CN104683280B - DFT-s-OFDM系统大频偏的精确估计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种DFT‑s‑OFDM系统大频偏的精确估计方法，该方法包括：将SC‑OFMA符号进行同步；利用同步后的循环前缀CP和数据部分尾部Tail进行频偏估计，获取小频偏，并将其补偿到接收信号上；去除补偿后接收信号中的载波泄露后进行资源块RB自动检测，并根据频域RB分配子载波，获取大频偏；根据接收机DMRS符号，在未知时隙号下生成一个时隙的DMRS本地参考信号；根据1个子帧中2个DMRS符号的平均相位差，获取精确频偏，并获取大频偏估计范围。上述方法能够克服符号间干扰和子载波间干扰，在不需要预知信号资源块分配及子帧序号的情况下实现对信号的频偏估计，扩大了频偏的范围，且提高了估计结果的精确度。
Description
技术领域
本发明涉及通信技术，尤其涉及一种离散傅里叶变换扩频正交频分复用(DirectFourier Transformer Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称DFT-s-OFDM)系统大频偏估计方法。
背景技术
分时长期演进(Time Division Long Term Evolution，简称TD-LTE)下行采用正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称OFDM)技术，上行采用DFT-s-OFDM技术，OFDM系统具有抗符号间干扰(Inter Symbol Interference，简称ISI)和子载波间干扰(Inter-Carrier Interference，简称ICI)的同时具有低峰均比的优势。
LTE上行DFT-s-OFDM系统采用循环前缀(Cyclic Prefix，简称CP)，能够克服由于多径时延导致的ISI和ICI，但是基带信号由于多径效应和频率选择特性，会造成符号间的干扰和子载波的不正交，上行载波泄露比较大，影响接收机的解调性能，具体为：
由于发射机引入的直流分量会导致信号的零频位置产生一个冲击信号，从而会影响频域资源块RB的自动检测；由于单个子载波的波动起伏比较大，而且未分配的子载波的干扰也比较大，从而会影响频域分配RB的自动检测。
鉴于此，如何克服符号间干扰和子载波间干扰，在不需要预知信号资源块分配及子帧序号的情况下实现对信号的大范围且高精确度的频偏估计成为当前需要解决的技术问题。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明提供一种DFT-s-OFDM系统大频偏的精确估计方法，能够克服符号间干扰和子载波间干扰，在不需要预知信号资源块分配及子帧序号的情况下实现对信号的频偏估计，扩大了频偏的范围，并且提高了估计结果的精确度。
第一方面，本发明提供一种DFT-s-OFDM系统大频偏的精确估计方法，包括：
将单载波频分多址SC-FDMA符号进行同步；
利用同步后的SC-FDMA符号的循环前缀CP和数据部分的尾部Tail进行频偏估计，获取小频偏Δf1，并将所述小频偏补偿到接收信号上；
去除补偿后的接收信号中的载波泄露，对去除载波泄露后的接收信号进行资源块RB自动检测，获得参考信号DMRS符号位置，根据接收机DMRS符号的频域RB分配子载波，获取子载波整数倍大频偏Δf2；
根据接收机DMRS符号与本地不同ncs的根序列的冲激函数，在未知时隙号下生成一个时隙的DMRS解调参考符号；
根据1个子帧中的2个DMRS符号的平均相位差，获取精确频偏Δf3，并获取大频偏估计范围f；
其中，f是通过第一公式计算得到的，所述第一公式为：
f＝Δf1+Δf2+Δf3。
可选地，所述将SC-FDMA符号进行同步，包括：
根据SC-FDMA符号循环前缀CP的特点，使用滑动自相关的方法将SC-FDMA符号进行同步。
可选地，所述根据SC-FDMA符号循环前缀CP的特点，使用滑动自相关的方法将SC-FDMA符号进行同步，包括：
将SC-FDMA符号数据部分的尾部Tail与加入频偏的循环前缀CP作共轭复乘；
将得到的复数结果从第一个复数开始逐个以CP长度求和，得到一个复数序列；
将所述复数序列进行取模运算，取幅值最大的复数，获取同步点，所述同步点为：所述幅值最大的复数对应的序列的起始位置；
其中，Δf为每个子载波的频率间隔，为半个子载波频率偏移，是第三代合作伙伴计划3GPP协议上规定的。
可选地，所述利用同步后的SC-FDMA符号的CP和数据部分的尾部Tail进行频偏估计，获取小频偏，包括：
将通过上述将得到的复数结果从第一个复数开始逐个以CP长度求和而得到的复数序列加权求平均，获取相角θ；
根据所述相角θ，获取小频偏Δf1。
