RU2658335C1 - Способ совместной оценки канала связи и мягкой демодуляции для COFDM-сигналов и устройство для его реализации - Google Patents
Способ совместной оценки канала связи и мягкой демодуляции для COFDM-сигналов и устройство для его реализации Download PDFInfo
- Publication number
- RU2658335C1 RU2658335C1 RU2016151737A RU2016151737A RU2658335C1 RU 2658335 C1 RU2658335 C1 RU 2658335C1 RU 2016151737 A RU2016151737 A RU 2016151737A RU 2016151737 A RU2016151737 A RU 2016151737A RU 2658335 C1 RU2658335 C1 RU 2658335C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- channel
- interpolation
- estimates
- estimate
- frequency
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 32
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims description 14
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 title description 2
- 239000000654 additive Substances 0.000 claims abstract description 35
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 claims abstract description 35
- 239000000969 carrier Substances 0.000 claims description 40
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 34
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 claims description 21
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 10
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 5
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 10
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 4
- 238000012545 processing Methods 0.000 abstract description 3
- 239000000126 substance Substances 0.000 abstract 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 11
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 7
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 7
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 6
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 5
- 230000036039 immunity Effects 0.000 description 5
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 3
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 3
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 3
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 3
- 230000006870 function Effects 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005056 compaction Methods 0.000 description 1
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 1
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 238000005315 distribution function Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 210000004243 sweat Anatomy 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2675—Pilot or known symbols
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Изобретение относится к области передачи дискретной информации и предназначено для применения в приемных устройствах беспроводных систем передачи, использующих COFDM-модуляцию. Технический результат изобретения заключается в повышении точности оценки канальной характеристики и эффективности демодуляции путем снижения вероятности ошибки. Способ совместной оценки канала связи и мягкой демодуляции для COFDM-сигналов заключается в совместной оценке канальной характеристики и определения значений логарифмического отношения правдоподобия (LLR) при мягкой демодуляции с учетом оценки дисперсии мультипликативной ошибки оценки канала. Значения LLR для битового потока вычисляют на основе значений принятых модуляционных символов, оценок канальной характеристики, оценок дисперсии аддитивного шума и мультипликативной ошибки оценки канала. 2 н. и 2 з.п. ф-лы, 6 ил.
Description
Изобретение относится к области передачи дискретной информации и предназначено для применения в приемных устройствах беспроводных систем передачи, использующих СOFDM-модуляцию.
В настоящее время для решения задачи беспроводной передачи данных широко используется технология мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов COFDM, имеющая высокую спектральную эффективность при передаче в каналах с многолучевым распространением (патент US 6771591, МПК H04J 11/00, публ. 03.08.2004 г.).
Беспроводной канал передачи при мобильном многолучевом приеме характеризуется наличием частотно-селективных и временных замираний. Для оценки частотной характеристики (ЧХ) канала в передаваемый сигнал вводятся пилотные несущие, положение и модуляция которых известны на приемной стороне. Выбор метода оценки канальной характеристики, обладающего наилучшим соотношением точности и простоты аппаратной реализации, является важным вопросом при проектировании приемных устройств.
В работе Chang М.Х., Su Y.T, Model-based channel estimation for OFDM signals in Rayleigh fading, IEEE Transactions on Communications, 2002, T. 50. №. 4, c. 540-544 [1], исследуется способ оценки ЧХ канала с помощью регрессионных и полиномиальных моделей.
Недостатком данного способа является деградация эффективности при низких отношениях сигнал/шум из-за неточности начальных оценок канала на пилотных несущих.
Использование оптимального линейного фильтра Калмана позволяет производить фильтрацию шума начальных оценок (патент US 7573965, МПК Н04В 1/10, публ. 11.08.2009 г.).
Однако возникает проблема априорной неопределенности статистических характеристик канала и параметрической устойчивости фильтра.
Известен способ оценки канала с помощью оптимального критерия минимума среднеквадратического отклонения (патент US 6327314, МПК H03D 1/00, публ. 04.12.2001 г.).
Такой подход требует обращения матриц больших размерностей и имеет высокую вычислительную сложность, что ограничивает его применимость в практических задачах.
Применение канального кодирования и перемежения данных в схеме передачи COFDM повышает помехоустойчивость системы передачи к наличию селективных замираний. Использование мягкой демодуляции данных позволяет снизить вероятность битовой ошибки на выходе декодера канала. Для определения мягких решений применяется метод максимального правдоподобия, в соответствии с которым рассчитываются значения логарифмического отношения правдоподобия (LLR) для битового потока.
Классическая формула для определения значений LLR синтезируется на основе известных характеристик канала передачи (патент US 8379743, МПК H04L 27/28, публ. 19.02.2013 г.).
В рамках данного подхода искажения LLR, вызванные неточностью оценки канальной характеристики, приводят к существенному ухудшению рабочих характеристик канального декодера.
