CN107623650A - 针对高速环境下ofdm系统频偏的测量方法及用途、测量装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法及用途、测量装置，所述方法包括以下步骤：S110，接收同步信号；S120，根据所述同步信号的相邻两段序列的相位差计算粗频偏Δf_coarse；S130，获取导频，所述导频变换到时域，以获取当前的信噪比；S140，所述信噪比大于门限；S150，获取常规时隙下多个符号的导频，并通过所述多个符号的导频重复相关进行精频偏Δf_offset的测量；S160，计算目标频偏Δf_all＝Δf_coarse+Δf_offset。本发明的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法提供准确的粗频偏，并通过信噪比判断是否满足继续进行频偏测量的依据，极大地增强了目标频偏的准确性。

Description

针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法及用途、测量装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法及用途、测量装置。

背景技术

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)即正交频分复用技术，实际上OFDM是MCM(Multi Carrier Modulation)，多载波调制的一种。OFDM 的基本原理是将高速的数据流分解为N个并行的低速数据流，在N个子载波上同时进行传输。

频率偏移估计，简称频偏估计。频率偏移是由收发设备的本地载频之间的偏差、信道的多普勒频移等引起的，由子载波间隔的整数倍偏移和子载波间隔的小数倍偏移构成。子载波间隔的整数倍不会引起ICI，抽样点仍在定点，但是解调出来的信息符号的错误概率为50％，子载波间隔的小数倍的偏移由于抽样点不在顶点，破坏了子载波之间的正交性由此引起了ICI。Moose给出ICI 和AWGN情况下有效信噪比的下界，

如果要获得有效信噪比是30dB或更高，则频率偏移相对于子载波间隔的归一化值|ε|≤1.3×10^-2，这说明即使很小的频率偏移也会带来较大的性能损失。测量模块中的频偏估计是在小区初搜之后对频偏的校准过程，在小区初搜过程中，对晶振和多普勒扩展引入的大范围频偏进行了校准，在小区初搜完成之后，可以将频偏控制在1KHZ内；在测量模块中继续进行频偏校准，以保证UE的频偏始终控制在1KHZ内。

频偏会引起OFDM各个子载波之间干扰，减小有效信号功率，所以必须将系统的频偏限制在允许的范围内。频偏的产生主要有晶阵振荡漂移和多普勒频偏构成。根据目前器件特性，晶阵频偏在3ppm左右，在载频为2G的时候约为6KHz；多普勒频移可以根据UE移动速度计算，在350Km/h时，最大多普勒频移是648Hz。可见，其中晶阵频移是主要的因素。但是如果是高速运动的飞行器，存在猛烈的上升或者下降达到3500Km/h时，最大多普勒频移是6.48KHz。

小区初搜算法的粗调入口是5KHz，精调目标是0.1ppm，为200Hz。对于 OFDM系统，也可以认为晶阵频偏是在6KHz左右，而OFDM系统的频偏调整目标要通过下面的分析和仿真来确定。

频率偏移对系统性能影响作的分析：

由于载波频率偏差Δf_c破坏了各载波之间的正交性，使得信号的幅度也发生了变化，带来了信噪比的下降。

设原信噪比为Es/N0，带有频偏的信噪比推导为：

则频偏信噪比为

可以计算信噪比的损失为：

曲线如图1所示：在N＝128，fs＝1.92M的情况下，当Es/N0＝25dB时，频偏系数NΔf_cT_s＝0.01，即时，信噪比损失为0.43dB。可以认为，频偏调整的目标为Δf_c≤0.01·ΔF。

在现有技术中，粗频偏的计算步骤，包括：第一步，计算同步序列前后两段的共轭相关值，同步序列前后两段的共轭相关值按照以下公式计算：

其中，r₁(k)为接收的同步序列前段，r₂(k)为接收的同步序列后段，接收信号r＝[r₁，r₂]，Δf为频偏，L为时间间隔，T_s为采样时间；和第二步，根据共轭相关值R计算粗频偏