可选地，所述去除补偿后的接收信号中的载波泄露，包括：
将补偿后的接收信号的星座点的实部和虚部进行算术平均；
去除补偿后的接收信号基带数据的直流分量。
可选地，所述对去除载波泄露后的接收信号进行资源块RB自动检测，获得解调参考信号DMRS符号位置，包括：
将去除载波泄露后的接收信号去除半个子载波频率偏移
将去除的接收信号进行快速傅立叶变换FFT运算，获取频域子载波的功率；
采用滑动平均的方式，对每个子载波每个RB所有子载波的功率进行平均；
对得到的平均结果进行差分运算，获取差分结果的极值，得到RB子载波的上升沿UpIndex和下降沿DownIndex；
根据所述上升沿UpIndex和下降沿DownIndex以及带宽配置情况，获取RB的分配情况，所述RB的分配情况包括：资源块起点RBstart和资源块数RBnum；
根据RB的分配情况遍历得到同步后的SC-FDMA符号的频域分配子载波的幅度方差，DMRS符号为取所述幅度方差最小的符号。
可选地，所述根据接收机DMRS符号的频域RB分配子载波，获取子载波整数倍大频偏Δf2，包括：
将所述DMRS符号进行FFT运算，获取频域子载波功率分布；
取子载波的前后预设P个子载波平均功率作为噪声功率，取log运算，获取噪声信噪比SNR_Noise；
计算分配子载波的信号功率，取log运算，获取分配子载波信号功率信噪比SNR_Signal；
遍历所有子载波信号功率log运算的结果，将所有子载波信号功率log运算的结果中大于第一阈值的子载波作为子载波的功率上升点n，获取子载波整数倍大频偏Δf2；
其中，0＜P＜(N－N’)/2，
N为每个SC-FDMA符号的数据做FFT变换的点数，N’为满RB配置下的子载波数；
所述第一阈值为：
SNR+SNR_Noise，
SNR是通过第二公式计算得到的，所述第二公式为：
SNR＝SNR_Signal－SNR_Noise；
所述子载波整数倍大频偏Δf2是通过第三公式计算得到的，所述第三公式为：
Δf2＝(n-RBstart×12)×15e3Hz。
可选地，所述根据接收机DMRS符号与本地不同ncs的根序列的冲激函数，在未知时隙号下生成一个时隙的DMRS解调参考符号，包括：
将所述DMRS符号进行FFT运算，将时域变换到频域，获取频域分配子载波的点
利用恒包络零自相关Zadoff－Chu序列的自相关性，将与本地生成的不同ncs下根序列共轭相乘求H，A为实数，j为虚数，将H进行快速傅立叶逆变换IFFT运算，将频域变换到时域，获取冲激函数
根据h峰值点时域位置绝对值最小的位置，确定ncs值；
根据所述ncs值，获取CP的同步误差，所述CP的同步误差为：所述ncs在h峰值点对应时域偏移量
根据所述ncs值，生成一个子帧的DMRS参考信号；
其中，一个子帧的DMRS参考信号为：
为RB子载波数目，α＝2πncs/12。
可选地，所述根据1个子帧中的2个DMRS符号的平均相位差，获取精确频偏Δf3，并获取大频偏估计范围f，包括：
根据所述一个子帧的DMRS参考信号，生成一个子帧的2个本地参考信号时域序列dmrs1和dmrs2；
根据所述本地参考信号时域序列dmrs1和dmrs2，构造接收的2个时隙DMRS序列DMRS1和DMRS2；
将DMRS1和DMRS2序列分别与dmrs1、dmrs2序列进行复数共轭相乘，获取相角序列和；
根据所述相角序列获取精确频偏Δf3；
根据Δf1、Δf2和Δf3，获取大频偏估计范围f；
其中，
DMRS1＝dmrs1×exp(j2πΔf(n+N)TS)，
DMRS2＝dmrs2×exp(j2πΔf(n+N)TS)，
TS＝1/fs，fs＝30.72MHz，n∈{0,1,…，2047}，N＝15360；
为所述相角序列和的相位差序列。
由上述技术方案可知，本发明的DFT-s-OFDM系统大频偏的精确估计方法，能够克服符号间干扰和子载波间干扰，在不需要预知信号资源块分配及子帧序号的情况下实现对信号的频偏估计，扩大了频偏的范围，并且提高了估计结果的精确度。
附图说明
图1为本发明实施例提供的3GPP DFT-s-OFDM系统发射端物理层链路过程的示意图；
图2为本发明实施例提供的SC-FDMA时域图；
图3为本发明实施例提供的LTE PUSCH信号频域子载波结构的示意图；
图4为本发明一实施例提供的DFT-s-OFDM系统大频偏的精确估计方法的流程示意图；
图5为本发明实施例提供的技术方案的一种载波泄露对频谱的影响的仿真图；
图6为本发明实施例提供的技术方案的一种7个符号频域功率叠加和的差分结果仿真图；
图7为本发明实施例提供的技术方案的一个时隙不同Ncs根序列下DMRS和接收机DMRS共轭相关的冲激响应的仿真图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他的实施例，都属于本发明保护的范围。
