KR20060117167A - 다중안테나 시스템의 멀티캐리어 무선 전송방법 - Google Patents

다중안테나 시스템의 멀티캐리어 무선 전송방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다중안테나 시스템의 멀티캐리어 무선 전송방법, 즉, 고속 무선통신 전송기술에 관한 것으로, 보다 구제적으로는 (a) 멀티캐리어 무선전송 프레임은 총대역폭이
Figure 112005073239980-PAT00001
인 채널을 한 그룹의 병행하는 광대역 채널로 분해하고, 송수신단은 멀티캐리어 여파기 그룹을 통하여 다수의 서브캐리어 신호의 회선 결합과 분할을 진행하며, 멀티캐리어 여파기 그룹은 이산푸리에변환을 통하여 신속하게 구현하고; (b) 각 서브캐리어 전송은 어댑티브하거나 혹은 고정된 이중순환 타임슬롯 구조와, 순환직교시퀀스 파일럿 주파수와, 고효율 인코딩과 변조 및 다중안테나 전송기술 등을 채택하여 고효율의 패킷데이터 전송을 지원하며; (c) 주파수분할듀플렉스(FDD) 또는 시분할듀플렉스(TDD) 방식을 이용하여 광역 커버리지와 핫스팟(hot spot) 커버리지 셀룰러(cellular) 통신환경에 적용하고; (d) 주파수분할다중접속(FDMA), 시분할다중접속(TDMA)과 코드분할다중접속(CDMA)을 결합한 혼합 다중접속방식을 이용하여 무선 소스를 공유하고, 대규모 동태 범위 전송의 요구를 지원하는 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따르면, 이동 사용자가 싱글 서브캐리어를 사용하여 전송할 경우 최대평균비(peak-to-average ratio) 문제를 방지할 수 있는 효과가 있다.
다중안테나, MIMO-GMC 시스템, 멀티캐리어

Description

다중안테나 시스템의 멀티캐리어 무선 전송방법 {Method for Cordless Transmission of Multi-Carrier Supporting Multi-Antenna System}
도 1은 MIMO-GMC 시스템 구성도이다.
도 2는 단일한 서브캐리어 전송시스템 구성도이다.
도 3은 이중순환 어댑티브 타임슬롯 구조도이다.
본 발명은 다중안테나 시스템의 멀티캐리어 무선 전송방법, 즉, 고속 무선통신 전송기술에 관한 것이다.
미래 발전의 요구에 적응하기 위해서, 미래의 이동통신시스템은 반드시 고속 데이터 전송, 높은 터미널 이동성과 높은 전송 품질을 지원하고, 높은 주파수 스펙트럼 이용률과 공률 효율을 제공하며, 사용자의 데이터 속도율, 사용자 용량, 서비스 품질과 이동속도 등 방면의 큰 동태범위의 변화를 효과적으로 지원할 수 있어야 한다. 무선 채널에서 신뢰할만한 데이터 속도율은 수십메가 bps(bit per second) 심지어 수백메가 bps의 고속 데이터 전송 속도가 필요하다. 따라서 미래의 이동통신시스템은 공중 인터페이스 중 분산식 접속방식을 채택할 것이며, 다중안테나기술(MIMO) 기술은 대단히 중요한 작용을 지니고 있어 반드시 멀티캐리어 병행 전송기술을 채택하여야 한다. 직교주파수분할다중(OFDM)기술은 매우 강력한 항다중경로 능력과 간단한 이산푸리에변환(DFT) 구현을 갖추고 있으며, 아울러 MIMO 환경에도 쉽게 응용할 수 있어 널리 중시되는 일종의 멀티캐리어 전송기술이다. 그러나 그것은 최대평균비, 주파수 옵셋에 대해 민감하다는 등의 결점이 있다. 따라서 새로운 멀티캐리어 전송기술 방법을 구축하여 OFDM의 상기 결점을 극복하되, OFDM의 장점을 유지하도록 하는 것이 미래의 무선전송 메카니즘 문제를 해결하는 또 다른 중요한 경로이다. 이점을 기본으로 우리는 다중안테나 송신과 다중안테나 수신을 지원하는 일반화된 멀티캐리어(MIMO-GMC) 무선전송기술을 제공하는바, 연구에서는 MIMO-GMC 기술이 다중안테나 환경 하에서의 직교주파수 분할다중 기술(MIMO-OFDM)과 비교하여 잠재적인 기술 우세를 갖추고 있음을 밝혔다.