Совместная адаптивная демодуляция и оценка канала способны повысить эффективность декодирования с точки зрения снижения вероятности битовой ошибки.
Наиболее близким по совокупности признаков к заявляемому способу является способ оценки канала и мягкой демодуляции, описанный в работе Ozbek В., Le Ruyet D., Panazio С. Pilot-Symbol-Aided Iterative Channel Estimation for OFDM Based Systems. Electronics and Communications Laboratory, 2005 [2]. В известном способе оценка двумерной частотно-временной канальной характеристики производится посредством раздельной интерполяции: интерполяция в частотном направлении осуществляется методом передискретизации с помощью дискретного преобразования Фурье (ДПФ) с последующей фильтрацией шума, интерполяция во временном направлении выполняется с помощью кусочно-линейной аппроксимации. Начальные оценки канала на пилотных несущих вычисляются по критерию наименьших квадратов. Мягкие решения при демодуляции данных определяются в соответствии с классической формулой.
Известный способ прототипа имеет ряд существенных недостатков. При использовании линейной интерполяции в условиях быстрых замираний канала возрастает ошибка оценки канальной характеристики. Применение ДПФ для передискретизации приводит к возникновению граничных эффектов, связанных с непериодичностью исследуемого сигнала: ошибка интерполяции в частотном направлении резко возрастает на краях полосы сигнала. Классический способ мягкой демодуляции имеет вышеуказанный недостаток, заключающийся в снижении эффективности канального декодирования и помехоустойчивости приема.
Наиболее близким по технической сущности к заявляемому устройству является устройство оценки канала и дисперсии аддитивного шума для определения значений LLR битового потока (патент US 7352730, МПК H04Q 7/24, публ. 01.04.2008 г). Известное устройство состоит из демультиплексора принятых модуляционных символов, первый и второй выходы которого соединены соответственно с первым входом блока определения LLR и входом блока оценки канала, первый и второй выходы которого соединены соответственно со вторым входом блока определения LLR и входом блока оценки дисперсии аддитивного шума, выход которого соединен с третьим входом блока определения LLR, выход которого является выходом устройства, входом которого является вход демультиплексора принятых модуляционных символов.
В описании патента известного устройства приведены методы реализации функциональных блоков. Оценку дисперсии аддитивного шума предлагают рассчитывать путем усреднения вектора ошибки, который оценивается на основе жестких решений при демодуляции. Недостатком данного подхода является деградация точности при снижении значения отношения сигнал/шум. Кроме того, использование жесткой демодуляции для оценки дисперсии аддитивного шума приводит к увеличению вычислительных затрат, а также к временным задержкам при обработке сигнала.
Сущностью изобретения является способ и устройство совместной оценки канала связи и определения значений LLR при мягкой демодуляции COFDM-сигналов с учетом оценок дисперсий аддитивного шума и мультипликативной ошибки оценки канала.
Техническим результатом предлагаемого способа является повышение точности оценки канальной характеристики и эффективности процесса демодуляции с точки зрения снижения вероятности ошибки на выходе канального декодера при сохранении порядка вычислительной сложности применяемых алгоритмов.
Полезный результат достигается тем, что в способе совместной оценки канала связи и мягкой демодуляции для COFDM-сигналов, состоящем из последовательных этапов, на которых производят оценку двумерной частотно-временной канальной характеристики посредством раздельной интерполяции на основе начальных оценок канала по пилотным несущим, при этом начальные оценки канала выполняют по критерию наименьших квадратов, рассчитывают оценку дисперсий аддитивного шума и мультипликативной ошибки оценки канала, определяют значения LLR для битового потока, причем порядок раздельной интерполяции выбирают в зависимости от скорости изменения канала по частоте и времени, интерполяцию по каждому из направлений выполняют методом передискретизации с помощью дискретного косинусного преобразования (ДКП) с последующей фильтрацией шума, вычисляют оценку дисперсии аддитивного шума при первой интерполяции, рассчитывают оценку дисперсии мультипликативной ошибки оценки канала при второй интерполяции, значения LLR для битового потока вычисляют на основе значений принятых модуляционных символов, оценок канальной характеристики, оценок дисперсий аддитивного шума и мультипликативной ошибки оценки канала по формуле:
где: LLR (i) - значение логарифмического отношения правдоподобия для i-ого бита;
xb - символ модуляционного созвездия, соответствующий нулю в i-ом бите;
xd - символ модуляционного созвездия, соответствующий единице в i-ом бите;
y - значение принятого модуляционного символа для несущей, соответствующей i-ому биту;
Целесообразно для каналов с высокой селективностью по частоте первую интерполяцию производить во временном направлении, а вторую интерполяцию - в частотном, при этом оценку дисперсии аддитивного шума вычислять после применения первой интерполяции по формуле:
оценку мультипликативной ошибки оценки канала для каждого COFDM-символа 
вычислять после применения второй интерполяции по формуле:
где: k' - частотный индекс пилотной несущей;
n - временной индекс COFDM-символа;
NF - число пилотных несущих в частотном направлении;
Предпочтительно для каналов с высокой селективностью по времени первую интерполяцию производить в частотном направлении, а вторую интерполяцию - во временном, при этом оценку дисперсии аддитивного шума вычислять после применения первой интерполяции по формуле:
оценку мультипликативной ошибки оценки канала для каждой несущей 
после применения второй интерполяции по формуле:
где: n' - временной индекс COFDM-символа, передающего пилотные несущие;
k - частотный индекс несущей;
NT - число пилотных несущих во временном направлении;
Техническим результатом предлагаемого устройства является повышение помехоустойчивости приема, снижение задержек обработки сигнала и уменьшение потребляемой мощности пропорционально снижению вычислительной сложности применяемых алгоритмов.