然而，以上现有技术计算的粗频偏不准确。

因此，需要针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法及用途、测量装置，其提供准确的粗频偏，并通过信噪比判断是否满足继续进行频偏测量的依据，极大地增强了目标频偏的准确性。

发明内容

根据本发明的一个方面，本发明提供的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法，其特征在于，包括以下步骤：S110，接收同步信号；S120，根据同步信号的相邻两段序列的相位差计算粗频偏Δf_coarse；S130，获取导频，导频变换到时域，以获取当前的信噪比；S140，信噪比大于门限；S150，获取常规时隙下多个符号的导频，并通过多个符号的导频重复相关进行精频偏Δf_offset的测量；S160，计算目标频偏Δf_all＝Δf_coarse+Δf_offset。

优选地，在步骤S120中，粗频偏的计算步骤包括：S1201，基于以下公式，所述相邻两段序列首先分别与各自的本地序列共轭相乘，然后再共轭相乘，以计算共轭相关值其中， synr₁(k)与synr₂(k)为相邻两段同步序列，synt₁(k)与synt₂(k)为相邻两段本地同步序列，所述共轭相关值R代入步骤S1202中的公式；S1202，基于以下公式，根据所述共轭相关值R计算相位差所述相位差代入步骤S1203中的公式；S1203，根据所述相位差计算粗频偏其中，为相位差，L为采样点数，f_s为采样速度，所述粗频偏Δf_coarse代入步骤 S160中的公式。

优选地，在步骤S130中，导频变换到时域的信号特性为k＝1:L/2，其中，synr₁(k)为同步序列，synt₁(k) 为本地同步序列。

优选地，在步骤S140中，当信噪比小于门限时，则返回至步骤S110。

优选地，在步骤S150中，精频偏Δf_offset的计算步骤，包括：

S1501，将导频信道估计得到的信道H按导频所在的OFDM符号排列，排列后的导频信道估计表示为，其中m＝1,2,…M表示一个时隙中包含列导频符号，nrs＝1,2…N表示一个OFDM符号中含导频的个数；

S1502，计算不同符号同一频点对的共轭相关值之和，为了进行子载波对齐，采用第一列和第三列的导频符号作共轭相关，第二列和第四列的导频符号作共轭相关：

R_sum＝R_sum₁+R_sum₂

其中，R_sum₁为第一列和第三列的导频符号的共轭相关值，R_sum₂为第二列和第四列的导频符号的共轭相关值，R_sum为第一列、第二列、第三列和第四列的导频符号的共轭相关值之和，conj()表示求共轭运算；

S1503，求所述共轭相关值之和R_sum对应的角度φ＝angle(R_sum)，其中，angle()表示求角度运算，用Cordic函数来实现；

S1504，计算共轭相关对所在两列导频符号的时间间隔；

L＝2*(N_FFT+N_CP)，N_FFT为FFT变换所选取的点数，N_CP循环前缀点数，因此，无需区分CP类型，L是一个与下行系统带宽绑定的正整数；

S1505，计算精频偏其中，分母中的π可以与分子中的单位相抵消。

根据本发明的另一方面，本发明提供的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法用于校准频偏。

根据本发明的又一方面，本发明提供一种针对高速环境下OFDM系统频偏的测量装置，其包括：信号接收模块，用于接收同步信号；粗频偏计算模块，用于根据同步信号的相邻两段序列的相位差计算粗频偏Δf_coarse；IFFT模块，用于获取导频，导频变换到时域，以获取当前的信噪比；判决模块，用于判断信噪比是否大于门限；精频偏计算模块，用于获取常规时隙下多个符号的导频，并通过多个符号的导频重复相关进行精频偏Δf_offset的测量；目标频偏计算模块，计算目标频偏Δf_all＝Δf_coarse+Δf_offset。