이에 본 발명자들은 상기한 문제점을 해결하기 위해 예의 노력한 결과, 본 발명을 완성하게 되었다.
결국, 본 발명의 주된 목적은 일종의 다중안테나전송을 지원하는 일반화된 멀티캐리어 무선전송 방법을 제공하여, 전송 속도율, 시스템 용량, 주파수 스펙트 럼 효율, 공률 효율 등 방면에 있어서 포스트 3세대 이동통신 시스템의 요구를 만족시키는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명은 다중안테나 시스템의 멀티캐리어 무선전송 방법에 있어서,(a) 멀티캐리어 무선전송 프레임은 총대역폭이
Figure 112005073239980-PAT00002
인 채널을 한 그룹의 병행하는 광대역 채널로 분해하고, 송수신단은 멀티캐리어 여파기 그룹을 통하여 다수의 서브 캐리어 신호의 회선 결합과 분할을 진행하며, 멀티캐리어 여파기 그룹은 이산푸리에변환을 통하여 신속하게 구현하는 단계; (b) 각 서브캐리어 전송은 어댑티브하거나 혹은 고정된 이중순환 타임슬롯 구조, 순환직교시퀀스 파일럿 주파수, 고효율 인코딩과 변조, 다중안테나 전송기술을 채택하여 고효율의 패킷데이터 전송을 지원하는 단계; (c) 주파수분할 듀플렉스(FDD) 또는 시분할 듀플렉스(TDD) 방식을 이용하여 광역 커버리지와 핫스팟(hot spot) 커버리지 셀룰러(Cellular) 통신환경에 적용하는 단계; 및 (d) 주파수분할다중접속(FDMA), 시분할다중접속(TDMA)과 코드분할다중접속(CDMA)을 결합한 혼합 다중접속방식을 이용하여 무선 소스를 공유하고, 대규모 동태 범위 전송의 요구를 지원하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중안테나 전송을 지원하는 멀티캐리어 무선 전송방법을 제공한다.
본 발명에 있어서, 상기 각 서브캐리어의 다중안테나송신은 시공간코딩, 공 간분할다중화 또는 채널의 사전정보를 이용한 다중안테나 송신 기술을 이용하며, 안테나 선택을 근거로 하는 전송방법 또는 특징 모드를 근거로 하는 전송방법을 포함하는 것을 특징으로 할 수 있고, 상기 각 서브캐리어의 채널 추정은 순환직교시퀀스의 특성을 이용하여 낮은 구현 복잡도로 최소평균제곱오차 의미상 가장 우수한 최소자승 채널을 추정하고, 수신 파일럿 주파수 매트릭스의 분해를 이용하여 채널 추정을 신속히 구현하며, 타임 도메인 상관성을 이용하여 파일럿 주파수 구간이 더욱 정확한 채널 추정과 노이즈 분산 추정을 진행하고, 또한 인터폴레이션으로 데이터 구간의 채널 매개변수를 추정하는 것을 특징으로 할 수 있으며, 상기 각 서브캐리어의 신호검출디코딩은 소프트 정보가 보류되는 반복검출디코딩방법, 블록전송특징을 이용한 검출디코딩방법 및 MIMO 채널이 지니는 공간 상관성을 이용한 검출디코딩방법으로 구성된 군에서 선택된 방법을 이용할 수 있는 것을 특징으로 할 수 있다.