Полезный результат достигается тем, что в устройство совместной оценки канала связи и мягкой демодуляции для COFDM-сигналов, включающее демультиплексор принятых модуляционных символов, предназначенный для разделения потока данных информационных и пилотных несущих, первый и второй выходы которого соединены соответственно с первым входом блока определения LLR и входом блока оценки канала, выполняющего оценку двумерной частотно-временной канальной характеристики посредством раздельной интерполяции на основе начальных оценок канала по пилотным несущим и формирующего на первом и втором выходах оценки канальной характеристики для всех несущих каждого OFDM-символа и оценки дисперсии неотфильтрованной канальной характеристики при первой интерполяции, которые соединены соответственно со вторым входом блока определения LLR и входом блока оценки дисперсии аддитивного шума, выход которого соединен с третьим входом блока определения LLR, предназначенного для формирования мягких решений для декодирования битового потока, выход которого является выходом устройства, входом которого является вход демультиплексора принятых модуляционных символов, введен блок оценки дисперсии мультипликативной ошибки оценки канала, на вход которого с третьего выхода блока оценки канала поступают оценки дисперсии шума неотфильтрованной канальной характеристики при второй интерполяции, и выход которого соединен соответственно с четвертым входом блока определения LLR.
При проведении патентных исследований не обнаружены технические решения, идентичные заявленным, следовательно, предложенные решения соответствует критерию "новизна". Сущность изобретения не следует явным образом из известных решений, следовательно, предложенное изобретение соответствует критерию "изобретательский уровень".
Признаки и сущность изобретения поясняются нижеперечисленными графическими материалами.
На фиг. 1 изображен пример структуры частотно-временного расположения пилотных несущих в кадре COFDM.
На фиг. 2 проиллюстрирована возможность применения адаптивного фильтра для удаления шума оценок канальной характеристики.
На фиг. 3 показан вариант использования раздельной интерполяции для случая канала с высокой селективностью по частоте.
На фиг. 4 изображен вариант использования раздельной интерполяции для случая канала с высокой селективностью по времени.
На фиг. 5 показаны кривые помехоустойчивости канального декодера для классического и предлагаемого способов мягкой демодуляции COFDM-сигналов.
На фиг. 6 изображена функциональная блок-схема заявляемого устройства.
На фиг. 1-6 приняты следующие буквенные обозначения:
DF - расстояние между пилотными несущими в частотном направлении;
DT - расстояние между пилотными несущими во временном направлении;
BER - вероятность битовой ошибки;
SNR - отношение сигнал/шум;
n - временной индекс COFDM-символа, n=0, 1, …, N-1 (N-число COFDM-символов в кадре COFDM);
k - частотный индекс несущей, k = 0, 1, …, K-1 (K - число несущих);
n' - временной индекс COFDM-символа, передающего пилотные несущие;
n' = 0, DT, …, (NT-1)⋅DT (NT - число пилотных несущих во временном направлении);
k' - частотный индекс пилотной несущей, k'=0, DF, …, (NF-1)⋅DF (NF - число пилотных несущих в частотном направлении);
RT(r) - граница спектра канальной характеристики во временном направлении;
RF(r) - граница спектра канальной характеристики в частотном направлении.
Различные аспекты предлагаемого способа и устройства оценки канала связи и мягкой демодуляции для COFDM-сигналов более подробно описаны ниже.
Предлагаемый способ можно представить в виде последовательности этапов, на которых:
1) оценивают двумерную частотно-временную канальную характеристику посредством раздельной интерполяции, при этом начальные оценки канала по пилотным несущим выполняют по критерию наименьших квадратов, порядок раздельной интерполяции выбирают в зависимости от скорости изменения канала по частоте и времени, интерполяцию по каждому из направлений выполняют методом передискретизации с помощью ДКП с последующей фильтрацией шума;
2) производят оценку дисперсии аддитивного шума;
3) производят оценку дисперсии мультипликативной ошибки оценки канала;
4) используя значения принятых модуляционных символов, оценки канальной характеристики, оценки дисперсий аддитивного шума и мультипликативной ошибки оценки канала, рассчитывают значения LLR для битового потока.