图1示出了3GPP DFT-s-OFDM系统发射端物理层链路过程的示意图，图2示出了DFT-s-OFDM系统中SC-FDMA时域图，在现有第三代合作伙伴计划(3rd GenerationPartnership Project，简称3GPP)协议中，1个时隙有7个符号(符号0～6)，第一个符号的循环前缀CP长度为160TS，其余6个符号的CP长度为144TS，每个符号的CP与数据部分的尾部Tail是两组完全相同的时域数据,在时域上二者相差2048TS，Ts＝1/fs＝1/30.72e6表示时间单元，每个子载波的频率间隔Δf＝15kHz，每个符号的数据长度为NTS＝2048TS,N＝2048。
根据协议36.521和36.211，36.213章节，生成上行PUSCH数字基带信号，该基带信号频率误差为80000Hz，信号传输的信道为非理想信道(信噪比为18dB)，IQoffset为-24dB，时延为50TS，生成带宽20M，100RB的基带信号。
根据协议可知子载波的数量与带宽配置有关，20M带宽下满配置有100个RB，RBstart的范围是0～99，RB length的范围是1～100。1个RB对应12个子载波，满RB配置下有1200个子载波。信号在经过传输预编码和子载波映射之后，DFT的点数补0为2048个点，做IFFT变换，乘以半个子载波的偏移(7.5KHz)，再插入CP，SC-FDMA信号才生成。1200个子载波补为2048个点，所对应的频域位置起始点是424。
将盲捕的数字基带信号取出一个时隙的7个符号，设滑动窗长度M＝2192TS为其余6个符号的CP长度与每个符号的数据长度之和，分别取出每个符号的CP部分，Ncp,l为一个时隙内不同的SC-FDMA符号的循环前缀长度，CPdata＝sl(t0),0≤t0≤(Ncp,l+M)×Ts和该CP部分对应的数据的尾部Tail部分Taildata＝sl(t1)，t1＝t0+N×TS。
3GPP 36.213协议中一个上行时隙中的l个单载波频分多址(Single-carrierFrequency-Division Multiple Access，简称SC-FDMA)符号中的时间连续信号生成公式为：
其中，0≤t＜(NCP,l+N)×Ts， 表示每个时隙内的子载波数，N＝2048，Δf＝15kHz表示每个子载波的频率间隔，表示映射到资源单元(k,l)上的数据,一个时隙内的SC-FDMA符号从l＝0开始按照l的增序传输。在加入频偏的情况下，CP与数据部分的Tail是不同的，它们互为相反数，即将加入7.5KHz频偏后N点数据部分的尾部Tail的NCP,l点乘以-1后，搬移到前面才得到带有CP的数据，因此加入频偏后得到将CP数据取相反数数据CP'data＝-sl(t),0≤t0≤(Ncp,l+M)×Ts。
图4示出了本发明一实施例提供的DFT-s-OFDM系统大频偏的精确估计方法的流程示意图，如图2所示，本实施例的DFT-s-OFDM系统大频偏的精确估计方法如下所述。
401、将单载波频分多址SC-FDMA符号进行同步。
在具体应用中，所述本步骤401可以包括：
根据SC-FDMA符号循环前缀CP的特点，使用滑动自相关的方法将SC-FDMA符号进行同步，具体可包括：
将SC-FDMA符号数据部分的尾部Tail与加入频偏的循环前缀CP(即互为相反数序列CP'data与Taildata)作共轭复乘；
将得到的复数结果从第一个复数开始逐个以CP长度求和，得到一个复数序列；
将所述复数序列进行取模运算，取幅值最大的复数(即滑动相关峰)，获取同步点，所述同步点为：所述幅值最大的复数对应的序列的起始位置；
其中，为半个子载波频率偏移，
402、利用同步后的SC-FDMA符号的循环前缀CP和数据部分的尾部Tail进行频偏估计，获取小频偏Δf1，并将所述小频偏补偿到接收信号上。
在具体应用中，所述本步骤402可以包括图中未示出的步骤402a-402c：
402a、将通过上述将得到的复数结果从第一个复数开始逐个以CP长度求和而得到的复数序列加权求平均，获取相角θ。
402b、根据所述相角θ，获取小频偏Δf1。
可理解的是，由于频偏会反映在相位的偏移上θ＝2π×Δf1×Ts×n，同时子载波整数倍的频偏相位θ＝2π，因此可得到小频偏Δf1。
402c、将所述小频偏补偿到接收信号上。
403、去除补偿后的接收信号中的载波泄露，对去除载波泄露后的接收信号进行资源块RB自动检测，获得解调参考信号DMRS符号位置，根据接收机DMRS符号的频域RB分配子载波，获取子载波整数倍大频偏Δf2。
可理解的是，在未知RB分配情况下，本步骤利用了一个时隙SC-FDMA频域子载波分配情况以及滑动平均降噪自动检测RB分配，根据RB分配位置遍历得到DMRS符号位置，其频域分配子载波情况得到子载波整数倍大频偏。