이하, 본 발명을 상세히 설명한다.
본 발명의 다중안테나전송을 지원하는 일반화된 멀티캐리어 무선전송 방법은 다음과 같다.
(a) 멀티캐리어 무선전송 프레임은 총대역폭이
Figure 112005073239980-PAT00003
인 채널을 한 그룹의 병행하는 광대역 채널로 분해하며, 송수신단은 멀티캐리어 여파기 그룹을 통하여 다 수의 서브캐리어 신호의 회선 결합과 분할을 진행하고, 멀티캐리어 여파기 그룹은 이산푸리에변환을 통하여 신속하게 구현한다;
(b) 각 서브 캐리어 전송은 어댑티브하거나 혹은 고정된 이중순환 타임슬롯 구조, 순환직교시퀀스 파일럿 주파수, 고효율 인코딩과 변조, 다중안테나 전송기술을 채택하여 고효율의 패킷데이터 전송을 지원한다;
(c) 주파수분할 듀플렉스(FDD) 또는 시분할 듀플렉스(TDD) 방식을 이용하여 광역 커버리지와 핫스팟(hot spot) 커버리지 셀룰러 통신환경에 적용한다;
(d) 주파수분할다중접속(FDMA), 시분할다중접속(TDMA)과 코드분할다중접속(CDMA)을 결합한 혼합 다중접속방식을 이용하여 무선 소스를 공유하고, 대규모 동태 범위 전송의 요구를 지원한다.
각 서브 캐리어의 다중안테나 송신은 STC(space-time code), SDM(space division multiplexing) 또는 채널의 사전정보를 이용한 다중안테나 송신기술을 채택하며, 안테나 선택을 근거로 하는 전송방법 또는 특징 모드를 근거로 하는 전송방법을 포함한다. 각 서브캐리어의 채널 추정은 순환직교 시퀀스의 특성을 이용하여 낮은 구현 복잡도로 최소제곱오차 의미상 가장 우수한 최소자승 채널을 추정하고, 수신 파일럿 주파수 매트릭스의 분해를 이용하여 채널 추정을 빠르게 구현하며, 타임 도메인 상관성을 이용하여 파일럿 주파수 구간이 더욱 정확한 채널 추정과 노이즈 분산 추정을 진행한 후, 더 나아가 인터폴레이션을 이용하여 데이터 구간의 채널 매개변수를 추정한다. 각 서브캐리어의 신호 검출 코드는 소프트 정보가 보류되는 반복검출 디코딩 방법, 블록전송 특징을 이용한 검출 디코딩 방법, 및 MIMO 채널에 존재하는 공간 상관성을 이용한 검출 디코딩 방법 등을 채택할 수 있다.
이하 다중안테나 송신과 다중안테나 수신 환경 하에서의 일반화된 멀티캐리어(MIMO-GMC) 무선전송시스템에 대하여 구체적으로 설명하고자 한다.