При этом предполагается, что предварительно выполнены процедуры полосовой фильтрации принятого COFDM-сигнала, переноса спектра на нулевую частоту, аналого-цифрового преобразования, временной и частотной синхронизаций, удаления защитного интервала и быстрого преобразования Фурье (БПФ).
Значения принятых модуляционных символов Y(n, k) равны:
где: Х(n, k) - значение переданного модуляционного символа на k-ой несущей n-ого COFDM-символа;
Н(n, k) - значение ЧХ канала для соответствующей несущей;
N(n, k) - отсчеты аддитивного белого гауссовского шума.
Без потери общности считаем, что пилотные несущие модулируются с использованием двоичной фазовой манипуляции и передаются на одинаковом уровне мощности с информационными несущими.
Расстояние между пилотами в частотном DF и временном DT направлениях кадра COFDM выбирается на передающей стороне, исходя из предполагаемых условий приема, и должно удовлетворять:
где: τmax - длительность импульсной характеристики канала;
Δƒ - частотный интервал между несущими;
TS - длительность COFDM-символа.
Пример блочной структуры расположения пилотов на частотно-временной сетке кадра COFDM представлен на фиг. 1. Предлагаемый способ оценки канала может быть использован и адаптирован для любой равномерной структуры расположения пилотов, например рассеянной или комбинированной. Дальнейшее изложение приводится на примере блочной структуры.
Начальные оценки канала 
на пилотных несущих производятся по критерию наименьших квадратов:
Задача двумерной интерполяции по опорным пилотам, расположенным в известных позициях частотно-временной сетки кадра COFDM, может быть решена посредством раздельной интерполяции. Порядок интерполяции выбирается в зависимости от скорости изменения канала по частоте и времени. Для каналов связи с высокой селективностью по времени - каналов с быстрыми замираниями оптимальным является следующий порядок интерполяции: сначала по частотному направлению, затем по временному. Для каналов с высокой селективностью по частоте - каналов с большим разбросом временных задержек многолучевых копий оптимальным является обратный порядок.
Раздельная интерполяция по каждому из направлений осуществляется методом передискретизации с помощью ДКП. ДКП использует периодическое продолжение исследуемого сигнала, что снижает влияние граничных эффектов при передискретизации, а свойство уплотнения энергии позволяет применять простые и эффективные алгоритмы фильтрации шума, что повышает точность оценки канальной характеристики.
Рассмотрим последовательность операций оценки канальной характеристики для варианта канала с высокой селективностью по частоте (см. фиг. 2).
Известные начальные оценки канала (4) по пилотным несущим можно представить в виде:
где: 
- компонента вектора оценок канала во временном направлении для фиксированного частотного индекса k'=fix (в дальнейшем индекс k' для простоты изложения опускается);
Производится прямое ДКП оценок (5) и формируются кепстральные отсчеты 
:
где: r - индекс кепстрального отсчета;
Используя свойство уплотнения энергии ДКП, множество кепстральных отсчетов 
можно разделить (см. фиг. 4) на две части: низкочастотные отсчеты, содержащие спектр ξT(r) канальной характеристики, и высокочастотные шумовые отсчеты ηT(r):
где: RT - граница спектра канальной характеристики во временном направлении.
Шум ηТ(r), вызванный ошибками оценки канальной характеристики, равномерно распределен в кепстральной области. Дисперсия шума 
определяется по отсчетам высокочастотной части 
:
где: 
- допустимая граница спектра канальной характеристики во временном направлении.
Использование адаптивного фильтра для удаления шума позволяет повысить точность оценки канала после передискретизации. Границу спектра RT канальной характеристики можно оценить (см. фиг. 4) с помощью найденных ранее значений 
и анализа распределения энергии кепстральных отсчетов 
.
Фильтрация шума производится занулением отсчетов высокочастотной части:
где: 
- функция адаптивного фильтра (
- граница полосы пропускания фильтра оценок канальной характеристики во временном направлении).
Для осуществления передискретизации производится добавление необходимого числа (N-NT) нулевых отсчетов:
и вычисление обратного ДКП:
Описанные операции (6)-(11) последовательно выполняются для каждого фиксированного k' в выражении (5). По результатам временной (первой) интерполяции получаются оценки канальной характеристики 
на всех несущих с частотными индексами k' в каждом n-ом COFDM-символе (см. фиг. 2).