404、根据接收机DMRS符号与本地不同ncs的根序列的冲激函数，在未知时隙号下生成一个时隙的DMRS解调参考符号。
405、根据1个子帧中的2个DMRS符号的平均相位差，获取精确频偏Δf3，并获取大频偏估计范围f。
其中，f是通过第一公式计算得到的，所述第一公式为：
f＝Δf1+Δf2+Δf3。
在具体应用中，所述本步骤405包括图中未示出的步骤Y1-Y5：
Y1、根据所述一个子帧的DMRS参考信号，生成一个子帧的2个本地参考信号时域序列dmrs1和dmrs2。
Y2、根据所述本地参考信号时域序列dmrs1和dmrs2，构造接收的2个时隙DMRS序列DMRS1和DMRS2。
Y3、将DMRS1和DMRS2序列分别与dmrs1、dmrs2序列进行复数共轭相乘，获取相角序列和
Y4、根据所述相角序列获取精确频偏Δf3。
Y5、根据Δf1、Δf2和Δf3，获取大频偏估计范围f。
其中，
DMRS1＝dmrs1×exp(j2πΔf(n+N)TS)，
DMRS2＝dmrs2×exp(j2πΔf(n+N)TS)，
TS＝1/fs，fs＝30.72MHz，n∈{0,1，…，2047}，N＝15360；
为所述相角序列和的相位差序列。
图5至图7为本发明实施例技术方案的仿真实验结果，图5示出了本发明实施例提供的技术方案的一种载波泄露对频谱的影响的仿真图，图6示出了本发明实施例提供的技术方案的一种7个符号频域功率叠加和的差分结果仿真图，根据协议36.521和36.211，36.213章节可知，生成PUSCH数字基带信号，该基带信号频率误差为80000Hz，信号传输的信道为非理想信道(信噪比为18dB)，载波泄露IQoffset为-24dB，时延为50TS，生成带宽20M、100RB的基带信号。
在仿真实验中，由于一个符号的CP和数据的尾部Tail在时域上相距仅2048TS，占据时间比较短，所有计算的精度不够，CP计算得到的粗频偏Δf1＝4993.4Hz，CP计算得到的时域偏移为44。
利用本发明实施例提出的RB自动检测得到的计算大频偏方法，去除载漏后RB自动检测得到，RB子载波上升沿UpIndex＝429，下降沿DownIndex＝1629，RB start＝round((UpIndex-424)/12)＝0，RB length＝round((DownIndex-UpIndex)/12)＝100，20M带宽下，可以得到Δf2＝(UpIndex-424)*1500Hz＝75000Hz；
图7示出了本发明实施例提供的技术方案的一个时隙不同Ncs根序列下DMRS和接收机DMRS共轭相关的冲激响应的仿真图，在该仿真实验中，DMRS相关得到一个子帧2个时隙用于生成本地参考DMRS符号的循环偏移Ncs值为9和8，仿真所得CP同步误差为6，DMRS计算的精确频偏Δf3为7.6。综上计算，f＝Δf1+Δf2+Δf3＝4993.4+75000+7.6＝80001Hz，时域偏移为50TS。
本实施例的DFT-s-OFDM系统大频偏的精确估计方法，通过将SC-FDMA符号进行同步，利用同步后的循环前缀CP和数据部分尾部Tail进行频偏估计，获取小频偏，并将其补偿到接收信号上，去除补偿后接收信号中的载波泄露后进行资源块RB自动检测，获得DMRS符号位置，并根据上述频域RB分配子载波，获取大频偏，根据所述DMRS符号，在未知时隙号下根据与不同ncs根序列相关的冲激响应确定ncs，生成一个子帧的DMRS参考信号，根据1个子帧中2个DMRS符号的平均相位差，获取精确频偏，并获取大频偏估计范围，能够克服符号间干扰和子载波间干扰，在不需要预知信号资源块分配及子帧序号的情况下实现对信号的频偏估计，扩大了频偏的范围可达到±80kHz，精度为±1Hz。克服了仅仅用DMRS计算频偏，由于受到相位旋转的限制，当相位差超过2π后，造成频偏估计错误，其计算范围仅为2kHz，即±1kHz的问题。
在具体应用中，所述本步骤403可以包括图中未示出的步骤403a-403c：
403a、去除补偿后的接收信号中的载波泄露。
在具体应用中，所述本步骤403a可以包括：
将补偿后的接收信号的星座点的实部和虚部进行算术平均；去除补偿后的接收信号基带数据的直流分量。
可理解的是，载波泄露是一个未经调制的正弦波，在基带数据上表现为直流，在星座图上表现为星座点整体的搬移，载波泄露会干扰RB分配的自动检测，计算接收信号的载波泄露即求信号星座图的中心与坐标原点的偏差距离，由于只是粗步估计信号的载波泄露，不需要用解调后的信号，直接将去除频偏的信号实部和虚部进行算术平均，得到一个点，这个点的实部和虚部(记为I和Q)就可用来计算载波泄露IQOffset＝10log10(I2+Q2)，然后去除补偿后的接收信号中的载波泄露。