1. 시스템 구성과 멀티캐리어의 혼합 및 분석 시스템
MIMO-GMC 무선전송시스템의 구성은 도 1에 도시된 바와 같다. 송신단은 서브 캐리어 기저대역(baseband) 송신모듈, 멀티캐리어 혼합모듈, D/A, 송신 RF 모듈과 송신 안테나를 포함하며, 수신단은 수신 안테나, 수신 RF 모듈, A/D, 멀티캐리어분석모듈, 서브 캐리어 기저대역 수신모듈 등을 포함한다. 송신단에서는 각기 다른 사용자 또는 동일한 사용자의 M 개의 병행 비트스트림(bit stream)이 각각 서브캐리어 기저대역 송신모듈을 지나 기저대역 디지털신호처리(채널 인코딩, 인터리브(interleave), 변조 등 포함)를 진행하여 서브캐리어 다중안테나 디지털 기저대역 송신신호를 얻고, 각 송신 안테나에 대응하는 서브캐리어 송신 신호는 멀티캐리어 혼합모듈을 통하여 멀티캐리어 혼합을 진행하여 멀티캐리어 디지털 기저대역 송신신호를 생성한 다음 디지털모드 전환과 송신 RF 모듈을 거쳐 각각 송신 안테나 상의 멀티캐리어 송신 RF 신호를 생성한다. 수신단에서는 각 수신안테나가 수신한 멀티캐리어 신호가 RF 처리와 모듈전환을 통해 멀티캐리어 디지털 기저대역 수신신호를 발생시키고, 멀티캐리어 분석모듈을 거쳐 멀티캐리어 분해를 진행하여 각 서브캐리어 다중안테나 디지털 기저대역 수신신호를 생성하며, 각 서브캐리어의 다중안 테나 수신신호는 다시 상응하는 서브캐리어 기저대역 수신모듈을 거쳐 디지털 기저대역 신호처리를 진행하여 M 개의 병행하는 수신정보 비트스트림을 얻는다. 어댑티브 링크 기술의 채택을 고려하여, 수신단은 유관 정보를 송신단에 피드백하여야 한다.
송신단의 멀티캐리어 혼합은 멀티캐리어 혼합 여파기 그룹에 의해 완성되며, 수신단의 멀티캐리어 분해는 멀티캐리어 분석 여파기 그룹에 의해 완성된다. 일반화된 멀티캐리어 혼합과 분석 시스템의 구축 단계는 다음과 같다.
송신 멀티캐리어 모의 다중기저대역신호는 다음과 같이 표시할 수 있다:
Figure 112005073239980-PAT00004
(1)
그 중 M은 서브캐리어의 개수이고,
Figure 112005073239980-PAT00005
은
Figure 112005073239980-PAT00006
번째 회선의 송신정보 시퀀스를 나타내며,
Figure 112005073239980-PAT00007
은
Figure 112005073239980-PAT00008
번째 회선의 송신신호 시퀀스의 시간 간격이고,
Figure 112005073239980-PAT00009
는
Figure 112005073239980-PAT00010
개째 서브캐리어의 기저대역 형성 펄스 파형이며,
Figure 112005073239980-PAT00011
은 캐리어 주파수 편이량에 대한
Figure 112005073239980-PAT00012
개째 캐리어 중심 주파수이다. 우리는
Figure 112005073239980-PAT00013
,
Figure 112005073239980-PAT00014
,
Figure 112005073239980-PAT00015
를 취하였다. 이 때 (1)공식은 다음과 같이 변한다:
Figure 112005073239980-PAT00016
(2)
수신단에서는 송신된 정보 시퀀스를 얻기 위하여 먼저 수신된 멀티캐리어 다 중기저대역신호
Figure 112005073239980-PAT00017
에 대하여 다음과 같은 멀티캐리어 분석을 진행한다:
Figure 112005073239980-PAT00018
(3)
각 서브캐리어 송신정보시퀀스의 시간 간격은
Figure 112005073239980-PAT00019
로서, 왜곡이 없는 채널 환경 하에서의 각 서브캐리어에 부호 사이의 간섭이 없음을 보장하고, 펄스형성파형은 니퀴스트(Nyquist) 조건을 만족시켜야 한다. 즉:
Figure 112005073239980-PAT00020
이며, 통상적으로 채택하는 평균제곱근코사인 파형을 이용하여 이러한 조건을 만족시키는데, 이때 각 서브캐리어의 3dB 대역폭은
Figure 112005073239980-PAT00021