Шум с дисперсией 
обусловлен наличием АБГШ при вычислении начальных оценок канала по пилотным несущим в соответствие с (4). Тогда значение дисперсии аддитивного шума 
можно оценить в результате усреднения оценок 
:
Полученные после интерполяции во временном направлении (см. фиг. 2) оценки 
можно записать в виде:
где: 
- компоненты вектора оценок канала в частотном направлении для фиксированного временного индекса COFDM-символа n=fix (в дальнейшем индекс n опускается);
k'(m) - частотные индексы пилотных несущих, k'(m) = m⋅DF, m=0, …, NF-1.
Производится прямое ДКП оценок (13):
где: 
при r=0, 
при r≠0 - весовые коэффициенты ДКП.
Множество кепстральных отсчетов 
можно разделить (см. фиг. 4) на две части: низкочастотные отсчеты ξF(r), соответствующие спектру канальной характеристики и высокочастотные шумовые отсчеты ηF(r):
где: RF - граница спектра канальной характеристики в частотном направлении.
Вычисляется оценка дисперсии шума 
по отсчетам высокочастотной части кепстра 
:
где: 
- допустимая граница спектра канальной характеристики в частотном направлении.
Границу спектра RF канальной характеристики можно оценить (см. фиг. 4) с помощью найденных ранее оценок дисперсии шума 
и анализа распределения энергии кепстральных отсчетов 
.
Производится фильтрация шума:
где: 
- функция адаптивного фильтра (
- граница полосы пропускания фильтра оценок канальной характеристики в частотном направлении).
Для осуществления передискретизации производится добавление необходимого числа (K-NF) нулевых отсчетов:
и вычисление обратного ДКП:
Описанные операции (14)-(19) последовательно выполняются для каждого фиксированного n в выражении (13). По результатам частотной (второй) интерполяции получаются (см. фиг. 2) оценки канальной характеристики 
на всех несущих k каждого n-ого COFDM-символа.
Мультипликативная ошибка полученных оценок ЧХ канала 
определяется неотфильтрованным шумом, находящимся внутри полосы пропускания адаптивного фильтра wF(r). Полагается, что мультипликативная ошибка оценки канала имеет нормальное распределение с нулевым средним и дисперсией 
. Тогда для расчета дисперсии мультипликативной ошибки оценки канала на каждом COFDM-символе 
можно использовать следующее выражение:
Для варианта канала с высокой селективностью по времени последовательность операций оценки канальной характеристики выглядит аналогичным образом. Отличие заключается в порядке раздельной интерполяции (см. фиг. 3).
С учетом вышесказанного, оценка дисперсии аддитивного шума 
в данном случае будет производиться после частотной (первой) интерполяции усреднением оценок 
по всем COFDM-символам с временными индексами n', передающим пилотные несущие:
где: 
- оценка дисперсии шума оценок неотфильтрованной канальной характеристики в частотном направлении (ηF) для COFDM-символа с временным индексом n', передающего пилотные несущие.
Оценка дисперсии мультипликативной ошибки оценки канала рассчитывается в данном случае для каждой несущей по формуле:
где: 
- граница полосы пропускания фильтра оценок канальной характеристики во временном направлении для k-ой несущей;
Рассмотрим вклад мультипликативной ошибки оценки канала при мягкой демодуляции принятого COFDM-сигнала:
где: 
- полученная оценка канальной характеристики;
Е(n, k) - мультипликативная ошибка оценки канала.
Опустив временные n и частотные k индексы в выражении (23), запишем:
В уравнении (24) X представляет собой передаваемый на несущей информационный символ. Так как все позиции сигнального созвездия равновероятны, значение X можно считать дискретной комплексной случайной величиной, принимающей значение из множества 
, причем 
(xm - символ сигнального созвездия, М - порядок сигнального М созвездия).
Рассмотрим синфазные 
и квадратурные 
компоненты символа xm как элементы вектора 
. В подобной интерпретации аддитивный гауссовский шум N и мультипликативная ошибка оценки канала Е представляют собой комплексные гауссовские случайные величины с нулевыми векторами средних и ковариационными матрицами ΣN и ΣE, соответственно:
где: синфазная NI и квадратурная NQ компоненты гауссовского шума N предполагаются некоррелированными, причем 
;
синфазная EI и квадратурная EQ компоненты мультипликативной ошибки Е предполагаются некоррелированными, причем 
.
Рассматривая синфазные YI и квадратурные YQ компоненты принятых модуляционных символов Y независимо друг от друга, выражение (24) преобразуется:
Компоненты YI и YQ представляют собой случайные величины с математическими ожиданиями 
, 
, и дисперсиями 
, 
соответственно. Введем четырехмерный обобщенный случайный вектор 
, вектор математических ожиданий равен 
.