403b、对去除载波泄露后的接收信号进行资源块RB自动检测，获得解调参考信号DMRS符号位置。
在具体应用中，所述本步骤403b可以包括图中未示出的步骤S1-S6：
S1、将去除载波泄露后的接收信号去除半个子载波频率偏移
S2、将去除的接收信号进行快速傅立叶变换FFT运算，获取频域子载波的功率。
S3、采用滑动平均的方式，对每个子载波以1个RB所含的12个子载波的功率进行平均。
S4、对得到的平均结果进行差分运算，获取差分结果的极值，得到RB子载波的上升沿UpIndex和下降沿DownIndex。
S5、根据所述上升沿UpIndex和下降沿DownIndex以及带宽配置情况，获取RB的分配情况，所述RB的分配情况包括：资源块起点RBstart和资源块数RBnum。
S6、根据RB的分配情况遍历得到同步后的SC-FDMA符号的频域分配子载波的幅度方差，DMRS符号为取所述幅度方差最小的符号。
图3为LTE PUSCH信号频域子载波结构的示意图，可理解的是，由于在基带信号的形成过程中符号添加了半个子载波即7.5KHz的搬移，故先去除7.5KHz，然后进行FFT变换，得到频域子载波的功率，由于一个符号的波动起伏比较大并且当前盲捕数据不知道DMRS符号位置，故采用7个符号的叠加。得到频域2048个子载波的功率，由于未分配的子载波以及噪声的干扰可能对子载波功率的检测造成干扰，在此采用滑动平均的方式，每个子载波采用1个RB的12个子载波的功率进行平均，针对此得到的2048个平均的子载波功率采用差分运算，取得差分结果的极值得到RB子载波的上升沿UpIndex和下降沿DownIndex，根据上升沿和下降沿得到和带宽配置情况得到RB的分配情况RBstart和RBnum，根据所得到的RB的分配情况RBstart和RBnum，于DMRS符号频域符号幅值恒定，根据此特性遍历得到7个符号的频域分配子载波的幅度方差得到最小的即为DMRS符号。
403c、根据接收机上述频域RB分配子载波，获取子载波整数倍大频偏Δf2。
在具体应用中，所述本步骤403c可包括图中未示出的步骤T1-T4:
T1、将所述DMRS符号进行FFT运算，获取频域子载波功率分布。
在具体应用中，本步骤是将所述DMRS符号进行2048点FFT运算，获取频域子载波功率分布。
T2、取子载波的前后预设P个子载波平均功率作为噪声功率，取log运算，获取噪声信噪比SNR_Noise。
其中，0＜P＜(N－N’)/2，N为每个SC-FDMA符号的数据做FFT变换的点数，N’为满RB配置下的子载波数。举例来说，P可以选为150，若带宽为20MHz，出于计算时间的考虑，此时，0＜P＜424即可。
T3、计算分配子载波的信号功率，取log运算，获取分配子载波信号功率信噪比SNR_Signal。
T4、遍历所有子载波信号功率log运算的结果，将所有子载波信号功率log运算的结果中大于第一阈值的子载波作为子载波的功率上升点n，获取子载波整数倍大频偏Δf2。
其中，所述第一阈值为：
SNR+SNR_Noise，
SNR是通过第二公式计算得到的，所述第二公式为：
SNR＝SNR_Signal－SNR_Noise；
所述子载波整数倍大频偏Δf2是通过第三公式计算得到的，所述第三公式为：
Δf2＝(n-RBstart×12)×15e3Hz。
在具体应用中，所述本步骤404可以包括图中未示出的步骤X1-X5：
X1、将所述DMRS符号进行FFT运算，将时域变换到频域，获取频域分配子载波的点
X2、利用恒包络零自相关Zadoff－Chu序列的自相关性，将与本地生成的所有根序列共轭相乘求H，将H进行快速傅立叶逆变换IFFT运算，将频域变换到时域，获取冲激函数
其中，A为实数，j为虚数。
X3、根据h峰值点时域位置绝对值最小的位置，确定ncs值。
X4、根据所述ncs值，获取CP的同步误差，所述CP的同步误差为：所述ncs在h峰值点对应时域偏移量
X5、根据所述ncs值，生成一个子帧的DMRS参考信号。
其中，一个子帧的DMRS参考信号为：
为RB子载波数目，α＝2πncs/12。
可理解的是，应说明的是，本步骤是在只知道已知小区ID和已知参数Δss，组跳变Group hopping关闭条件下(相当于已知u值，v＝0)，未知时隙号的情况下，生成本地DMRS参考信号，并且得到CP符号同步偏差。根据3GPP 36.211协议标准5.5.1.1章节生成解调参考信号的根序列公式如下：
其中， 为RB子载波数目，Zadoff－Chu序列的长度为Z为的最大质数。在组跳频Group hopping关闭情况下，v＝0,u＝(fgh(ns)+fss)mod30，fgh(ns)＝0，Δss∈{0,1,...,29}。
由于DMRS参考信号α＝2πncs/12,在协议中ncs∈{0,1,...,11}，而时隙号未知,ncs无法确定进行计算，在此利用Zadoff-Chu序列的自相关性。与本地生成的12种根序列共轭相乘求H，将H做2048点IFFFT，变换到时域，得到h；
