CN112019466B - 前后同步码联合导频的频率估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了前后同步码联合导频的频率估计方法，包括步骤：对前后同步码进行频率精估计得到第一频率偏差；利用已知导频符号的两段累加信号的相位偏差反推得到第二频率偏差；对第一频率偏差和第二频率偏差进行加权相加得到频率估计值。本发明能够在信道条件差的情况，使用已有的前后同步码及其导频信号，且只需要其中较少的已知符号数量，即可较准确的估计其频偏，显著提升频率估计的精度，适用于高阶调制中提高信号质量。

Description

前后同步码联合导频的频率估计方法

技术领域

本发明涉及卫星通信技术领域，尤其涉及前后同步码联合导频的频率估计方法。

背景技术

MF-TDMA卫星通信接收系统主要框图如图1所示，基带对下变频后的中频信号进行ADC转换(采样)，然后对其预解调、速率适配和匹配滤波，最后将滤波输出分为两路分别进行处理。一路是前向登录突发和反向同步突发的接收全过程，均经过捕获、频率粗估计、频率精估计、定时同步等过程，二路是其他突发(业务突发、控制突发、广播突发)的接收全过程，经过频率精估计、定时同步等过程。在MF-TDMA体制的卫星通信系统中，系统发射信息均按TDMA机制，以突发为最小单位，由于收发设备间的频率偏差和多普勒频移，导致接收的基带信号存在一定的频偏，严重影响了信号的接收性能。因此，能否快速正确地估计和校准频偏是正确接收数据的前提，是卫星通信系统中必不可少的步骤。

在MF-TDMA系统中，当系统完成捕获同步后，系统即根据捕获到的同步突发频偏及时间信息校正接收其他突发的时间和频率，使得系统在退出捕获模式后可在预知的时刻去接收小频率偏差的其他突发；另外通常接收机采用锁相环来调整本地载波的频率，获得发送和接收数据之间的载波同步，但MF-TDMA系统的短突发通信体制不适合使用跟踪环。

现有对频率估计的算法常用的有M&M、Kay、Fitz和L&R等，四种算法在高信噪比下均可以达到克拉美罗界。但用在频率精估计时，有以下缺点：M&M算法纠偏范围大，门限比较低，大约为0dB，实现过程相对复杂，适合进行频偏粗估计；Kay算法纠偏范围大、实现较为简单，但是门限非常高，大约为9dB，不适合在中低信噪比下工作，如需在中低信噪比下工作，需先对信号进行累加再进行Kay算法，所需已知符号数量较大，对突发结构要求较高；Fitz算法与L&R算法纠偏范围都较小，估计精确性高，算法性能相差不大且没有明显的界限，适合用于频率精估计，但随着信噪比的降低，算法的均方根误差性能越来越偏离克拉美罗界；并且由于要进行求相关运算，实现较为复杂。

综上所述，现有算法在做频率精估计时，都需要较大数量连续的已知符号，已知符号数越多，频率估计性能越好，计算过程也越复杂，针对连续的已知符号数较少的突发来说，现有算法的频率精估计性能较差，且计算更为复杂。

发明内容

本发明的目的就在于为了解决上述问题而提供前后同步码联合导频的频率估计方法，包括如下步骤：

S1:前后同步码频率估计：对前后同步码进行频率精估计得到第一频率偏差Δf₁；

S2:导频符号频率估计：利用已知导频符号的两段累加信号的相位偏差反推得到第二频率偏差Δf₂；

S21:计算前段导频段中心符号角度：

dq_k为选取前段的已知导频符号,选取的导频符号数为d_n，dq'_k为接收机接收到的选取前段的导频符号；选取的前段导频段的中心符号角度

其中arg为求角度函数；

S22:计算后段导频段中心符号角度：

dh_k为选取后段的已知导频符号，选取的导频符号数与前段导频符号数相同为d_n，dh'_k为接收机接收到的选取后段的导频符号；选取的后段导频段的中心符号的角度

S23:计算频率偏差：

L_nd为前段导频的首个导频符号到后段导频的最后一个导频符号间的符号数，L_d为选取前段导频段的首个导频符号与最后一个导频符号间的符号间隔数，L_sd为选取的前段导频中心符号到后段导频中心符号之间的符号数，L_sd＝L_nd-L_d，T_s为符号周期，rem为求余数函数，则频率偏差为：

S3:加权频率估计：对第一频率偏差和第二频率偏差进行加权相加得到频率估计值：

p₁为第一频率偏差Δf₁的加权系数，

其中，L_q为选取的前同步码符号数，L_h为后同步码的符号数，d_n为选取的前段导频符号数和后段导频的符号数。设加权后的频率估计为Δf，则：

Δf＝p₁×Δf₁+(1-p₁)×Δf₂。

本发明通过以下技术方案来实现上述目的：本发明针对有前后同步码和导频块的突发信号，在小频偏范围内采用前后同步码联合导频的频率估计方法，采用具有一定间距的两段已知导频符号的累加信号的相位偏差反推频率偏差，并和前后同步码进行频率精估计得到的频率偏差进行加权相加得到频率估计。