Ковариационная матрица ΣR содержит только диагональные элементы, поскольку случайные величины E и N предполагаются независимыми:
Можно представить значение принятого модуляционного символа Y из (28) в виде:
где:
Линейное преобразование нормально распределенных случайных величин, определяемое уравнением (29), имеет функцию плотности распределения:
Преобразуем частные выражения в (30):
Таким образом,
Каждый раз, когда принят модуляционный символ Y, происходит одно из событий X=xm, m=1, …, М. Эти события несовместны и образуют полную группу событий. В соответствии с условной формулой Байесса:
С учетом выражения (31) формула (33) принимает вид:
В соответствии с (34) формула для расчета LLR битового потока на основе значений принятых модуляционных символов, оценок канальной характеристики, оценок дисперсий аддитивного шума и мультипликативной ошибки оценки канала выражается в виде:
где: LLR (i) - значение логарифмического отношения правдоподобия для i-ого бита;
хb - символ модуляционного созвездия, соответствующий нулю в i-ом бите;
xd - символ модуляционного созвездия, соответствующий единице в i-ом бите;
y - значение принятого модуляционного символа для несущей, соответствующей i-ому биту;
Предлагаемое устройство для реализации совместного способа оценки канала связи и мягкой демодуляции COFDM-сигналов состоит из (см. фиг. 6) демультиплексора 1 принятых модуляционных символов, первый и второй выходы которого соединены соответственно с первым входом блока 5 определения LLR и входом блока 2 оценки канала, первый, второй и третий выходы которого соединены соответственно со вторым входом блока 5 определения LLR, входом блока 3 оценки дисперсии аддитивного шума и входом блока 4 оценки дисперсии мультипликативной ошибки оценки канала, выход которого соединен с третьим входом блока 5 определения LLR, при этом выход блока 3 оценки дисперсии аддитивного шума соединен с четвертым входом блока 5 определения LLR, выход которого является выходом устройства, входом которого является вход демультиплексора 1 принятых модуляционных символов.
Устройство работает следующим образом. Демультиплексор 1 принятых модуляционных символов после БПФ принятого COFDM-сигнала разделяет поток данных информационных и пилотных несущих. Значения принятых символов информационных несущих, в которых содержится полезная информация, передаются на вход блока 5 определения LLR. Значения принятых символов пилотных несущих передаются в блок 2 оценки канала. В блоке 2 оценки канала производятся начальные оценки на основе пилотных несущих, после чего в зависимости от скорости изменения канала по частоте и времени выбирается порядок раздельной интерполяции. Раздельная интерполяция осуществляется методом передискретизации с помощью ДКП с фильтрацией шума. После применения интерполяции во временном и частотном направлениях на выходе блока 2 оценки канала формируются оценки канальной характеристики для всех несущих каждого OFDM-символа. Блок 3 оценки дисперсии аддитивного шума производит оценку дисперсии аддитивного шума после применения первой интерполяции в соответствии с предлагаемыми методами. Блок 4 оценки дисперсии мультипликативной ошибки оценки канала вычисляет оценки дисперсии мультипликативной ошибки после применения второй интерполяции. Блок 5 определения LLR необходим для расчета мягких решений на основе значений принятых модуляционных символов, оценок канальной характеристики, оценок дисперсий аддитивного шума и мультипликативной ошибки оценки канала. На выходе устройства формируется поток значений LLR, который затем обрабатывается внешним по отношению к устройству канальным декодером.
Предлагаемое устройство может быть реализовано с помощью аппаратных и программных средств. Для аппаратной части реализации устройство должно содержать по крайней мере процессор и постоянное запоминающее устройство (ПЗУ). Для программной части реализации предлагаемый способ совместной оценки канала связи и мягкой демодуляции может представлять собой набор функциональных модулей (функции или классы), написанных на языках программирования (например, С++). Программный код может храниться в блоках памяти ПЗУ и извлекаться процессором для выполнения.
Возможны различные модификации предлагаемых способа и устройства совместной оценки канала связи и мягкой демодуляции для COFDM-сигналов, являющиеся очевидными для специалистов в данной области техники. Изложенные выше принципы и признаки могут быть применены к другим вариантам осуществления без выхода за рамки объема и сущности настоящего изобретения.
Сравнение с техническими решениями прототипов показывает, что предлагаемые устройство и способ совместной оценки канала связи и мягкой демодуляции для COFDM-сигналов имеют более высокую точность оценки канальной характеристики и повышают эффективность процесса демодуляции путем снижения вероятности ошибки на выходе канального декодера при незначительном увеличении вычислительных затрат.
Для оценки выигрыша предлагаемого способа мягкой демодуляции использовалось имитационное моделирование, результаты которого представлены на фиг. 5. Полученные результаты демонстрируют увеличение помехоустойчивости приема по граничному значению отношения сигнал/шум для вероятности битовой ошибки BER=10-4 как минимум на ΔSNRГР=0,5 дБ.