理论上若CP同步点精确并且正确ncs，则h为冲激函数δ(n)，但表示δ(n)向左循环移位点，不同ncs体现在h峰值点对应时域偏移量为的不同，因此找到离δ(n)向左时域偏移量最小的偏移量记作index，可以得到其所对应的ncs。
本实施例的DFT-s-OFDM系统结合RB自动检测计算大频偏以及DMRS计算频偏的的精确估计方法，克服了由于受到相位旋转的限制造成频偏估计错误的问题，其能够克服符号间干扰和子载波间干扰，在不需要预知信号资源块分配及子帧序号的情况下实现对信号的频偏估计，扩大了频偏的范围可达到±80kHz，提高了估计结果的精确度，其计算精度可达2Hz，即±1Hz。
本领域普通技术人员可以理解：实现上述各方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中。该程序在执行时，执行包括上述各方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明权利要求所限定的范围。
Claims (7)
1.一种DFT-s-OFDM系统大频偏的精确估计方法，其特征在于，包括：
将单载波频分多址SC-FDMA符号进行同步；
利用同步后的SC-FDMA符号的循环前缀CP和数据部分的尾部Tail进行频偏估计，获取小频偏Δf1，并将所述小频偏补偿到接收信号上；
去除补偿后的接收信号中的载波泄露，对去除载波泄露后的接收信号进行资源块RB自动检测，获得解调参考信号DMRS符号位置，根据接收机DMRS符号的频域RB分配子载波，获取子载波整数倍大频偏Δf2；
根据接收机DMRS符号与本地不同ncs的根序列的冲激函数，在未知时隙号下生成一个时隙的DMRS解调参考符号；
根据1个子帧中的2个DMRS符号的平均相位差，获取精确频偏Δf3，并获取大频偏估计范围f，具体包括：
根据所述一个子帧的DMRS参考信号，生成一个子帧的2个本地参考信号时域序列dmrs1和dmrs2；
根据所述本地参考信号时域序列dmrs1和dmrs2，构造接收的2个时隙DMRS序列DMRS1和DMRS2；
将DMRS1和DMRS2序列分别与dmrs1、dmrs2序列进行复数共轭相乘，获取相角序列和
根据所述相角序列 获取精确频偏Δf3；
根据Δf1、Δf2和Δf3，获取大频偏估计范围f；
其中，
DMRS1＝dmrs1×exp(j2πΔf(n+N)TS)，
DMRS2＝dmrs2×exp(j2πΔf(n+N)TS)，
TS＝1/fs，fs＝30.72MHz，n∈{0,1,...,2047}，N＝15360；
为所述相角序列和的相位差序列，f是通过第一公式计算得到的，所述第一公式为：
f＝Δf1+Δf2+Δf3；
其中，所述根据接收机DMRS符号与本地不同ncs的根序列的冲激函数，在未知时隙号下生成一个时隙的DMRS解调参考符号，包括：
将所述DMRS符号进行FFT运算，将时域变换到频域，获取频域分配子载波的点
利用恒包络零自相关Zadoff－Chu序列的自相关性，将与本地生成的所有根序列共轭相乘求H，将H进行快速傅立叶逆变换IFFT运算，将频域变换到时域，获取冲激函数
根据h峰值点时域位置绝对值最小的位置，确定ncs值；
根据所述ncs值，获取CP的同步误差，所述CP的同步误差为：所述ncs在h峰值点对应时域偏移量
根据所述ncs值，生成一个子帧的DMRS参考信号；
其中，一个子帧的DMRS参考信号为：
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为RB子载波数目，α＝2πncs/12；
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其中，A为实数，j为虚数。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将SC-FDMA符号进行同步，包括：
根据SC-FDMA符号循环前缀CP的特点，使用滑动自相关的方法将SC-FDMA符号进行同步。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据SC-FDMA符号循环前缀CP的特点，使用滑动自相关的方法将SC-FDMA符号进行同步，包括：
将SC-FDMA符号数据部分的尾部Tail与加入频偏的循环前缀CP作共轭复乘；
将得到的复数结果从第一个复数开始逐个以CP长度求和，得到一个复数序列；
将所述复数序列进行取模运算，取幅值最大的复数，获取同步点，所述同步点为：所述幅值最大的复数对应的序列的起始位置；
