CN111277534A - 一种基于联合迭代译码的高动态频偏估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于联合迭代译码的高动态频偏估计方法，该方法充分利用信道编码结构，利用译码器输出软信息进行频偏估计，并将频偏估计计算得到的频偏值补偿接收信号。本发明基于最大似然准则建立包含高阶频偏变量的估计表达式，并通过列举法将高阶频偏变量进行简化。将简化后的表达式使用离散傅里叶变换(Discrete Fourier Transform，简称DFT)得到一阶频偏估计值，并对在不同列举的高阶频偏估计变量下，利用DFT得到的估计表达式最大值进行比较，得到目标频偏估计值。本方法可以用于信道环境较为恶劣的条件下进行频偏估计，能得到精度较高的频偏估计值。

Description

一种基于联合迭代译码的高动态频偏估计方法

技术领域

本发明涉及卫星通信接收技术领域，具体涉及一种基于联合迭代译码的高动态频偏估计方法。

背景技术

卫星通信作为一种对地面通信网络的延伸扩展，可以在地面通信网络难以触及的地方实现通信覆盖，但卫星通信信道的特殊环境导致常用的地面接收技术难以应用到卫星通信接收机中。一般卫星处在一种高速移动的状态中，通信信道存在较大的多普勒频偏，并且由于卫星不是做匀速运动，导致该多普勒频偏往往为一个高阶变量。

常见的接收同步技术有数据辅助同步技术、非数据辅助同步技术和编码辅助同步技术等。数据辅助同步方式常见的有导频辅助算法如Kay算法、Fitz算法、L&R算法以及M&M算法等，这些算法各有不同计算复杂度以及适用的应用场景，特点是估计范围大，估计精度小。而编码辅助同步技术估计范围比数据辅助同步技术要小，但是估计精度要高，复杂度要大，并且目前已有算法是针对恒定频偏的估计。目前亟待设计一种可以用于估计大动态频偏的联合迭代译码方法。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有技术中的上述缺陷，提供一种基于联合迭代译码的高动态频偏估计方法。该方法充分利用信道编码结构，利用译码器输出软信息进行频偏估计，并将频偏估计计算得到的频偏值补偿接收信号，将补偿后的接收信号再次输入译码器中进行下一个迭代过程。本发明充分考虑卫星通信中多普勒频偏是一个高阶变量，通过联合迭代译码算法进行估计。

本发明的目的可以通过采取如下技术方案达到：

一种基于联合迭代译码的高动态频偏估计方法，所述的估计方法包括以下步骤：

S1、将接收机经过帧同步和符号同步得到的符号信息再经过初始频偏粗估计与补偿的信息符号为r⁽⁰⁾＝{r_k ⁽⁰⁾|k＝0，1，2，...，K-1}，第n次迭代进行频偏补偿后的信息符号为r⁽ⁿ⁾＝{r_k(n)|k＝0，1，2，...，K-1}，K为接收信息符号个数；

S2、信息符号r⁽ⁿ⁾经过软解调得到y_i ⁽ⁿ⁾，i＝0，1，2，...，M·K-1，软解调公式如下：

其中d＝0，1，...，M-1，M为符号调制阶数，σ²为信道噪声功率，A₀(d)为在星座映射图上第d个比特为0的符号集合，A₁(d)为在星座映射图上第d个比特为1的符号集合，a′为符号集合A₀(d)或A₁(d)内的符号。

此处信息符号r⁽ⁿ⁾进入解调器后有两种选择，一种是硬解调，另一种为上述软解调。采用硬解调实际上是一种量化过程，信息符号在量化过程中会损失一部分信息，故本发明采用软解调。使用软解调能最大程度地保留信号中的有效信息，能使后续译码器最大程度地利用解调器的信息；

S3、经过软解调得到的解调软信息y_i ⁽ⁿ⁾经过译码器输出比特软信息L_i ⁽ⁿ⁾：

其中b_i为第i个比特，p(b_i＝0)表示第i个比特为0的概率，p(b_i＝1)表示第i个比特为1的概率；

S4、利用第n+1次迭代的信道译码输出的比特软信息L_i ⁽ⁿ⁾生成符号软信息均值

过程如下：

S41、由译码器输出比特软信息得到每个比特后验概率，表示为：

其中p(b_i＝1|r⁽ⁿ⁾)表示第i个比特为1的后验概率；

S42、由每个比特后验概率得到相应发送符号对应的后验概率，表示为：

其中a_k表示第k个发送符号，B₁表示符号a_k相应映射比特为1的位置集合，b_j为第j个比特，B₀表示符号a_k相应映射比特为0的位置集合，p(b_i＝1|r⁽ⁿ⁾)和p(b_j＝1|r⁽ⁿ⁾)均为相应比特对应后验概率，p(a_k|r⁽ⁿ⁾)表示第k个发送符号对应的后验概率；

