衡后的数据乘以
Figure F201010022696XC00021
Figure F201010022696XC00022
为公共相位误差的估计值，所述均衡后的数据是用信道估计获得的信道频率响应的估计值对接收到的数据进行均衡得到的。
5.根据权利要求1所述的数字接收机的公共相位误差纠正方法，其特征在于，根据所述公共相位误差的估计值，纠正相位偏转包括：将接收到的数据乘以
Figure F201010022696XC00023
再用信道估计获得的信道频率响应的估计值对所述接收到的数据与的乘积进行均衡。
6.一种数字接收机的公共相位误差纠正装置，其特征在于，包括：
频率响应提取单元，从信道估计获得的信道频率响应的估计值中提取连续导频的信道频率响应的估计值；
数据提取单元，从接收到的数据中提取接收到的连续导频的数据；
估计单元，对所述频率响应提取单元提取的连续导频的信道频率响应的估计值取共轭值，并将所述共轭值对应地与所述数据提取单元提取的接收到的连续导频的数据相乘，获得包含公共相位误差的中间估计值；
计算单元，根据所述估计单元获得的中间估计值，计算公共相位误差的估计值；
纠正单元，根据所述计算单元计算得到的公共相位误差的估计值来纠正相位偏转。
7.根据权利要求6所述的数字接收机的公共相位误差纠正装置，其特征在于，所述计算单元根据
Figure F201010022696XC00025
计算公共相位误差的估计值，其中，
Figure F201010022696XC00026
为公共相位误差的估计值，Sm，Ci为中间估计值，
Figure F201010022696XC00027
Xm，Ci为发送端对应的连续导频的数据。
8.根据权利要求6所述的数字接收机的公共相位误差纠正装置，其特征在于，所述计算单元根据
Figure F201010022696XC00031
计算公共相位误差的估计值，其中，
Figure F201010022696XC00032
为公共相位误差的估计值，Sm，Ci为中间估计值，
Figure F201010022696XC00033
Xm，Ci为发送端对应的连续导频的数据，
Figure F201010022696XC00034
为连续导频的信道频率响应的估计值。
9.根据权利要求6所述的数字接收机的公共相位误差纠正装置，其特征在于，所述纠正单元将均衡后的数据乘以
Figure F201010022696XC00036
为公共相位误差的估计值，所述均衡后的数据是用信道估计获得的信道频率响应的估计值对接收到的数据进行均衡得到的。
10.根据权利要求6所述的数字接收机的公共相位误差纠正装置，其特征在于，所述纠正单元将接收到的数据乘以
Figure F201010022696XC00038
为公共相位误差的估计值。
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