이다. 각 서브캐리어 사이의 채널간 간섭을 낮추기 위하여, 서로 이웃한 서브캐리어 중심 주파수 사이의 간격은 각 서브캐리어의 3dB 대역폭보다 작지 않도록 해야 한다. 즉:
Figure 112005073239980-PAT00022
이다. 디지털로 구현하기 편하도록 우리는
Figure 112005073239980-PAT00023
를 취하였으며, 그 중
Figure 112005073239980-PAT00024
은
Figure 112005073239980-PAT00025
보다 작지 않은 정수이다. 이때, 송신된 멀티캐리어신호의 대역폭은 약
Figure 112005073239980-PAT00026
이며, 이와 상응하여, 그것의 엄격하게 샘플링된 시간 간격은
Figure 112005073239980-PAT00027
이다. 송신 멀티캐리어신호의 이산 시간 형식은 다음과 같다:
Figure 112005073239980-PAT00028
(4)
그 중,
Figure 112005073239980-PAT00029
이다. 수신단에서 멀티캐리어 분석의 이산 시간 형식은 다음과 같다:
다시 정리하면 다음 식을 얻을 수 있다:
Figure 112005073239980-PAT00030
(6)
Figure 112005073239980-PAT00031
(7)
그 중,
Figure 112005073239980-PAT00032
이고,
Figure 112005073239980-PAT00033
이다. (6)식과 (7)식은 멀티캐리어 혼합 및 분석의 여파기 그룹 구현을 나타내며, 도 1에서 멀티캐리어 혼합과 멀티캐리어 분석은 각각 (6)식과 (7)식을 구현하고 있다.
여기서, 멀티캐리어 혼합과 분석 여파기 그룹은 DFT 변조 여파기 그룹이며, 즉 멀티캐리어 혼합과 분석에 사용되는 각 서브캐리어 여파기
Figure 112005073239980-PAT00034
와
Figure 112005073239980-PAT00035
는 모두 하나의 원형(原型) 여파기
Figure 112005073239980-PAT00036
가 변조를 통해 얻은 것이다. 통상적으로 문헌 중에 토론되는 DFT 변조 여파기 그룹은 대부분 최대 샘플링 여파기 그룹으로서, 즉
Figure 112005073239980-PAT00037
일 때의 상황에서 그것의 구현은 다위상 분해와 빠른 푸리에변환(FFT)을 채택할 수 있으며, 각 M 지점 마다의 복수 입력(또는 출력)은 2L차 실수승법과 1차 M 점 FFT가 필요하다. 직접 (6)공식과 (7)공식을 연역하면 일종의 간결한 빠른 구현 계산법을 얻을 수 있으며, N을 임의의 정수로 하는 상황에 적용한다. 빠른 계산법 중, N점
Figure 112005073239980-PAT00038
(또는
Figure 112005073239980-PAT00039
)의 출력을 얻을 때마다, 1차 M 점 FFT 연산, 2M 차 복수위상회전 연산, 2L(L은
Figure 112005073239980-PAT00040
의 충격응답 길이)차 실수승법 연산, 2L-2Nck 실수가법 연산을 계산할 필요가 있다.
2. 싱글 서브캐리어 전송 시스템
싱글 서브캐리어 디지털 기저대역시스템은 도 2에 도시된 바와 같다. 송신단에서, 송신정보는 채널인코딩모듈과 인터리브 모듈을 거쳐 인코딩 부호 스트림을 얻은 후, 부호 맵핑모듈과 시공간송신처리모듈을 거쳐 시공간송신신호처리를 진행하고, 아울러 파일럿 주파수를 삽입하여 서브캐리어 다중안테나 디지털 기저대역 송신신호를 생성하는데, 여기서 시공간송신신호처리는 STC, SDM, 채널사전정보를 이용한 시공간 송신 기술 등 기술을 채택할 수 있다. 수신단에서는 먼저 채널추정모듈에서 수신 파일럿 주파수 신호를 이용하여 채널 매개변수를 추정한 후 반복검출디코딩을 진행하여 수신된 정보의 비트스트림을 얻는다. 반복검출디코딩 중, 검출기는 소프트입력/소프트출력 검출기로서, 소프트입력/소프트출력 검출모드로 상기 기능을 완성하며, 디코더는 소프트입력/소프트출력 디코더로서, 소프트입력/소프트출력 디코딩모듈로 상기 기능을 완성한다. 검출기와 디코더 사이에는 상호간에 소프트 정보를 교류하며, 검출과 디코딩 과정을 수차례 반복하면서 수신성능이 현저하게 향상된다.