优选地，粗频偏计算模块计算所述粗频偏的步骤包括：S1201，相邻两段序列首先分别与各自的本地序列共轭相乘，然后再共轭相乘，以计算共轭相关值

其中，synr₁(k)与synr₂(k) 为相邻两段同步序列，synt₁(k)与synt₂(k)为相邻两段本地同步序列；S1202，根据共轭相关值计算相位差S1203，根据相位差计算粗频偏其中，为相位差，L为采样点数，f_s为采样速度。

优选地，在IFFT模块中，导频变换到时域的信号特性为

其中，synr₁(k)为同步序列，synt₁(k)为本地同步序列。

优选地，精频偏计算模块计算所述精频偏Δf_offset的步骤，包括：

S1501，将导频信道估计得到的信道H按导频所在的OFDM符号排列，排列后的导频信道估计表示为其中m＝1,2,…M表示一个时隙中包含列导频符号，nrs＝1,2…N表示一个OFDM符号中含导频的个数；

S1502，计算不同符号同一频点对的共轭相关值之和，为了进行子载波对齐，采用第一列和第三列的导频符号作共轭相关，第二列和第四列的导频符号作共轭相关：

R_sum＝R_sum₁+R_sum₂

其中，R_sum₁为第一列和第三列的导频符号的共轭相关值，R_sum₂为第二列和第四列的导频符号的共轭相关值，R_sum为第一列、第二列、第三列和第四列的导频符号的共轭相关值之和，conj()表示求共轭运算；

S1503，求共轭相关值之和R_sum对应的角度φ＝angle(R_sum)，其中， angle()表示求角度运算，用Cordic函数来实现；

S1504，计算共轭相关对所在两列导频符号的时间间隔；

L＝2*(N_FFT+N_CP)，N_FFT为FFT变换所选取的点数，N_CP循环前缀点数，因此，无需区分CP类型，L是一个与下行系统带宽绑定的正整数；

S1505，计算精频偏其中，分母中的π可以与分子中的单位相抵消。

本发明与现有技术相比，具有以下优点：

1.本发明的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法采用两种级联方式获取和消除粗频偏和精频偏，最终达到消除所有频偏的目的；

2.本发明的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法提供准确的粗频偏，通过两级频偏测量中间环节信噪比测量，以及信噪比判断是否满足继续进行频偏测量的依据，极大地增强了目标频偏的准确性；

3.本发明的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量装置能够支持的最频偏满足32KHZ，能够满足高速运动的物体的测量需求，具有很大的应用市场。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其它目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举本发明的具体实施方式。

附图说明

通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的设置。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：

图1为频偏信噪比损失曲线；

图2为本发明实施例的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量的流程图；

图3为相隔N_d个样值的两个时域重复训练符号；

图4示出本发明实施例的自定义TDD-OFDM链路中的同步头SYNH；

图5为本发明实施例的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量的方法流程图；

图6为帧同步码的构成和IFFT之后的时域信号；

图7为同步序列的时域幅度图；

图8为接收的同步序列的频域信号；

图9为本发明实施例的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量的装置的示意图。

具体实施方式

下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例所设置。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。

本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。

本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)，具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语，应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非被特定定义，否则不会用理想化或过于正式的含义来解释。

为了解决现有高速环境下OFDM系统频偏的测量准确性小、测量范围小的问题，本发明提出一种频偏的测量准确性大、测量范围大的针对高速环境下 OFDM系统频偏的测量方法及装置。

图2为本发明实施例的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量测量的流程图，如图2所示，本发明采用两种级联方式获取和消除粗频偏和精频偏，最终达到消除所有频偏的目的。通过同步跟踪，获取帧头，然后根据同步信号本身进行频偏测量，测量时在OFDM信号的时域进行，基本思想如下：OFDM 的频偏估计时域进行，假设发送的两个时域重复符号x₁(n)和x₂(n)之间有N_d个样值的延迟，重复符号长度为L，图3为相隔N_d个样值的两个时域重复训练符号。在接收端计算两训练符号的时域相关再求此相关值R_t的相位arg(R_t)，则载波频率偏差其中T_s为抽样间隔，ΔF＝1(NT_s)为载波间隔，且arg(R_t)与载波相位偏差Δφ没有关系，所以这种算法只能求得载波频率偏差。