S43、令第n+1次迭代得到的符号软信息均值为：

其中A为发送符号集；

S5、构建基于最大似然准则构建频偏参数估计表达式为：

其中f⁽ⁿ⁺¹⁾为第n+1次迭代的目标估计参数f⁽ⁿ⁺¹⁾＝(f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾，f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾)，f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾为第n+1次迭代的目标估计一阶频率偏移量，f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾为第n+1次迭代的目标估计二阶频率偏移量，

为在一阶和二阶频偏影响下对每一个符号的相位偏移，T_s为符号周期，()^*表示取共轭，Re{}表示取复数的实数部分，

{}表示括号内表达式最大时，f⁽ⁿ⁺¹⁾的取值。

此处构建的基于最大似然准则的频偏参数估计表达式使用了译码器输出比特软信息生成的符号软信息均值

可以取得以下两方面的技术效果：一是

的生成利用的是译码器输出比特软信息，而并非硬解调信息，这样能够最大程度地保留译码器输出的有效信息，能更好地利用编码结构和比特之间冗余信息；二是采用生成符号软信息均值的方式，能将各个发送符号的可能性都考虑到，得到的软信息均值是最能体现发送符号特征的信息；

S6、对二阶频偏f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾采用列举法将参数简化，列举步进为△f_step，列举范围为[-f_2max，f_2max]，f_2max＝N_f2*△f_step，则有：

f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾(m)＝(m-N_f2)*△f_step

其中m＝0，1，2，...，2N_f2，计算表达式：

将步骤S5中基于最大似然准则构建的频偏参数估计表达式消去二阶频偏得到2N_f2+1个待估计一阶频偏：

其中f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾(m)为二阶频偏值f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾在取值为f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾(m)时待估计的一阶频偏值。

对二阶频偏采用列举法进行简化可以取得以下两方面的技术效果：一是通过简化二阶频偏这个参数变量，简化算法估计表达式的构建和解析，减少算法的复杂度；二是采用列举法使得在不同列举变量下算法的运行流程是一致的，使得并行运算的实现具有可能性。

S7、记

其中K′＝c₁K，c₁为大于零的整数，按所需的频率分辨率取值，c₂＝0，1，2，...，K-1，则有：

根据以上结果，对F(k，f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾(m))做K′点的离散傅里叶变换(Discrete FourierTransform，简称DFT)，得到离散傅里叶变换(DFT)后的结果取实部最大的点所对应的f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾为在该f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾(m)下所得到的一阶频率偏移估计值，并记在此时所对应的Re{DFT{F(k，f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾(m))}}值为X(m)。

此处若是直接对表达式

做求最大值的操作，会因为表达式是非线性运算而得不到解析解，但是通过将f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾做一个等效替换

可以观察到此时能采用离散傅里叶变换(DFT)对表达式F(k，f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾(m))进行运算。求最大值的操作也等价为求DFT变换结果最大值的操作，可以进一步降低算法复杂度；

S8、对2N_f2+1个X(m)的大小进行比较，X(m)最大时所对应的f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾(m)和f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾(m)为本次迭代所得到的一阶频偏变化量f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾和二阶频偏变化量f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾；

S9、判断f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾是否满足预设迭代终止条件，若满足，则输出本次译码输出结果L_i ⁽ⁿ⁾并结束迭代过程；否则，则跳转到步骤S10；

S10、将第n+1迭代估计得到的f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾、f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾对

进行频偏补偿，得到下次一次迭代输入解调器的信号

返回步骤S2继续迭代。

进一步地，所述的预设迭代终止条件包括第一迭代终止条件和/或第二迭代终止条件，其中，

所述的第一迭代终止条件具体为：设定终止迭代的总迭代次数上限Z，当前迭代次数n+1达到终止迭代的总迭代次数上限Z；

所述的第二迭代终止条件具体为：设第n+1次迭代得到的一阶频偏估计值f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾小于或等于给定常量δ。