각 서브캐리어 상의 신호전송은 이중순환 어댑티브 타임슬롯 구조를 채택하 여 고속 데이터 전송을 효과적으로 지원한다. 종래의 셀룰러 이동통신 시스템 중, 타임슬롯 구조는 통상적으로 고정된 것으로서, 각기 다른 이동속도에의 적응을 보장하기 위해서는 지원된 최고 이동속도로 타임슬롯을 설계해야 하기 때문에 종종 시스템 소스의 낭비를 초래하게 된다. 채널 소스를 충분히 이용하기 위하여 우리는 최대 멀티도플러쉬프트를 근거로 추정한 어댑티브 타임슬롯 구조를 제시하였으며, 획득한 최대 멀티도플러쉬프트를 근거로 적합한 타임슬롯 구조를 추정 선택하였다. 도 3은 이중순환 어댑티브 타임슬롯 구조도로서, 각 타임슬롯은 하나 또는 다수의 서브 타임슬롯 및 말미부로 구성되며, 이동 터미널의 이동속도에 따라 각기 다른 서브 타임슬롯을 가지는 타임슬롯 구조를 적응되도록 선택한다. 각 타임슬롯은 순환보호 G, 파일럿 주파수 P, 사용자 데이터 D로구성되며, 말미부는 순환보호와 파일럿 주파수로 구성된다. 순환보호의 길이
Figure 112005073239980-PAT00041
는 채널의 최대 지연확산(delay spread) △ 보다 작지 않으며, 파일럿주파수 시퀀스의 길이
Figure 112005073239980-PAT00042
는
Figure 112005073239980-PAT00043
보다 크다. 파일럿주파수 시퀀스의 최후
Figure 112005073239980-PAT00044
개 데이터로 보호시퀀스을 구축하고, 각 파일럿 주파수 구간은 동일한 파일럿 주파수 시퀀스을 채택한다. 주의할 만한 점은 도 3에 도시된 타임슬롯 구조가 하나의 중요한 특징을 지니고 있다는 점이다. 즉 각 파일럿 주파수 구간의 앞에 모두 순환보호가 구비되어 수신단 채널 매개변수의 추정이 편리하며, 각 데이터와 제어 정보 구간 및 그 뒤에 이어지는 순환보호와 파일럿주파수 구간으로 구성되는 길이와 서브타임슬롯 길이가 동일한 구간의 앞에 역시 "순환보호" (G + P)가 구비되어 수신단 신호의 검출이 편리하다.
MIMO 채널환경 하에서, 전송 속도율과 전송 성능을 향상시키기 위하여 채널 환경에 따라 공간분할다중화(SDM), 시공간부호(STC) 및 시공간 연합 송신기술 등을 각기 다르게 채택할 수 있다. 공간분할다중화는 전송 속도율을 높이는 중요한 방법이며, 시공간부호는 전송성능을 높이는 중요한 조치로서, MIMO 채널의 사전정보를 이용하여 전송성능을 향상시키고 채널 환경의 변화에 적응되도록 시공간연합송신기술을 채택할 수 있다. 채널 사전정보를 이용하여 시공간송신방식을 진행할 때, 송신단은 채널 매개변수의 전체적인 또는 부분 정보가 필요하며, TDD 듀플렉스 방식 하에서는 상,하행의 채널 대조성으로 알 수 있듯이, FDD 듀플렉스 방식 하에서는 링크 피드백으로 얻고, 정지 또는 저속 이동환경 하에서는 워터필링(water-filling) 방법을 이용하여 시공간전송을 진행하며, 고속 이동 환경 하에서는 빔성형(beam forming) 또는 통계 워터필링 방법을 이용하여 전송한다.