针对本专利在每一个无线帧头放置一个同步信号，通过以下步骤最终获取完整的频率偏差。

首先，同步：设置无线帧的采样速率34.56MHZ，一个10ms的无线帧的长度是345600，每一个无线帧的同步头SYNH的长度一般设置512的采样点，如图4示意：再增加一些保护间隔，占用的资源仅有1/500，所以用于同步的资源消耗小。图4示出本发明实施例的自定义TDD-OFDM链路中的同步头 SYNH，如图4所示，同步序列即为同步头SYNH，其包括相邻的两段序列：同步序列1和同步序列2。然后，进行频偏测量和校准：图5为本发明实施例的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量的方法流程图，如图5所示，本发明提供的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法，包括以下步骤：S110，接收同步信号；S120，根据同步信号的相邻两段序列的相位差计算粗频偏Δf_coarse； S130，获取导频，导频变换到时域，以获取当前的信噪比；S140，信噪比大于门限，其中，门限TH为经验值，其范围为：-3dB≤TH≤3dB，其具体值根据不同的设计而定；S150，获取常规时隙下多个符号的导频，并通过该多个符号的导频重复相关进行精频偏Δf_offset的测量；S160，计算目标频偏Δf_all＝Δf_coarse+Δf_offset。

由于同步序列在时域上，信号仍然保持前后两段对称，因此利用前后两段相关来计算频偏，前后两段相同的原因如图6所示，图6为帧同步码的构成和 IFFT之后的时域信号，完整的频域信号包括对称的左频域和右频域以及左频域与右频域之间的空白，在对该频域信号进行IFFT之后，变到时域，时域信号仍然分为对称的前后两段。图7为同步序列的时域幅度图，如图7所示，时域信号的对称的前后两段针对中点(256)对称。

在步骤S120中粗频偏的计算步骤包括：S1201，相邻两段序列首先分别与各自的本地序列共轭相乘，然后再共轭相乘，以计算共轭相关值其中，synr₁(k)与synr₂(k)为相邻两段同步序列，synt₁(k)与synt₂(k)为相邻两段本地同步序列，图8为接收的同步序列的频域信号；S1202，根据共轭相关值R计算相位差S1203，根据相位差计算粗频偏其中，为相位差，L为采样点数，f_s为采样速度。

在SCH信道的发射带宽确定情况下fs就确定了，因此最频偏范围仅与T_s和 L有关，如果L＝512那么通过上面公式能够判断出修正的最大带宽如下，根据此OFDM_TDD系统的34.56M(BW＝29.16M)带宽参数，L＝512，可以计算粗频偏估计的最频偏范围是：

本发明提出的算法不同与已有的算法，首先消除本序列自身的影响。相比现有算法直接共轭相乘相加，频偏估计的准确度提升。

由于r₁(k)和r₂(k)中包含噪声信号，对最后的频偏估计结果会产生影响。降低噪声对频偏的影响有2种方法。方法一：首先判断信道的特性，计算出信噪比，如果SNR太低，丢弃本次信号，不进行频偏估计。方法二：序列长度越大对噪声干扰抑制就越明显，本专利相对于3GPP采用62阶相关码进行频偏估计，本专利采用512阶同步码，估计估计的准确性明显提升。方法三：对多个子帧序列数据进行平均也可以提高信噪比。

在步骤S130中，导频变换到时域的信号特性为k＝1:L/2，其中，synr₁(k)为同步序列，synt₁(k) 为本地同步序列。

获取信道时域特性h(k)之后，通过求取Q个最大路径信号功率作为有用信号功率。

在步骤S140中，当信噪比小于门限时，则返回至步骤S110。其中，门限 TH为经验值，其具体值根据不同的设计而定。门限的数值是依据仿真来设置的，当信噪比低于这个门限时，频偏的测量会出现超过10％的误差。一般情况下，门限TH设置在[-4，3]dB区间内。