其中，Δf为每个子载波的频率间隔，为半个子载波频率偏移，是第三代合作伙伴计划3GPP协议上规定的。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述利用同步后的SC-FDMA符号的CP和数据部分的尾部Tail进行频偏估计，获取小频偏Δf1，包括：
将通过上述将得到的复数结果从第一个复数开始逐个以CP长度求和而得到的复数序列加权求平均，获取相角θ；
根据所述相角θ，获取小频偏Δf1。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述去除补偿后的接收信号中的载波泄露，包括：
将补偿后的接收信号的星座点的实部和虚部进行算术平均；
去除补偿后的接收信号基带数据的直流分量。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述对去除载波泄露后的接收信号进行资源块RB自动检测，获得解调参考信号DMRS符号位置，包括：
将去除载波泄露后的接收信号去除半个子载波频率偏移
将去除的接收信号进行快速傅立叶变换FFT运算，获取频域子载波的功率；
采用滑动平均的方式，对每个子载波以1个RB所含的12个子载波的功率进行平均；
对得到的平均结果进行差分运算，获取差分结果的极值，得到RB子载波的上升沿UpIndex和下降沿DownIndex；
根据所述上升沿UpIndex和下降沿DownIndex以及带宽配置情况，获取RB的分配情况，所述RB的分配情况包括：资源块起点RBstart和资源块数RBnum；
根据RB的分配情况遍历得到同步后的SC-FDMA符号的频域分配子载波的幅度方差，DMRS符号为取所述幅度方差最小的符号。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述根据接收机DMRS符号的频域RB分配子载波，获取子载波整数倍大频偏Δf2，包括：
将所述DMRS符号进行FFT运算，获取频域子载波功率分布；
取子载波的前后预设P个子载波平均功率作为噪声功率，取log运算，获取噪声信噪比SNR_Noise；
计算分配子载波的信号功率，取log运算，获取分配子载波信号功率信噪比SNR_Signal；
遍历所有子载波信号功率log运算的结果，将所有子载波信号功率log运算的结果中大于第一阈值的子载波作为子载波的功率上升点n，获取子载波整数倍大频偏Δf2；
其中，0＜P＜(N－N’)/2，
N为每个SC-FDMA符号的数据做FFT变换的点数，N’为满RB配置下的子载波数；
所述第一阈值为：
SNR+SNR_Noise，
SNR是通过第二公式计算得到的，所述第二公式为：
SNR＝SNR_Signal－SNR_Noise；
所述子载波整数倍大频偏Δf2是通过第三公式计算得到的，所述第三公式为：
Δf2＝(n-RBstart×12)×15e3Hz。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201410724788.0A CN104683280B (zh) | 2014-12-02 | 2014-12-02 | DFT-s-OFDM系统大频偏的精确估计方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201410724788.0A CN104683280B (zh) | 2014-12-02 | 2014-12-02 | DFT-s-OFDM系统大频偏的精确估计方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN104683280A CN104683280A (zh) | 2015-06-03 |
| CN104683280B true CN104683280B (zh) | 2018-04-24 |
Family
ID=53317891
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201410724788.0A Active CN104683280B (zh) | 2014-12-02 | 2014-12-02 | DFT-s-OFDM系统大频偏的精确估计方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN104683280B (zh) |
Families Citing this family (31)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US10536312B2 (en) * | 2015-12-03 | 2020-01-14 | Idac Holdings, Inc. | System, method, and apparatus for low power cyclic prefix (CP) based hybrid spread waveforms |