本发明的有益效果在于：本发明能够在信道条件差的情况下，使用已有的前后同步码及其导频信号，且只需要其中较少的已知符号数量，即可较准确的估计其频偏，显著提升频率估计的精度，适用于高阶调制中提高信号质量。

附图说明

图1是MF-TDMA卫星通信接收系统的原理框图；

图2是突发结构的典型示意图；

图3是本发明的工作原理流程图；

图4是前后同步码频率估计方法的工作原理流程图；

图5是导频段频率估计方法的工作原理流程图；

图6是导频段频率估计位置示意图；

图7是DVB-RCS2标准低层协议(ETSI EN 301545-2)附录A表A-1中8号参考波形频率估计性能仿真对比图；

图8是DVB-RCS2标准低层协议(ETSI EN 301545-2)附录A表A-1中18号参考波形频率估计性能仿真对比图。

图中：A-8号参考波形采用前后同步码进行频偏估计的性能仿真曲线；B-8号参考波形采用前后同步码联合导频进行频偏估计的性能仿真曲线；C-18号参考波形采用前后同步码进行频偏估计的性能仿真曲线；D-18号参考波形采用前后同步码联合导频进行频偏估计的性能仿真曲线。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步说明：

如附图2所示突发结构的典型示意图，MF-TDMA卫星通信系统中前反向链路突发采用线性调制的通用突发构造，在每一个突发中存在一个或多个突发的若干用户有效载荷段，其它段为已知符号，如前同步码、导频块和后同步码，配置导频块使其均匀地分布在大小均匀排列的有效载荷段之间。

如附图3所示，本发明前后同步码联合导频的频率估计方法，包括如下步骤：

S1:对前后同步码进行频率精估计得到第一频率偏差Δf₁，具体过程如附图4所示：

S11:计算前同步码的中心符号角度：选取的前同步码已知符号为q_k，接收机接收到选取的前同步码符号为q'_k，

为q_k的共轭，选取的前同步码符号数为L_q，选取的前同步码的中心符号的角度

其中arg为求角度函数；

S12:计算后同步码的中心符号角度：后同步码已知符号为h_k，接收机接收到的后同步码符号为h'_k，

为h_k的共轭，后同步码符号数为L_h，后同步码的中心符号的角度

S13:计算频率偏差：L_n为选取的前同步码的第一个符号和后同步码的最后一个符号之间的间隔符号数，L_s为选取的前同步码中心符号和后同步码中心符号之间的间隔符号数，

Δf为频率偏差，T_s为符号周期，rem为求余数函数，则频率偏差为：

S2:利用已知导频符号的两段累加信号的相位偏差反推得到第二频率偏差Δf₂，具体过程如附图5所示：

S21:计算前段导频段中心符号角度：

dq_k为选取前段的导频符号,选取的导频符号数为d_n，dq'_k为接收机接收到的选取前段的导频符号；选取的前段导频段的中心符号角度

其中arg为求角度函数；

S22:计算后段导频段中心符号角度：

dh_k为选取后段的导频符号，选取的导频符号数为d_n，dh'_k为接收机接收到的选取后段的导频符号；后同步码的中心符号的角度

S23:计算频率偏差：

L_nd为前段导频的首个导频符号到后段导频的最后一个导频符号间的符号数，L_d为选取前段(后段)的首个导频符号与最后一个导频符号间的符号间隔数，L_sd为选取的前段导频中心符号到后段导频中心符号之间的符号数，L_sd＝L_nd-L_d，T_s为符号周期，rem为求余数函数，则频率偏差为：

