CN109525521B - 一种信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种信道估计方法，所述方法包括：S1：获取接收信号，所述接收信号包括离散导频信号、以及数据信号和/或连续导频信号，获取接收信号中离散导频位置的信道频率响应；S2：根据离散导频位置的信道频率响应内插得到数据信号和/或连续导频信号的信道频率以完成信道估计，其中：在时域方向采用一阶线性插值法，频域方向采用维纳滤波插值法。本发明通过在时域方向采用一阶线性插值、频域方向采用维纳滤波插值的方法，在低复杂度的前提条件下，较为精确地完成信道估计。

Description

一种信道估计方法

技术领域

本发明涉及信道估计技术领域，具体而言涉及一种信道估计方法。

背景技术

无线通信系统的性能很大程度上受到无线信道的影响，如阴影衰落和频率选择性衰落等等，使得发射机和接收机之间的传播路径非常复杂。无线信道并不像有线信道固定并可预见，而是具有很大的随机性，这就对接收机的设计提出了很大的挑战。在OFDM系统的相干检测中需要对信道进行估计，信道估计的精度将直接影响整个系统的性能。为了能在接收端准确的恢复发射端的发送信号，人们采用各种措施来抵抗多径效应对传输信号的影响，信道估计技术的实现需要知道无线信道的信息，如信道的阶数、多普勒频移和多径时延或者信道的冲激响应等参数。因此，信道参数估计是实现无线通信系统的一项关键技术，能否获得详细的信道信息，从而在接收端正确地解调出发射信号，是衡量一个无线通信系统性能的重要指标

发明内容

本发明目的在于提供一种信道估计方法，通过在时域方向采用一阶线性插值、频域方向采用维纳滤波插值的方法，在低复杂度的前提条件下，较为精确地完成信道估计。

为达成上述目的，结合图1，本发明提出一种信道估计方法，所述方法包括：

S1：获取接收信号，所述接收信号包括离散导频信号、以及数据信号和/或连续导频信号，获取接收信号中离散导频位置的信道频率响应；

S2：根据离散导频位置的信道频率响应内插得到数据信号和/或连续导频信号的信道频率以完成信道估计，其中：

在时域方向采用一阶线性插值法，频域方向采用维纳滤波插值法。

进一步的实施例中，所述方法还包括：

S21：定义局部变量，计算得到第一个连续信号位置处的信道响应；

S22：在时域方向上执行内插法，得到若干个等间隔位置处的信道响应，计算最后一个连续信号位置处的信道响应，合并存储作为第一内插数据；

S23：在频域方向上执行内插法，其中，前部边缘点和后部边缘点均采用线性插值法，除前部边缘点和后部边缘点之外的边缘点采用cubic插值法，中间位置采用维纳滤波插值法，合并存储作为第二内插数据；

S24：计算最后一个连续信号位置处的信道响应，返回载波索引值。

进一步的实施例中，所述方法还包括：

步骤S23中，采用维纳滤波插值法时，对得到的插值结果做进一步判断以分析插值结果的属性，继而将估计的信道响应赋给相应的数组；

所述插值结果的属性包括数据信号和连续导频信号。

进一步的实施例中，所述方法还包括：

采用变换域方法对获取的信道响应做降噪处理。

进一步的实施例中，所述方法还包括：

采用MMSE准则推导得到维纳滤波系数，所述维纳滤波系数满足下述条件：

对输入信号u_k和理想输出信号d_k，响应的维纳滤波器系数

r_uu为输入信号的自相关矩阵，其中：

其中，k表示第k路信号，u表示Wiener滤波矩阵的阶数。

进一步的实施例中，所述频域方向采用10阶维纳系数以做维纳滤波插值。

进一步的实施例中，所述方法还包括：

采用一设定信道代替真实信道以计算维纳滤波系数。

进一步的实施例中，所述设定信道为时域响应均为1的信道。

进一步的实施例中，所述方法还包括：

通过设定信道生成多组不同带宽的维纳插值系数，估计多径分布情况，根据设定的规则以选择使用其中一组系数。

进一步的实施例中，所述设定的规则为选择带宽大小至少覆盖所有多径且带宽小于设定带宽阈值的一组系数，以及

当存在多组符合前述条件的系数时，则选择带宽最小的一组系数。

以上本发明的技术方案，与现有相比，其显著的有益效果在于：

1)能够在低复杂度的前提下，精确地完成对信道的估计。

2)当实际信道和最恶劣信道相差过大时，采用变换域的方法进一步降低噪声的影响。

应当理解，前述构思以及在下面更加详细地描述的额外构思的所有组合只要在这样的构思不相互矛盾的情况下都可以被视为本公开的发明主题的一部分。另外，所要求保护的主题的所有组合都被视为本公开的发明主题的一部分。

结合附图从下面的描述中可以更加全面地理解本发明教导的前述和其他方面、实施例和特征。本发明的其他附加方面例如示例性实施方式的特征和/或有益效果将在下面的描述中显见，或通过根据本发明教导的具体实施方式的实践中得知。

附图说明

附图不意在按比例绘制。在附图中，在各个图中示出的每个相同或近似相同的组成部分可以用相同的标号表示。为了清晰起见，在每个图中，并非每个组成部分均被标记。现在，将通过例子并参考附图来描述本发明的各个方面的实施例，其中：

图1是本发明的信道估计方法的示意图。

图2是本发明的插值流程示意图。

图3是本发明的CMMB的导频分布图。

图4是本发明的时域插值后的导频符号和待估计的导频符号的示意图。

图5是本发明的设定的最恶劣信道的示意图。

图6是本发明的不同BW的频域响应(BW＝1/8，1/16，1/32，1/64)的示意图。

图7是本发明的变换域低通滤波前后对比效果图。

具体实施方式

为了更了解本发明的技术内容，特举具体实施例并配合所附图式说明如下。

结合图1，本发明提及一种信道估计方法，所述方法包括：

S1：获取接收信号，所述接收信号包括离散导频信号、以及数据信号和/或连续导频信号，获取接收信号中离散导频位置的信道频率响应；

S2：根据离散导频位置的信道频率响应内插得到数据信号和/或连续导频信号的信道频率以完成信道估计，其中：

在时域方向采用一阶线性插值法，频域方向采用维纳滤波插值法。

维纳(Wiener)滤波算法是一种基于最小均方误差给出的优化解。对于OFDM系统，多径衰落信道

可以看成时间和频率上的二维信号，当进行信道估计时，利用导频信号对信道在时频空间的不同点上进行采样，然后再采用插值滤波得到整个信道的频率响应值完成信道估计。而二维Wiener滤波，实现复杂度太高，为了降低复杂度，可以将时频二维分开单独考虑。在时域方向采用一阶线性插值，频域方向采用Wiener滤波插值的方法进行信道估计。

根据CMMB标准中离散导频的分布特点,在CMMB传输的频域符号中按一定的格式插有离散导频(符号内间隔8，相邻符号离散导频位置错开4，前半符号与后半符号位置一致)，离散导频发送的数据已知(都为1)，那么接收到信号后离散导频位置的信道频率响应也就知道了，数据和连续导频位置的信道频率响应就可以根据离散导频位置的信道频率响应内插得到。考虑到复杂度，时间方向和频率方向分开进行两个一维的内插。由于芯片设计中存储的离散导频只有连续三个符号，那么时间方向只能进行线性内插。频率方向做维纳滤波。

以图3、图4为例，根据CMMB标准中离散导频的分布特点以及芯片硬件设计中预留的资源(存储了三个符号的离散导频)，目前信道估计的算法采用时频分别做一维内插的方法，先时间方向做线性内插，然后频率方向进行维纳滤波。如下图所示，阴影方格表示离散导频，其余的表示数据或连续导频。由离散导频D和E可线性内插出4的信道频率响应，类似可估计出2、6、8、10等处的信道频率响应。然后由1、2、3、…、8、9、10这十个位置的信道频率响应使用10阶维纳系数内插出A、B、C处的信道频率响应。

结合图2，进一步的实施例中，所述方法还包括：

S21：定义局部变量，计算得到第一个连续信号位置处的信道响应；

S22：在时域方向上执行内插法，得到若干个等间隔位置处的信道响应，计算最后一个连续信号位置处的信道响应，合并存储作为第一内插数据；

S23：在频域方向上执行内插法，其中，前部边缘点和后部边缘点均采用线性插值法，除前部边缘点和后部边缘点之外的边缘点采用cubic插值法，中间位置采用维纳滤波插值法，合并存储作为第二内插数据；

S24：计算最后一个连续信号位置处的信道响应，返回载波索引值。

进一步的实施例中，所述方法还包括：

步骤S23中，采用维纳滤波插值法时，对得到的插值结果做进一步判断以分析插值结果的属性，继而将估计的信道响应赋给相应的数组；

所述插值结果的属性包括数据信号和连续导频信号。

结合前述例子，具体阐述如下。

由于前后半个符号的处理过程相同，将半个符号的信道估计做成1个函数。

每半个符号的处理过程如下：先进行时间方向插值，离散导频位置数据即为信道响应，得到384(8M模式)个隔4的信道响应，存储下来，另外第42个连续导频单独做信道估计，也存储下来，符号1的时间方向内插用符号2相同位置的离散导频数据代替，符号53的时间方向内插用符号52相同位置的离散导频数据代替，其它符号用前后符号的离散导频插出中间符号相应位置的离散导频。然后进行频率方向内插，先做前面边缘点的内插，最边沿用线性内插(子载波2到4)，其余边缘位置用Cubic内插(子载波5到16，不含离散导频)，然后中间位置进行10阶维纳滤波，接着做后面边缘点的内插，最后边沿用线性内插(子载波1534到1536)，其余边缘位置做Cubic内插(子载波1521到1532，不含离散导频)。

由于边缘位置插值的结果都是对应数据子载波，因此不需要判断是数据还是连续导频，而维纳滤波每得到一个插值结果就要判断是数据还是连续导频，然后将估计的信道响应赋给相应的数组。

与变换域的比较，当实际信道和最恶劣信道相差过大时，wiener方法估计误差较大。而变换域的方法可以进一步降低噪声的影响。如图7所示。

进一步的实施例中，所述方法还包括：

采用MMSE准则推导得到维纳滤波系数，所述维纳滤波系数满足下述条件：

对输入信号u_k和理想输出信号d_k，响应的维纳滤波器系数w_k＝r_uu ^-1r_du，r_uu为输入信号的自相关矩阵，其中，

其中，k表示第k路信号，u表示Wiener滤波矩阵的阶数。

综合性能和复杂度，考虑用10阶的插值，频域通过维纳滤波的方法得到待估计的导频系数：

其中，

R_10×3＝E{H_10×1H_1×3}

(根据LS算法得到)

由此可以看出维纳滤波系数的计算与真实信道有关，在实际系统中真实信道很难准确预知且可能时时变的，一般在工程上都是用确定的信道代替真实信道来计算维纳滤波系数，如可以假定信道是时域响应在一定带宽内都为1的最恶劣信道，以此计算维纳滤波系数。

图5为设定的最恶劣信道的示意图。

假设α＝0.25，N＝4096，BW＝1/8，则有：delay＝N*BW＝512，

可见，针对不同的带宽BW可以设计不同的信道时域响应。这样就可以求得不同BW时的频域响应，如图6所示。

当实际信道和最恶劣信道相差过大时，该方法估计误差较大。那么我们采用的是近似信道匹配内插方法，即事先通过确定信道生成多组不同带宽的维纳插值系数，估计多径分布情况，来选择使用哪组系数，选择的准则是带宽大小要至少覆盖所有多径且带宽要尽量小以抑制噪声。

当存在多组符合前述条件的系数时，则选择带宽最小的一组系数。

在本公开中参照附图来描述本发明的各方面，附图中示出了许多说明的实施例。本公开的实施例不必定义在包括本发明的所有方面。应当理解，上面介绍的多种构思和实施例，以及下面更加详细地描述的那些构思和实施方式可以以很多方式中任意一种来实施，这是因为本发明所公开的构思和实施例并不限于任何实施方式。另外，本发明公开的一些方面可以单独使用，或者与本发明公开的其他方面的任何适当组合来使用。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明。本发明所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰。因此，本发明的保护范围当视权利要求书所界定者为准。

Claims (9)

1.一种信道估计方法，其特征在于，所述方法包括：

S1：获取接收信号，所述接收信号包括离散导频信号、以及数据信号和/或连续导频信号，获取接收信号中离散导频位置的信道频率响应；

S2：根据离散导频位置的信道频率响应内插得到数据信号和/或连续导频信号的信道频率以完成信道估计，其中：

在时域方向采用一阶线性插值法，频域方向采用维纳滤波插值法；

所述方法还包括：

S21：定义局部变量，计算得到第一个连续信号位置处的信道响应；

S22：在时域方向上执行内插法，得到若干个等间隔位置处的信道响应，计算最后一个连续信号位置处的信道响应，合并存储作为第一内插数据；

S23：在频域方向上执行内插法，其中，前部边缘点和后部边缘点均采用线性插值法，除前部边缘点和后部边缘点之外的边缘点采用cubic插值法，中间位置采用维纳滤波插值法，合并存储作为第二内插数据；

S24：计算最后一个连续信号位置处的信道响应，返回载波索引值。

2.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述方法还包括：

步骤S23中，采用维纳滤波插值法时，对得到的插值结果做进一步判断以分析插值结果的属性，继而将估计的信道响应赋给相应的数组；

所述插值结果的属性包括数据信号和连续导频信号。

3.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述方法还包括：

采用变换域方法对获取的信道响应做降噪处理。

4.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述方法还包括：

采用MMSE准则推导得到维纳滤波系数，所述维纳滤波系数满足下述条件：

对输入信号u_k和理想输出信号d_k，响应的维纳滤波器系数w_k＝r_uu ^-1r_du，r_uu为输入信号的自相关矩阵，其中，

5.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述频域方向采用10阶维纳系数以做维纳滤波插值。

6.根据权利要求4所述的信道估计方法，其特征在于，所述方法还包括：

采用一设定信道代替真实信道以计算维纳滤波系数。

7.根据权利要求6所述的信道估计方法，其特征在于，所述设定信道为时域响应均为1的信道。

8.根据权利要求6所述的信道估计方法，其特征在于，所述方法还包括：

通过设定信道生成多组不同带宽的维纳插值系数，估计多径分布情况，根据设定的规则以选择使用其中一组系数。

9.根据权利要求8所述的信道估计方法，其特征在于，所述设定的规则为选择带宽大小至少覆盖所有多径且带宽小于设定带宽阈值的一组系数，以及

当存在多组符合前述条件的系数时，则选择带宽最小的一组系数。

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