在SCH信道长度受限的情况下，往往在短短的几个子帧内不能将频偏估计的误差调整到OFDM系统所需要的目标。这就需要采用更优的方法获得频偏估计。

在步骤S120和S130的基础上，用户终端UE与系统之间存在频偏范围被进一步的缩小，但该频偏仍然会对用户终端UE的接收解调性能造成较大的影响。为了提高接收性能，需要对频偏做进一步的校正。频偏校正的精度受到限制。因此，在这一步骤中，从两个方面提高频偏估计的精度。利用时隙中两列导频序列进行校准。如果一个时隙有8个符号，则利用第1个和第8个符号的导频进行精频偏估计。

由于时隙中两列导频符号间隔距离较长，即两个相关运算序列的间隔N_d变大；进行相关运算的序列分别是完整的OFDM符号，即相关序列长度N增加1倍。因此可以获得比步骤S120和S130更高的频偏调整精度，从而满足系统对频偏估计的要求。因此，在步骤S150中，精频偏Δf_offset的计算步骤，包括：

S1601，将导频信道估计得到的信道H按导频所在的OFDM符号排列，排列后的导频信道估计表示为其中m＝1,2,…M表示一个时隙中包含列导频符号，nrs＝1,2…N表示一个OFDM符号中含导频的个数；

S1602，计算不同符号同一频点对的共轭相关值之和，为了进行子载波对齐，采用第一列和第三列的导频符号作共轭相关，第二列和第四列的导频符号作共轭相关：

R_sum＝R_sum₁+R_sum₂

其中，R_sum₁为第一列和第三列的导频符号的共轭相关值，R_sum₂为第二列和第四列的导频符号的共轭相关值，R_sum为第一列、第二列、第三列和第四列的导频符号的共轭相关值之和，conj()表示求共轭运算；

S1603，求共轭相关值之和R_sum对应的角度φ＝angle(R_sum)，其中， angle()表示求角度运算，用Cordic函数来实现；

S1604，计算共轭相关对所在两列导频符号的时间间隔；

L＝2*(N_FFT+N_CP)，N_FFT为FFT变换所选取的点数，N_CP循环前缀点数，因此，无需区分CP类型，L是一个与下行系统带宽绑定的正整数；

S1605，计算精频偏其中，分母中的π可以与分子中的单位相抵消。

本发明的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法用于校准频偏。

图9为本发明实施例的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量的装置的示意图，如图9所示，本发明提供的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量装置，包括：信号接收模块，用于接收同步信号；粗频偏计算模块，用于根据同步信号的相邻两段序列的相位差计算粗频偏Δf_coarse；IFFT模块，用于获取导频，所述导频变换到时域，以获取当前的信噪比；判决模块，用于判断所述信噪比是否大于门限；精频偏计算模块，用于获取常规时隙下多个符号的导频，并通过所述多个符号的导频重复相关进行精频偏Δf_offset的测量；目标频偏计算模块，计算目标频偏Δf_all＝Δf_coarse+Δf_offset。

粗频偏计算模块计算粗频偏的步骤包括：

S1201，相邻两段序列首先分别与各自的本地序列共轭相乘，然后再共轭相乘，以计算共轭相关值其中，synr₁(k)与synr₂(k)为相邻两段同步序列，synt₁(k)与synt₂(k)为相邻两段本地同步序列；

S1202，根据共轭相关值计算相位差

S1203，根据相位差计算粗频偏其中，为相位差，L为采样点数，f_s为采样速度。

在IFFT模块中，导频变换到时域的信号特性为k＝1:L/2，

其中synr₁(k)为同步序列synt₁(k)为本地同步序列。

精频偏计算模块计算精频偏Δf_offset的步骤，包括：

S1601，将导频信道估计得到的信道H按导频所在的OFDM符号排列，排列后的导频信道估计表示为，其中m＝1,2,…M表示一个时隙中包含列导频符号，nrs＝1,2…N表示一个OFDM符号中含导频的个数；