S3:对第一频率偏差和第二频率偏差进行加权相加得到频率估计值：

p₁为第一频率偏差Δf₁的加权系数，

其中，L_q为选取的前同步码符号数，L_h为后同步码的符号数，d_n为选取的前段导频符号数和后段导频的符号数。设加权后的频率估计为Δf，则：

Δf＝p₁×Δf₁+(1-p₁)×Δf₂。

本实施中假设突发的导频块数量为d_N，则

表示向上取整。

采用DVB-RCS2标准低层协议(ETSI EN 301545-2)附录A表A-1中突发总长为536符号的8号参考波形以及总长为1616符号的18号参考波形进行前后同步码联合导频的频率估计仿真，选取的前后同步码符号数L均为9，8号参考波形选取的导频符号数d_n为15，18号参考波形选取的导频符号数d_n为45，仿真得到估计出的频偏与实际频偏的标准差，如图7和图8所示，横轴为信噪比，单位dB，纵轴为频偏归一化标准差。假设信号符号率为R，图7中，预设实际频率偏差为[-0.5‰,+0.5‰]×R，A为8号参考波形采用前后同步码进行频偏估计的性能仿真曲线，B为8号参考波形采用前后同步码联合导频进行频偏估计的性能仿真曲线。采用8号参考波形在信噪比小于10dB时，采用本发明的前后同步码联合导频进行频偏估计的标准差优于仅采用前后码频偏估计的20％；同时，若频偏归一化标准差相同，在信噪比小于15dB时，采用本发明能够处理的信号信噪比比仅采用前后码频偏估计方式小2dB左右。图8中，预设实际频率偏差为[-0.25‰,+0.25‰]×R，C为18号参考波形采用前后同步码进行频偏估计的性能仿真曲线，D为18号参考波形采用前后同步码联合导频进行频偏估计的性能仿真曲线。采用18号参考波形在信噪比小于16dB时，采用本发明的前后同步码联合导频进行频偏估计的标准差优于仅采用前后码频偏估计结果的40％；若频偏归一化标准差相同，在信噪比小于20dB时，采用本发明的前后同步码联合导频进行频偏估计处理的信号信噪比小于仅采用前后码频偏估计5dB。

由此可知，在信道条件不好的情况下，信噪比较低时，采用本发明可以提高频率的估计精度，提高接收信号的质量。

本发明针对有前后同步码和导频块的突发信号，在小频偏范围内采用的前后同步码联合导频的频率估计方法，通过有一定间距的两段已知导频符号的累加信号的相位偏差反推频率偏差，并对前后同步码进行频率精估计得到的频率偏差进行加权相加得到频率估计。

本发明能够在信道条件差的情况，使用已有的前后同步码及其导频信号，且只需要其中较少的已知符号数量，即可较准确的估计其频偏，显著提升频率估计的精度，适用于高阶调制中提高信号质量。

本发明的技术方案不限于上述具体实施例的限制，凡是根据本发明的技术方案做出的技术变形，均落入本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.前后同步码联合导频的频率估计方法，其特征在于，包括如下步骤：

S1:前后同步码频率估计：对前后同步码进行频率精估计得到第一频率偏差Δf₁；

S2:导频符号频率估计：利用已知导频符号的两段累加信号的相位偏差反推得到第二频率偏差Δf₂：

S21:计算前段导频段中心符号角度：

dq_k为选取前段的导频符号,选取的导频符号数为d_n，dq'_k为接收机接收到的选取前段的导频符号；选取的前段导频段的中心符号角度

其中arg为求角度函数；

S22:计算后段导频段中心符号角度：

dh_k为选取后段的导频符号，选取的导频符号数为d_n，dh'_k为接收机接收到的选取后段的导频符号；选取的后段导频段的中心符号的角度

S23:计算频率偏差：

L_nd为前段导频的首个导频符号到后段导频的最后一个导频符号间的符号数，L_d为选取导频段的首个导频符号与最后一个导频符号间的符号间隔数，L_sd为选取的前段导频中心符号到后段导频中心符号之间的符号数，L_sd＝L_nd-L_d，T_s为符号周期，rem为求余数函数，则频率偏差为：

S3:加权频率估计：对第一频率偏差和第二频率偏差进行加权相加得到频率估计值：

p₁为第一频率偏差Δf₁的加权系数，设加权后的频率估计为Δf，则：

Δf＝p₁×Δf₁+(1-p₁)×Δf₂；

所述前后同步码频率估计具体过程为：

S11:计算前同步码的中心符号角度：选取的前同步码已知符号为q_k，接收机接收到选取的前同步码符号为q'_k，

为q_k的共轭，选取的前同步码符号数为L_q，选取的前同步码的中心符号的角度

其中arg为求角度函数；

S12:计算后同步码的中心符号角度：后同步码已知符号为h_k，接收机接收到的后同步码符号为h'_k，

为h_k的共轭，后同步码符号数为L_h，后同步码的中心符号的角度

S13:计算频率偏差：L_n为选取的前同步码的第一个符号和后同步码的最后一个符号之间的间隔符号数，L_s为选取的前同步码中心符号和后同步码中心符号之间的间隔符号数，

Δf为频率偏差，T_s为符号周期，rem为求余数函数，则频率偏差为：

2.根据权利要求1所述前后同步码联合导频的频率估计方法，其特征在于，所述第一频率偏差Δf₁的加权系数：

其中，L_q为选取的前同步码符号数，L_h为后同步码的符号数，d_n为选取的前段导频符号数和后段导频的符号数。

Images