本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：

1、本发明采用联合信道译码方法对频偏进行估计。相较于直接对接收信号中的导频信号进行频偏估计，联合信道译码迭代频偏估计方法能充分利用软输入软输出信道译码结构，有效提取利用比特之间的冗余信息，并用于频偏估计上，使得估计结果会更加精确。同时利用信道编码能有效抵抗信道噪声干扰的特性，使得在低信噪比下仍能达到较好的估计精度，例如在-3.5dB下仍能达到0.1hz的估计精度；

2、本发明对二阶频偏通过列举法进行简化，可以使估计方法在时间复杂度上有所简化，使得估计方法能够更好地应用于对实时性要求较高以及信道环境较为恶劣的场景下。

附图说明

图1是本发明实施例公开的一种基于联合迭代译码的高动态频偏估计方法的流程图；

图2是本发明实施例中接收机结构示意图；

图3是本发明实施例中迭代估计方法与传统导频估计方法在频偏范围为-1000Hz至1000Hz下的估计误差小于10％的概率比较示意图；

图4是本发明实施例中迭代估计方法与传统导频估计算法在频偏范围为-400Hz至700Hz下的估计误差的比较示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例

本实施例结合附图1至附图4并以一个具体的接收机系统对本发明提出的联合迭代译码高动态频偏估计方法作一下详细的说明。

考虑系统模型如下：发送信号采用QPSK调制，1/3码率turbo信道编码。发送符号长度为K＝45×10⁴，符号周期为T_s＝20us，信道信噪比为-3.5dB，一阶频偏300Hz，二阶频偏为10Hz/s。

发送信号经过模拟信道后由接收机进行帧同步、符号同步，得到符号信息再采用导频粗估计方法估计初始频偏值并进行信号频偏补偿，得到r⁽⁰⁾；通过软解调得到y_i ⁽⁰⁾，再通过软输入软输出turbo译码得到比特软信息

并通过比特软信息

得到符号软信息均值

对二阶频偏f₂ ⁽¹⁾采用列举法将参数简化，列举值为0Hz/s，10Hz/s，...，100Hz/s，针对每一个列举的f₂ ⁽¹⁾，分别计算

并分别对计算得到的F(k，f₂ ⁽¹⁾)做45×10⁴点的离散傅里叶变换(DFT)，令

对由11个列举的f₂ ⁽¹⁾得到的不同的X的大小进行比较，得到最大的X所对应的f₁ ⁽¹⁾＝300Hz，f₂ ⁽¹⁾＝10Hz/s，对f₁ ⁽¹⁾进行终止条件判断。条件一：设定总迭代次数上限为5次，判断f₁ ⁽¹⁾迭代次数未达到上限，继续判断条件二。条件二：判断一阶频偏估计值大于给定值δ＝0.1hz。不满足迭代终止条件，继续以下步骤。

将第1次迭代得到的一阶频偏估计值f₁ ⁽¹⁾与二阶频偏估计值f₂ ⁽¹⁾对

进行补偿

并继续进行迭代过程得到第2次迭代结果f₁ ⁽²⁾＝0.1Hz，f₂ ⁽²⁾＝0Hz/s，判定f₁ ⁽²⁾满足迭代条件f₁ ⁽²⁾小于等于给定δ＝0.1Hz，迭代结束，输出本次迭代译码结果。

图3为本文发明迭代估计算法与传统导频估计算法在频偏范围为-1000Hz至1000Hz下的估计误差小于10％的概率比较，样本数为50，即接收机总共接收了50段信号，并分别对每段信号进行联合迭代译码频偏估计和导频估计，计算50次估计频偏值与信道频偏值误差，信噪比设为-3.5dB。从图3可以看到本文发明迭代估计算法在-400Hz至700Hz范围内误差小于10％的概率达到90％，而传统导频估计方法估计误差小于10％的概率无法达到90％。图4为本文发明迭代估计算法与传统导频估计算法在频偏范围为-400Hz至700Hz下的估计误差的比较，信噪比为-3.5dB。从图4可以看出联合迭代译码频偏估计算法精度要远高于传统导频频偏估计算法。综上，本发明提出的联合迭代译码估计算法能比传统导频估计算法有更高的估计精度。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种基于联合迭代译码的高动态频偏估计方法，其特征在于，所述的估计方法包括以下步骤：

S1、将接收机经过帧同步和符号同步得到的符号信息再经过初始频偏粗估计与补偿的信息符号记为r⁽⁰⁾＝{r_k ⁽⁰⁾|k＝0，1，2，...，K-1}，第n次迭代进行频偏补偿后的信息符号为r⁽ⁿ⁾＝{r_k ⁽ⁿ⁾|k＝0，1，2，...，K-1}，K为接收信息符号个数；