S1602，计算不同符号同一频点对的共轭相关值之和，为了进行子载波对齐，采用第一列和第三列的导频符号作共轭相关，第二列和第四列的导频符号作共轭相关：

R_sum＝R_sum₁+R_sum₂

其中，R_sum₁为第一列和第三列的导频符号的共轭相关值，R_sum₂为第二列和第四列的导频符号的共轭相关值，R_sum为第一列、第二列、第三列和第四列的导频符号的共轭相关值之和，conj()表示求共轭运算；

S1603，求共轭相关值之和R_sum对应的角度φ＝angle(R_sum)，其中， angle()表示求角度运算，用Cordic函数来实现；

S1604，计算共轭相关对所在两列导频符号的时间间隔；

L＝2*(N_FFT+N_CP)，N_FFT为FFT变换所选取的点数，N_CP循环前缀点数，因此，无需区分CP类型，L是一个与下行系统带宽绑定的正整数；

S1605，计算精频偏其中，分母中的π可以与分子中的单位相抵消。

本发明采用两种级联方式获取和消除粗频偏和精频偏，最终达到消除所有频偏的目的。

本发明通过两级频偏测量中间环节信噪比测量，通过信噪比判断是否满足继续进行频偏测量的依据，极大地增强了目标频偏的准确性。

本发明能够支持的最频偏满足32KHZ，能够满足高速运动的物体的测量需求，具有很大的应用市场。

以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性的劳动的情况下，即可以理解并实施。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备 (可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。

此外，本领域的技术人员能够理解，尽管在此的一些实施例包括其它实施例中所包括的某些特征而不是其它特征，但是不同实施例的特征的组合意味着处于本发明的范围之内并且形成不同的实施例。例如，在下面的权利要求书中，所要求保护的实施例的任意之一都可以以任意的组合方式来使用。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法，其特征在于，包括以下步骤：

S110，接收同步信号；

S120，根据所述同步信号的相邻两段序列的相位差计算粗频偏Δf_coarse；

S130，获取导频，所述导频变换到时域，以获取当前的信噪比；

S140，所述信噪比大于门限；

S150，获取常规时隙下多个符号的导频，并通过所述多个符号的导频重复相关进行精频偏Δf_offset的测量；

S160，计算目标频偏Δf_all＝Δf_coarse+Δf_offset。

2.根据权利要求1所述的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法，其特征在于，在步骤S120中，所述粗频偏的计算步骤包括：

S1201，基于以下公式，所述相邻两段序列首先分别与各自的本地序列共轭相乘，然后再共轭相乘，以计算共轭相关值

其中，synr₁(k)与synr₂(k)为相邻两段同步序列，synt₁(k)与synt₂(k)为相邻两段本地同步序列，所述共轭相关值R代入步骤S1202中的公式；

S1202，基于以下公式，根据所述共轭相关值R计算相位差所述相位差代入步骤S1203中的公式；

S1203，根据所述相位差计算粗频偏

其中，为相位差，L为采样点数，f_s为采样速度，所述粗频偏Δf_coarse代入步骤S160中的公式。

3.根据权利要求2所述的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法，其特征在于，在步骤S130中，所述导频变换到时域的信号特性为k＝1:L/2，其中，synr₁(k)为同步序列，synt₁(k)为本地同步序列。

4.根据权利要求1所述的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法，其特征在于，在步骤S140中，当所述信噪比小于门限时，则返回至步骤S110。

5.根据权利要求1所述的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法，其特征在于，在步骤S150中，所述精频偏Δf_offset的计算步骤，包括：

S1501，将导频信道估计得到的信道H按导频所在的OFDM符号排列，排列后的导频信道估计表示为其中m＝1,2,…M表示一个时隙中包含列导频符号，nrs＝1,2…N表示一个OFDM符号中含导频的个数；