Предложенная схема устройства отличается простотой реализации и может быть использована в приемниках цифровых систем передачи, использующих COFDM-модуляцию.
Claims (30)
1. Способ совместной оценки канала связи и мягкой демодуляции для COFDM-сигналов, состоящий из последовательных этапов, на которых производят оценку двумерной частотно-временной канальной характеристики посредством раздельной интерполяции на основе начальных оценок канала по пилотным несущим, при этом начальные оценки канала выполняют по критерию наименьших квадратов, рассчитывают оценку дисперсий аддитивного шума и мультипликативной ошибки оценки канала, определяют значения логарифмического отношения правдоподобия (LLR) для битового потока, и отличающийся тем, что порядок раздельной интерполяции выбирают в зависимости от скорости изменения канала по частоте и времени, интерполяцию по каждому из направлений выполняют методом передискретизации с помощью дискретного косинусного преобразования (ДКП) с последующей фильтрацией шума, вычисляют оценку дисперсии аддитивного шума при первой интерполяции, рассчитывают оценку дисперсии аддитивного шума при первичной интерполяции, вычисляют оценку дисперсии мультипликативной ошибки оценки канала при второй интерполяции, значения LLR для битового потока вычисляют на основе значений принятых модуляционных символов, оценок канальной характеристики, оценок дисперсий аддитивного шума и мультипликативной ошибки оценки канала по формуле:
где: LLR (i) - значение логарифмического отношения правдоподобия для i-ого бита;
xb - символ модуляционного созвездия, соответствующий нулю в i-ом бите;
xd - символ модуляционного созвездия, соответствующий единице в i-ом бите;
у - значение принятого модуляционного символа для несущей, соответствующей i-ому биту;
2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что для каналов с высокой селективностью по частоте первую интерполяцию производят во временном направлении, а вторую интерполяцию - в частотном, при этом оценку дисперсии аддитивного шума вычисляют после применения первой интерполяции по формуле:
оценку мультипликативной ошибки оценки канала для каждого COFDM-символа 
вычисляют после применения второй интерполяции по формуле:
где: k' - частотный индекс пилотной несущей;
n - временной индекс COFDM-символа;
NF - число пилотных несущих в частотном направлении;
3. Способ по п. 1, отличающийся тем, что для каналов с высокой селективностью по времени первую интерполяцию производят в частотном направлении, а вторую интерполяцию - во временном, при этом оценку дисперсии аддитивного шума 
вычисляют после применения первой интерполяции по формуле:
оценку мультипликативной ошибки оценки канала для каждой несущей 
после применения второй интерполяции по формуле:
где: n' - временной индекс COFDM-символа, передающего пилотные несущие;
k - частотный индекс несущей;
NT - число пилотных несущих во временном направлении;
4. Устройство совместной оценки канала связи и мягкой демодуляции для COFDM-сигналов, включающее демультиплексор принятых модуляционных символов, предназначенный для разделения потока данных пилотных и информационных несущих, первый и второй выходы которого соединены соответственно с первым входом блока определения логарифмического отношения правдоподобия (LLR) и входом блока оценки канала, выполняющего оценку двумерной частотно-временной канальной характеристики посредством раздельной интерполяции на основе начальных оценок канала по пилотным несущим и формирующего на первом и втором выходах оценки канальной характеристики для всех несущих каждого OFDM-символа и оценки дисперсии шума неотфильтрованной канальной характеристики при первой интерполяции, которые соединены соответственно со вторым входом блока определения LLR и входом блока оценки дисперсии аддитивного шума, выход которого соединен с третьим входом блока определения LLR, предназначенного для формирования мягких решений для декодирования битового потока, выход которого является выходом устройства, входом которого является вход демультиплексора принятых модуляционных символов, отличающееся тем, что введен блок оценки дисперсии мультипликативной ошибки оценки канала, на вход которого с третьего выхода блока оценки канала поступают оценки дисперсии шума неотфильтрованной канальной характеристики при второй интерполяции и выход которого соединен с четвертым входом блока определения LLR.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2016151737A RU2658335C1 (ru) | 2016-12-28 | 2016-12-28 | Способ совместной оценки канала связи и мягкой демодуляции для COFDM-сигналов и устройство для его реализации |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2016151737A RU2658335C1 (ru) | 2016-12-28 | 2016-12-28 | Способ совместной оценки канала связи и мягкой демодуляции для COFDM-сигналов и устройство для его реализации |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2658335C1 true RU2658335C1 (ru) | 2018-06-20 |