S2、信息符号r⁽ⁿ⁾经过软解调得到y_i ⁽ⁿ⁾，i＝0，1，2，...，M·K-1，软解调公式如下：

其中d＝0，1，...，M-1，M为符号调制阶数，σ²为信道噪声功率，A₀(d)为在星座映射图上第d个比特为0的符号集合，A₁(d)为在星座映射图上第d个比特为1的符号集合，a′为符号集合A₀(d)或A₁(d)内的符号；

S3、经过软解调得到的解调软信息y_i ⁽ⁿ⁾经过译码器输出比特软信息L_i ⁽ⁿ⁾：

其中b_i为第i个比特，p(b_i＝0)表示第i个比特为0的概率，p(b_i＝1)表示第i个比特为1的概率；

S4、利用第n+1次迭代的信道译码输出的比特软信息L_i ⁽ⁿ⁾生成符号软信息均值

过程如下：

S41、由译码器输出比特软信息得到每个比特后验概率，表示为：

其中p(b_i＝1|r⁽ⁿ⁾)表示第i个比特为1的后验概率；

S42、由每个比特后验概率得到相应发送符号对应的后验概率，表示为：

其中a_k表示第k个发送符号，B₁表示符号a_k相应映射比特为1的位置集合，b_j为第j个比特，B₀表示符号a_k相应映射比特为0的位置集合，p(b_i＝1|r⁽ⁿ⁾)和p(b_j＝1|r⁽ⁿ⁾)均为相应比特对应后验概率，p(a_k|r⁽ⁿ⁾)表示第k个发送符号对应的后验概率；

S43、令第n+1次迭代得到的符号软信息均值为：

其中A为发送符号集；

S5、构建基于最大似然准则构建频偏参数估计表达式为：

其中f⁽ⁿ⁺¹⁾为第n+1次迭代的目标估计参数f⁽ⁿ⁺¹⁾＝(f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾，f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾)，f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾为第n+1次迭代的目标估计一阶频率偏移量，f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾为第n+1次迭代的目标估计二阶频率偏移量，

为在一阶和二阶频偏影响下对每一个符号的相位偏移，T_s为符号周期，()^*表示取共轭，Re{}表示取复数的实数部分，

{}表示括号内表达式最大时，f⁽ⁿ⁺¹⁾的取值；

S6、对二阶频偏f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾采用列举法将参数简化，列举步进为Δf_step，列举范围为[-f_2max，f_2max]，f_2max＝N_f2*Δf_step，则有：

其中

计算表达式：

将步骤S5中基于最大似然准则构建的频偏参数估计表达式消去二阶频偏得到

个待估计一阶频偏：

其中f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾(m)为二阶频偏值f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾在取值为f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾(m)时待估计的一阶频偏值；

S7、记

其中K′＝c₁K，c₁为大于零的整数，按所需的频率分辨率取值，c₂＝0，1，2，...，K′-1，则有：

根据以上结果，对F(k，f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾(m))做K′点的离散傅里叶变换，得到离散傅里叶变换后的结果取实部最大的点所对应的f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾为在该f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾(m)下所得到的一阶频率偏移估计值，并记在此时所对应的Re{DFT{F(k，f₂ ⁽ⁿ⁺¹)(m))}}值为X(m)；

S8、对

的大小进行比较，X(m)最大时所对应的f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾(m)和f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾(m)为本次迭代所得到的一阶频偏变化量f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾和二阶频偏变化量f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾；

S9、判断f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾是否满足预设迭代终止条件，若满足，则输出本次译码输出结果L_i ⁽ⁿ⁾并结束迭代过程；否则，则跳转到步骤S10；

S10、将第n+1迭代估计得到的f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾、f₂ ⁽ⁿ⁺¹⁾对

进行频偏补偿，得到下次一次迭代输入解调器的信号

返回步骤S2继续迭代。

2.根据权利要求1所述的一种基于联合迭代译码的动态频偏估计技术，其特征在于，所述的预设迭代终止条件包括第一迭代终止条件和/或第二迭代终止条件，其中，

所述的第一迭代终止条件具体为：设定终止迭代的总迭代次数上限Z，当前迭代次数n+1达到终止迭代的总迭代次数上限Z；

所述的第二迭代终止条件具体为：设第n+1次迭代得到的一阶频偏估计值f₁ ⁽ⁿ⁺¹⁾小于或等于给定常量δ。

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