S1502，计算不同符号同一频点对的共轭相关值之和，为了进行子载波对齐，采用第一列和第三列的导频符号作共轭相关，第二列和第四列的导频符号作共轭相关：

R_sum＝R_sum₁+R_sum₂

其中，R_sum₁为第一列和第三列的导频符号的共轭相关值，R_sum₂为第二列和第四列的导频符号的共轭相关值，R_sum为第一列、第二列、第三列和第四列的导频符号的共轭相关值之和，conj()表示求共轭运算；

S1503，求所述共轭相关值之和R_sum对应的角度φ＝angle(R_sum)，其中，angle()表示求角度运算，用Cordic函数来实现；

S1504，计算共轭相关对所在两列导频符号的时间间隔；

L＝2*(N_FFT+N_CP)，N_FFT为FFT变换所选取的点数，N_CP循环前缀点数，因此，无需区分CP类型，L是一个与下行系统带宽绑定的正整数；

S1505，计算精频偏其中，分母中的π可以与分子中的单位相抵消。

6.根据权利要求1至5所述的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量方法用于校准频偏。

7.一种针对高速环境下OFDM系统频偏的测量装置，其特征在于，包括：

信号接收模块，用于接收同步信号；

粗频偏计算模块，用于根据所述同步信号的相邻两段序列的相位差计算粗频偏Δf_coarse；

IFFT模块，用于获取导频，所述导频变换到时域，以获取当前的信噪比；

判决模块，用于判断所述信噪比是否大于门限；

精频偏计算模块，用于获取常规时隙下多个符号的导频，并通过所述多个符号的导频重复相关进行精频偏Δf_offset的测量；

目标频偏计算模块，计算目标频偏Δf_all＝Δf_coarse+Δf_offset。

8.根据权利要求7所述的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量装置，其特征在于，所述粗频偏计算模块计算所述粗频偏的步骤包括：

S1201，所述相邻两段序列首先分别与各自的本地序列共轭相乘，然后再共轭相乘，以计算共轭相关值其中，synr₁(k)与synr₂(k)为相邻两段同步序列，synt₁(k)与synt₂(k)为相邻两段本地同步序列；

S1202，根据所述共轭相关值计算相位差

S1203，根据所述相位差计算粗频偏其中，为相位差，L为采样点数，f_s为采样速度。

9.根据权利要求8所述的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量装置，其特征在于，在IFFT模块中，所述导频变换到时域的信号特性为

其中，synr₁(k)为同步序列，synt₁(k)为本地同步序列。

10.根据权利要求9所述的针对高速环境下OFDM系统频偏的测量装置，其特征在于，所述精频偏计算模块计算所述精频偏Δf_offset的步骤，包括：

S1501，将导频信道估计得到的信道H按导频所在的OFDM符号排列，排列后的导频信道估计表示为其中m＝1,2,…M表示一个时隙中包含列导频符号，nrs＝1,2…N表示一个OFDM符号中含导频的个数；

S1502，计算不同符号同一频点对的共轭相关值之和，为了进行子载波对齐，采用第一列和第三列的导频符号作共轭相关，第二列和第四列的导频符号作共轭相关：

R_sum＝R_sum₁+R_sum₂

其中，R_sum₁为第一列和第三列的导频符号的共轭相关值，R_sum₂为第二列和第四列的导频符号的共轭相关值，R_sum为第一列、第二列、第三列和第四列的导频符号的共轭相关值之和，conj()表示求共轭运算；

S1503，求所述共轭相关值之和R_sum对应的角度φ＝angle(R_sum)，其中，angle()表示求角度运算，用Cordic函数来实现；

S1504，计算共轭相关对所在两列导频符号的时间间隔；

L＝2*(N_FFT+N_CP)，N_FFT为FFT变换所选取的点数，N_CP循环前缀点数，因此，无需区分CP类型，L是一个与下行系统带宽绑定的正整数；

S1505，计算精频偏其中，分母中的π可以与分子中的单位相抵消。