Family
ID=62620279
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2016151737A RU2658335C1 (ru) | 2016-12-28 | 2016-12-28 | Способ совместной оценки канала связи и мягкой демодуляции для COFDM-сигналов и устройство для его реализации |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2658335C1 (ru) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111277534A (zh) * | 2020-02-18 | 2020-06-12 | 中山大学 | 一种基于联合迭代译码的高动态频偏估计方法 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2298286C1 (ru) * | 2005-10-14 | 2007-04-27 | Самсунг Электроникс Ко., Лтд. | Способ оценки канала в многочастотных системах радиосвязи с несколькими передающими и приемными антеннами |
| US20080051095A1 (en) * | 2006-08-28 | 2008-02-28 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Receiving apparatus and method in broadband wireless access system |
| US7352730B2 (en) * | 2002-08-13 | 2008-04-01 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Joint channel and noise variance estimation in a wideband OFDM system |
| EP2127169A1 (en) * | 2007-01-19 | 2009-12-02 | Thomson Licensing | Interpolating method for an ofdm system and channel estimation method and apparatus |
| US7940848B2 (en) * | 2007-04-02 | 2011-05-10 | Infineon Technologies Ag | System having an OFDM channel estimator |
-
2016
- 2016-12-28 RU RU2016151737A patent/RU2658335C1/ru active
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7352730B2 (en) * | 2002-08-13 | 2008-04-01 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Joint channel and noise variance estimation in a wideband OFDM system |
| RU2298286C1 (ru) * | 2005-10-14 | 2007-04-27 | Самсунг Электроникс Ко., Лтд. | Способ оценки канала в многочастотных системах радиосвязи с несколькими передающими и приемными антеннами |
| US20080051095A1 (en) * | 2006-08-28 | 2008-02-28 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Receiving apparatus and method in broadband wireless access system |
| EP2127169A1 (en) * | 2007-01-19 | 2009-12-02 | Thomson Licensing | Interpolating method for an ofdm system and channel estimation method and apparatus |
| US7940848B2 (en) * | 2007-04-02 | 2011-05-10 | Infineon Technologies Ag | System having an OFDM channel estimator |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| OZBEK В et al. Pilot-Symbol-Aided Iterative Channel Estimation for OFDM Based Systems, Electronics and Communications Laboratory, 2005. * |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111277534A (zh) * | 2020-02-18 | 2020-06-12 | 中山大学 | 一种基于联合迭代译码的高动态频偏估计方法 |
| CN111277534B (zh) * | 2020-02-18 | 2021-06-01 | 中山大学 | 一种基于联合迭代译码的高动态频偏估计方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| RU2358400C2 (ru) | Логарифмическая оценка правдоподобия, основанная на ошибках оценки канала, обусловленных защитными поддиапазонами | |
| US9853751B2 (en) | Method of estimating the frequency response of multipath channels | |
| US8995542B2 (en) | Multi transform OFDM systems and methods with low peak to average power ratio signals | |
| JP5400857B2 (ja) | Ｌｄｐｃ復号化のための装置、方法、および受信端末 | |
| US8948317B2 (en) | Receiver apparatus, reception method, communication system, and communication method | |
| US9008211B2 (en) | Receiving device, receiving method, and receiving program | |
| EP2547015A1 (en) | Receiving device, receiving method, receiving program, and processor | |
| US20140369300A1 (en) | Iterative Interference Cancellation Method | |
| CN114982207B (zh) | 在时变信道上接收发射信号的方法及其接收器 | |
| CN114615122A (zh) | 通信信号的频偏确定方法及装置 | |
| KR102010562B1 (ko) | 무선 통신 시스템에서 주파수-직각 진폭 변조된 신호의 복호 매트릭 생성 방법 및 장치 | |
| CN110324271B (zh) | 一种基于压缩感知的限幅的f-ofdm系统收发机设计方法 | |
| Bai et al. | Impulsive noise mitigation with interleaving based on MUSIC in power line communication | |
| RU2658335C1 (ru) | Способ совместной оценки канала связи и мягкой демодуляции для COFDM-сигналов и устройство для его реализации | |
| US9413574B1 (en) | Systems and methods for DC offset correction | |
| EP4338381A1 (en) | Generation and reception of precoded signals based on codebook linearization | |
| Semushin et al. | Numerically efficient UD filter based channel estimation for OFDM wireless communication technology | |
| Zidane et al. | Broadband radio access network channel identification and downlink MC-CDMA equalization | |
| Chen et al. | Partial fractional Fourier transform (PFRFT)-OFDM for underwater acoustic communication | |
| CN113055318B (zh) | 一种信道估计方法 | |
| KR101853184B1 (ko) | 하나 이상의 수신된 무선 신호를 처리하는 장치 및 방법 | |
| US11336317B2 (en) | Radio communication system, interference suppression method, control circuit, and program storage medium | |
| CN109525521B (zh) | 一种信道估计方法 | |
| CN109302360B (zh) | 信道估计方法及装置、计算机可读存储介质、终端 | |
| CN108243124B (zh) | 一种信道估计方法和装置 |