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| CN109792420B (zh) * | 2016-10-18 | 2021-08-13 | 华为技术有限公司 | 发射机、接收机以及数据传输方法 |
| CN106789776B (zh) * | 2017-03-10 | 2020-03-13 | 中山大学 | 一种mimo-ofdm系统的高精度信道估计方法 |
| CN107086974B (zh) * | 2017-03-27 | 2020-07-03 | 西安电子科技大学 | 一种高动态环境下的ofdm同步方法及遥测系统 |
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| CN109520950A (zh) * | 2018-12-20 | 2019-03-26 | 淮阴工学院 | 一种对光谱偏移不敏感的化学成分光谱检测方法 |
| CN111431686B (zh) | 2019-01-10 | 2024-04-12 | 华为技术有限公司 | 信号处理的方法和装置 |
| CN111294300B (zh) * | 2019-02-28 | 2023-03-24 | 展讯通信（上海）有限公司 | 频偏获取方法及装置 |
| CN110493156B (zh) * | 2019-08-22 | 2021-06-01 | 西安电子科技大学 | 5g移动通信系统中基于星座点分集的频偏估计方法 |
| CN112448904B (zh) * | 2019-09-03 | 2022-06-21 | 丽水青达科技合伙企业(有限合伙) | 一种应用于高铁系统的上行频偏估计方法 |
| CN111147417B (zh) * | 2019-12-26 | 2021-02-05 | 南京中科晶上通信技术有限公司 | 载波频偏估计的实现方法、装置、终端及存储介质 |
| CN111131122B (zh) * | 2019-12-31 | 2022-10-18 | 武汉邮电科学研究院有限公司 | 基于dmt调制和拍频检测的光传输系统均衡方法及装置 |
| CN111740929B (zh) * | 2020-06-22 | 2022-05-17 | 河北远东通信系统工程有限公司 | 一种基于pss序列重复协同检测的td-lte频率偏移估计方法 |
| CN114257481B (zh) * | 2020-09-24 | 2024-03-08 | 大唐联仪科技有限公司 | 时隙同步检测方法、设备、装置及存储介质 |
| CN115276685B (zh) * | 2021-04-30 | 2024-05-14 | 华为技术有限公司 | 一种信号处理方法和通信装置 |
| CN113794666B (zh) * | 2021-09-14 | 2023-12-08 | 深圳市极致汇仪科技有限公司 | 一种综测仪分析大频偏数据的方法及系统 |
| CN115842704A (zh) * | 2021-09-18 | 2023-03-24 | 大唐联仪科技有限公司 | 上行信号子帧同步方法、设备、装置及存储介质 |
| CN113904904B (zh) * | 2021-11-12 | 2023-09-15 | 北京信息科技大学 | 基于ofdm的整数频偏估计方法、系统、介质及设备 |
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| KR101152268B1 (ko) * | 2010-09-03 | 2012-06-08 | 주식회사 이노와이어리스 | Ｓｃ-ｆｄｍａ 시스템의 수신단에서의 ｉ／ｑ 옵셋 제거 장치 및 방법 |
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2014
- 2014-12-02 CN CN201410724788.0A patent/CN104683280B/zh active Active
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| Title |
|---|
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN104683280A (zh) | 2015-06-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |