CN1694442A - 支持多天线传输的广义多载波无线传输方案 - Google Patents

Abstract

支持多天线传输的广义多载波无线传输方案高速无线通信传输技术，其方案是：a.多载波无线传输框架是把总带宽为B_w的信道分解成一组并行的宽带子信道，收发端通过多载波滤波器组进行多个子载波信号的合路和分路，多载波滤波器组通过离散傅立叶变换快速实现；b.每个子载波传输采用自适应的或固定的双循环时隙结构、循环正交序列导频、高效编码与调制、多天线传输技术，支持高效分组数据传输；c.采用频分双工或时分双工双工方式，以适用于广域覆盖和热点覆盖蜂窝通信环境；d.采用频分多址、时分多址和码分多址相结合的混合多址方式共享无线资源，支持大动态范围传输的要求。当移动用户使用单个子载波传输时，可避免高峰均比问题。

Description

支持多天线传输的广义多载波无线传输方案

技术领域

本发明是一种无线传输系统方案，属于高速无线通信传输技术领域。

背景技术

为适应未来发展的需要，未来的移动通信系统必须能够支持高速数据传输、高的终端移动性和高的传输质量，提供高的频谱利用率和功率效率，有效地支持在用户数据速率、用户容量、服务质量和移动速度等方面大动态范围的变化，需要在无线信道上进行可靠的数据速率达数十兆bps(bit per second)甚至数百兆bps的高速数据传输，因此，未来移动通信系统在空中接口中将采用分布式接入方式，多天线技术(MIMO)技术具有至关重要的作用，必须采用多载波并行传输技术。正交频分复用(OFDM)技术具有很强的抗多径能力、简单易行的离散傅立叶变换(DFT)实现，并且易于应用到MIMO环境，是一种得到广泛重视的多载波传输技术。但是，它具有峰均比高、对频偏敏感等缺点。因此，构造新的多载波传输技术方案，以克服OFDM的上述缺点，但保持OFDM的优点是解决未来无线传输体制问题的另一重要途径。基于此，我们提出了支持多天线发送和多天线接收的广义多载波(MIMO-GMC)无线传输技术，研究表明，MIMO-GMC技术与多天线环境下的正交频分复用技术(MIMO-OFDM)相比，具有潜在的技术优势。

发明内容

技术问题：本发明的目的是提供一种支持多天线传输的广义多载波无线传输方案，满足后三代移动通信系统在传输速率、系统容量、频谱效率、功率效率等方面的要求。

技术方案：本发明的支持多天线传输的广义多载波无线传输方案为：

a、多载波无线传输框架是把总带宽为B_w的信道分解成一组并行的宽带子信道，收发端通过多载波滤波器组进行多个子载波信号的合路和分路，多载波滤波器组通过离散傅立叶变换快速实现；

b、每个子载波传输采用自适应的或固定的双循环时隙结构、循环正交序列导频、高效编码与调制、多天线传输技术，支持高效分组数据传输；

c、采用频分双工或时分双工双工方式，以适用于广域覆盖和热点覆盖蜂窝通信环境；

d、采用频分多址、时分多址和码分多址相结合的混合多址方式共享无线资源，支持大动态范围传输的要求。

每个子载波的多天线发送采用空时编码、空分复用或利用信道先验信息的多天线发送技术，包括基于天线选择的传输方法或基于特征模式的传输方法。每个子载波的信道估计利用循环正交序列的特性，以低的实现复杂度进行最小均方误差意义上最优的最小二乘信道估计，利用接收导频矩阵的分解，进行信道估计的快速实现，利用时域相关性，进行导频段更为精确的信道估计和噪声方差估计，再采用插值获得数据段信道参数的估计。每个子载波的信号检测译码，可采用软信息保留的迭代检测译码方法、利用分块传输特点的检测译码方法、以及利用MIMO信道存在空间相关性的检测译码方法。

以下对多天线发送多天线接收环境下广义多载波(MIMO-GMC)无线传输系统进行具体描述：

1、系统构成和多载波合成与分析系统

MIMO-GMC无线传输系统的构成如图1所示。发送端包括子载波基带发送模块、多载波合成模块、D/A、发送射频模块和发射天线，接收端包括接收天线、接收射频模块、A/D、多载波分析模块、子载波基带接收模块等。在发射端，不同用户或同一用户的M个并行比特流，分别经过子载波基带发送模块进行基带数字信号处理(包括信道编码、交织、调制等)，得到子载波多天线数字基带发送信号，对应于每个发送天线的子载波发送信号，经过多载波合成模块进行多载波合成，生成多载波数字基带发送信号，再经过数模转换和发送射频模块，分别产生各发射天线上的多载波发送射频信号。在接收端，各接收天线接收的多载波信号经过射频处理和模数转换，产生多载波数字基带接收信号，经过多载波分析模块进行多载波分解，生成各子载波多天线数字基带接收信号，各子载波的多天线接收信号再经过相应子载波基带接收模块进行数字基带信号处理，得到M个并行的接收信息比特流。考虑到自适应链路技术的采用，接收端应反馈有关信息至发送端。

发送端的多载波合成由多载波合成滤波器组完成，接收端的多载波分解由多载波分析滤波器组完成。广义多载波合成与分析系统的构建步骤如下。

发送的多载波模拟复基带信号可以表示为：

$s_a\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{x}_m\left(n\right)p_{a,m}(t-n{T}_m)e^{j2\mathrm{\π}{f}_{m}t}---\left(1\right)$

其中，M为子载波的个数，x_m(n)表示第m路发送信息序列，T_m为第m路发送信息序列的时间间隔，p_a，m(t)为第m个子载波的基带成形脉冲波形，f_m为第m个子载波中心频率相对于载波频率的偏移量。我们取： $f_m=(m-\frac{M-1}{2})\mathrm{\Δf},$ T_m＝T，p_a，m(t)＝p_a(t)。此时，(1)式变为：

$s_a\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{x}_m\left(n\right)p_a(t-nT)e^{j2\mathrm{\π}(m-\frac{M-1}{2})\mathrm{\Δf}t}---\left(2\right)$

在接收端，为获得发送的信息序列，首先对接收的多载波复基带信号r_a(t)进行如下的多载波分析：

${\hat{x}}_m\left(n\right)=\underset{-\∞}{\overset{+\∞}{\∫}}{p}_a(t-\mathrm{nT})r_a\left(t\right)e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{m}t}\mathrm{dt}---\left(3\right)$

每个子载波发送信息序列的时间间隔为T，为保证在无失真信道环境下各子载波无符号间干扰，脉冲成形波形需满足奈奎斯特条件，即： ${\∫}_{-\∞}^{+\∞}{p}_a\left(t\right)p_a(t-\mathrm{nT})\mathrm{dt}=\mathrm{\δ}\left(n\right),$ 通常采用的均方根升余弦波形满足这一条件，此时各子载波的3dB带宽为1/T。为降低各子载波之间的信道间干扰，要求相邻子载波中心频率之间的间隔不小于各子载波的3dB带宽，即：Δf≥1/T。为便于数字实现，我们取Δf＝N/M/T，其中N为不小于M的整数。此时，发送的多载波信号的带宽约为MΔf＝N/T，相应地，其严格采样的时间间隔为T_s＝T/N，发送多载波信号的离散时间形式为：

$s\left(l\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{x}_m\left(n\right)p(l-nT)e^{j2\mathrm{\π}(m-\frac{M-1}{2})l/M}---\left(4\right)$

其中，p(l)＝p_a(lT_s)。在接收端，多载波分析的离散时间形式为：

经过进一步的整理，可得：

$s\left(l\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}\left(x_m\left(n\right)e^{j2\mathrm{\π}(m-\frac{M-1}{2})\mathrm{nN}/M}\right)h_{s,m}(l-\mathrm{nN})---\left(6\right)$

${\hat{x}}_m\left(n\right)=e^{-j2\mathrm{\π}(m-\frac{M-1}{2})\mathrm{nN}/M}\underset{l=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}r\left(l\right)h_{a,m}(\mathrm{nN}-l)---\left(7\right)$

其中， $h_{s,m}\left(l\right)=p\left(l\right)e^{j2\mathrm{\π}(m-\frac{M-1}{2})l/M},$ $h_{a,m}\left(l\right)=p(-l)e^{j2\mathrm{\π}(m-\frac{M-1}{2})l/M}.$ (6)式和(7)式给出了多载波合成与分析的滤波器组实现，图1中多载波合成与多载波分析分别实现(6)式和(7)式。

这里，多载波合成与分析滤波器组为DFT调制滤波器组，即用于多载波合成与分析的各子带滤波器h_s，m(l)和h_a，m(l)均为一原型滤波器p(l)通过调制得到。通常，文献中讨论的DFT调制滤波器组多为最大采样滤波器组，即N＝M时的情况，其实现可采用多相分解和快速傅立叶变换(FFT)，每M点复数输入(或输出)需要2L次实数乘法和一次M点FFT。直接对(6)式和(7)式进行推演，可得到一种简洁的快速实现算法，适用于N为任意整数的情况。在快速算法中，每得到N点s(l)(或 )的输出，需要计算一次M点FFT运算、2M次复数相位旋转运算、2L(L为p(l)的冲击响应长度)次实数乘法运算、2L-2N次实数加法运算。

2、单个子载波传输系统

单个子载波数字基带系统如图2所示。在发送端，发送信息经过信道编码模块和交织模块，得到编码符号流，然后经过符号映射模块和空时发送处理模块进行空时发送信号处理，并插入导频，生成子载波多天线数字基带发送信号，这里空时发送信号处理可以采用空时编码、空分复用、利用信道先验信息的空时发送技术等技术。在接收端，首先在信道估计模块利用接收导频信号进行信道参数的估计，然后进行迭代检测译码，得到接收的信息比特流。在迭代检测译码中，检测器为软输入软输出检测器，由软输入软输出检测模块完成此功能，译码器为软输入软输出译码器，由软输入软输出译码模块完成此功能。检测器与译码器之间交互软信息，检测与译码过程多次迭代，以显著提高接收性能。

在每个子载波上信号传输可采用双循环自适应时隙结构，以有效地支持高速数据传输。在传统的蜂窝移动通信系统中，时隙结构通常是固定的，为了保证能适应不同的移动速度，需要按照支持的最高移动速度来进行时隙设计，从而往往导致了系统资源的浪费。为了充分利用信道资源，我们提出基于最大多谱勒频移估计的自适应时隙结构，根据得到的最大多谱勒频偏估计选择合适的时隙结构。如图3所示为双循环自适应时隙结构示意图，每个时隙由一个或多个子时隙及尾部组成，依据移动终端的移动速度，自适应地选择具有不同子时隙个数的时隙结构。每个子时隙由循环保护G、导频P、用户数据D组成，而尾部由循环保护和导频组成。循环保护的长度L_G不小于信道的最大时延扩展Δ，导频序列的长度L_P大于L_G，由导频序列的最后L_G个数据构成保护序列，各导频段采用相同的导频序列。值得注意的是，如图3所示的时隙结构具有一个重要的特点：每个导频段之前都有循环保护，便于接收端信道参数的估计；每个数据和控制信息段及其后继的循环保护和导频段所构成的长度与子时隙长度相同的段之前亦有“循环保护”(G+P)，则便于接收端信号的检测。

在MIMO信道环境下，为提高传输速率和传输性能，可根据信道环境的不同采用空分复用、空时编码、以及空时联合发送技术等。空分复用是提高传输速率的重要途径，空时编码是提高传输性能的重要措施，利用MIMO信道的先验信息，提高传输性能并自适应于信道环境的变化，可采用空时联合发送技术。当利用信道先验信息进行空时发送式，发送端需要信道参数的全部或部分信息，在TDD双工方式下，可由上下行信道对偶性获知，在FDD双工方式下，可由链路反馈得到，在静止或低速移动环境下，可采用注水方法进行空时传输，在高速移动环境下，可采用波束成形或统计注水方法进行传输。

信道估计是信号检测和信道自适应传输的基础，在MIMO环境下，待估计的信道参数个数随着发送天线个数的增加而线性增加，导频设计与信道估计成为构建实用系统的难点。在双循环自适应时隙结构下，可采用循环正交序列的不同相位的循环移位序列作为不同发送天线的导频序列，在接收端，利用循环正交序列的特性，以低的实现复杂度可获得最小均方误差(MMSE)意义上最优的最小二乘信道估计，利用接收导频矩阵的分解，可得到信道估计的快速实现算法，其复杂度低于L_P点FFT运算的复杂度，进一步利用时域相关性，可获得导频段更为精确的信道估计和噪声方差估计，再采用插值可获得数据段信道参数的估计。

为获得逼近信道容量的系统性能，在接收端可采用迭代检测译码技术，而探索具有可实现复杂度的迭代检测译码方法成为构建MIMO传输系统的关键。迭代检测译码方法得到国内外研究者广泛的关注。在CDMA多用户系统框架下，出现了MMSE滤波的软干扰抵消迭代检测译码方法和匹配滤波软干扰抵消迭代检测译码方法，而应用于单载波信道均衡的MMSE Turbo检测器与MMSE滤波的软干扰抵消迭代检测译码方法是一致的，这类方法常被直接应用于MIMO系统。在MIMO平衰落信道下，出现了采用球形译码等方法的迭代检测译码方法，这些方法向多经衰落信道环境的推广则基于OFDM传输系统框架。在MIMO-GMC系统中，需针对分块传输和MIMO信道的具体特点，寻找单载波传输系统的低复杂度迭代检测译码方法。

利用分块传输的特点，即每个数据块前有循环保护，迭代检测译码中软输入软输出(SISO)检测器，可采用MMSE软干扰抵消检测器，此时检测器具有FFT快速实现，其实现复杂度低于通常的单载波系统中MMSE软干扰抵消检测器，但每个数据块必须在一定程度上满足信道参数恒定的假设，在高速移动通信环境下，接收性能会有所降低。事实上，单个子载波系统的迭代检测译码无需假定每个数据块信道参数恒定，在高速移动通信环境下，我们可以把每个数据块分解为信道参数近似恒定的若干个数据子快，采用迭代软干扰抵消检测器作为迭代检测译码中的SISO检测器，由此增强系统抗多普勒频偏的能力。在MIMO信道存在空间相关性的情况下，可采用空域滤波的迭代软干扰抵消检测器取得迭代软干扰抵消检测器。此外，在迭代检测译码中，在不明显降低检测译码性能的情况下，采用软信息保留的迭代检测译码方法，SISO检测器的迭代次数和SISO译码器的迭代次数可在很大程度上予以减少，从而显著降低系统实现的复杂度。

有益效果：面向未来后三代移动通信应用需求，本发明给出一种支持多天线传输的广义多载波传输技术方案，此方案能够克服OFDM技术的缺点，满足后三代移动通信系统在传输速率、系统容量、频谱效率、功率效率等方面的要求。从前面的描述可以看到，MIMO-GMC系统采用宽子载波传输，它对频偏的敏感度低于MIMO-OFDM系统，特别地，当检测器无需假定每个数据块内信道参数恒定时，可降低多普勒频偏对系统性能的影响；由于MIMO-GMC系统子载波数量远低于OFDM系统，其峰均比低于OFDM系统，特别地，当移动用户使用单个子载波传输时，可避免高峰均比问题。

附图说明

图1是MIMO-GMC系统构成示意图。

图2是单个子载波传输系统构成示意图。

图3是双循环自适应时隙结构示意图。

具体实施方式

支持多天线传输的广义多载波无线传输技术方案描述为：

(1).系统可在基本模式和扩展模式下工作。在基本模式下，可把总带宽为B_w的信道分解成一组并行的3dB带宽为1.28MHz(或其它数值)的基本子载波，通过多载波滤波器组进行多载波合路和分路，多载波滤波器组可通过离散傅立叶变换(DFT)快速实现；在扩展模式下，可把相邻的基本子载波合成为带宽为3.84MHz(或其它数值)的扩展子载波，可根据未来不同国家的频谱分配情况，灵活地分配不同的扩展子载波，并可实现与第三代移动通信(3G)系统的共存与后向兼容。

(2).在每个子载波，可采用自适应双循环时隙结构、高效编码与调制、空时分集、空分复用、自适应空时传输、循环正交序列导频及其高性能的信道估计方法、迭代式空时联合检测译码等技术，以支持高效的分组数据传输，满足未来移动通信系统对传输速率、系统容量、频谱效率以及功率效率等方面的要求。

(3).可以采用频分双工(FDD)或时分双工(TDD)双工方式，以适用于广域覆盖和热点覆盖蜂窝通信环境。

(4).采用频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)和码分多址(CDMA)相结合的混合多址方式共享无线资源，其中CDMA为辅选。每个移动用户可动态地占用一个或多个基本子载波或扩展子载波，或占用一个子载波的一个或多个时隙、码道等，从而达到支持大动态范围传输的要求。

本发明提供了一种支持多天线传输的广义多载波无线传输方案，可应用于各种需要高速无线通信传输的应用场合，包括广域覆盖和热点覆盖的蜂窝移动通信环境等，方案实施时需确定系统工作模式、双工方式、多址方式、及系统参数等，具体如下：

(1)确定系统工作模式：可在基本模式和扩展模式下工作。在基本模式下，可把总带宽为B_w的信道分解成一组并行的3dB带宽为1.28MHz(或其它数值)在扩展模式下，可把相邻的基本子载波合成为带宽为3.84MHz(或其它数值)的扩展子载波。

(2)确定双工方式：可以采用频分双工(FDD)或时分双工(TDD)双工方式，以适用于广域覆盖和热点覆盖蜂窝通信环境。

(3)确定多址方式：可采用频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)和码分多址(CDMA)方式相结合的混合多址方式共享无线资源，其中CDMA为辅选，或根据具体应用环境，选择某一多址方式。

(4)确定系统参数：发送天线的个数和接收天线的个数均可为一个或多个。由系统的总带宽B_w和子载波带宽确定多载波合成分析系统的参数，这里给出一个实例：总带宽为17.28Mhz的频带，被分解为12个3dB带宽为1.28Mhz的子带，子载波之间的频率间隔为1.44Mhz，多载波信号的合路与分路在基带完成，通过16带广义DFT调制滤波器组实现，滤波器组的插值和采样因子为N＝18，低通原形滤波器采用长度为L＝2KN+1的实系数FIR滤波器，其中K＝6。每个子载波数字基带系统可采用自适应双循环时隙结构，也可采用固定的双循环时隙结构，时隙结构参数选择的一个实例是：每个时隙有8个子时隙，每个子时隙长度为256，导频采用长度为32的循环正交序列。

此外，具体实施时，每个子载波系统可灵活配置，编码和调制的参数可依据具体应用确定，编码可采用Turbo码、LDPC码或卷积码等，调制可采用QPSK、16QAM、64QAM等，依据具体应用环境和系统需求，发送端可采用空时分集、空分复用、自适应空时传输等多天线传输方法，接收端可采用迭代式空时联合检测译码等技术，综合考虑性能和复杂度的折衷，迭代次数可选为一次或多次。

Claims (4)

1、一种支持多天线传输的广义多载波无线传输方案，其特征在于：

a、多载波无线传输框架是把总带宽为B_w的信道分解成一组并行的宽带子信道，收发端通过多载波滤波器组进行多个子载波信号的合路和分路，多载波滤波器组通过离散傅立叶变换快速实现；

b、每个子载波传输采用自适应的或固定的双循环时隙结构、循环正交序列导频、高效编码与调制、多天线传输技术，支持高效分组数据传输；

c、采用频分双工或时分双工双工方式，以适用于广域覆盖和热点覆盖蜂窝通信环境；

d、采用频分多址、时分多址和码分多址相结合的混合多址方式共享无线资源，支持大动态范围传输的要求。

2、根据权利1所述的支持多天线传输的广义多载波无线传输方案，其特征在于每个子载波的多天线发送采用空时编码、空分复用或利用信道先验信息的多天线发送技术，包括基于天线选择的传输方法或基于特征模式的传输方法。

3、根据权利1所述的支持多天线传输的广义多载波无线传输方案，其特征在于每个子载波的信道估计利用循环正交序列的特性，以低的实现复杂度进行最小均方误差意义上最优的最小二乘信道估计，利用接收导频矩阵的分解，进行信道估计的快速实现，利用时域相关性，进行导频段更为精确的信道估计和噪声方差估计，再采用插值获得数据段信道参数的估计。

4、根据权利1所述的支持多天线传输的广义多载波无线传输方案，其特征在于每个子载波的信号检测译码，可采用软信息保留的迭代检测译码方法、利用分块传输特点的检测译码方法、以及利用MIMO信道存在空间相关性的检测译码方法。

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