채널 추정은 신호검출과 채널 어댑티브 전송의 기초로서, MIMO 환경 하에서 추정하고자 하는 채널 매개변수의 개수는 송신안테나 개수의 증가에 따라 리니어적으로 증가하며, 파일럿 주파수 설계와 채널 추정은 실용시스템을 구축하는 데에 난점이 되고 있다. 이중순환 어댑티브 타임슬롯 구조 하에서 순환직교시퀀스의 다른 위상의 순환전환시퀀스를 각기 다른 송신안테나의 파일럿주파수 시퀀스로 삼으며, 수신단에서는 순환직교시퀀스의 특성을 이용하여, 낮은 구현 복잡도로 최소평균제곱오차(MMSE) 의미상 가장 우수한 최소자승 채널 추정을 획득하고, 수신 파일럿 주파수 매트릭스의 분해를 이용하여 채널을 추정하는 신속한 구현 계산법을 얻는다. 그 복잡도는
Figure 112005073239980-PAT00045
점 FFT 연산의 복잡도보다 낮으며, 더 나아가 타임 도메인 상관성을 이용하여 파일럿 주파수 구간이 더욱 정확한 채널 추정과 노이즈 분산을 추정하고, 다시 인터폴레이션을 이용하여 데이터 구간의 채널 매개변수를 추정한다.
채널 용량에 근접하는 시스템 성능을 얻기 위하여, 수신단에서 반복 검출 디코딩 기술을 이용할 수 있으며, 구현 가능한 복잡도를 갖춘 반복 검출 디코딩 방법을 찾는 것이 MIMO 전송 시스템을 구축하는 관건이다. 반복검출디코딩 방법은 국내외 연구자들이 널리 주목하고 있는 방법이다. CDMA 멀티유저 시스템 프레임 하에서, MMSE 여파의 소프트간섭상쇄 반복검출디코딩방법과 정합여파 소프트간섭상쇄 반복검출디코딩방법이 출현하게 되었다. 그런데 싱글캐리어 채널 균형에 응용되는 MMSE Turbo 검출기와 MMSE 여파의 소프트 간섭상쇄 반복검출디코딩 방법은 일치하는 것으로서, 이러한 방법은 흔히 MIMO 시스템에 직접 응용된다. MIMO 플랫페이딩(Flat Fading) 채널 하에서는 구형(球形) 디코딩 등 방법을 이용한 반복검출디코딩 방법이 출현하였고, 다중경로 페이딩 채널 환경 쪽으로 확장되는 이러한 방법은 즉 OFDM 전송시스템 프레임을 근거로 한다. MIMO-GMC 시스템 중 블록 전송과 MIMO 채널의 구체적 특징에 대하여 싱글캐리어 전송시스템의 낮은 복잡도 반복 검출 디코딩 방법을 찾을 필요가 있다.
블록 전송을 이용하는 특징은 즉 각 데이터 모듈 앞에 순환보호가 구비되고, 반복검출디코딩 중 소프트입력/소프트출력(SISO) 검출기는 MMSE 소프트 간섭상쇄 검출기를 채택할 수 있다. 이때 검출기는 FFT 빠른 구현을 가지며, 그 구현 복잡도 는 통상적인 싱글캐리어 시스템 중 MMSE 소프트 간섭상쇄 검출기보다 낮다. 그러나 각 데이터모듈은 반드시 일정한 정도상 채널 매개변수 항수의 가설을 만족시켜야 하며, 고속 이동통신 환경 하에서, 수신 성능이 떨어질 수 있다. 사실 단일한 서브캐리어 시스템의 반복검출디코딩은 각 데이터모듈 채널 매개변수 항수를 가정할 필요가 없다. 고속 이동통신 환경 하에서 우리는 각 데이터모듈을 채널 매개변수를 항수에 가까운 약간 개의 데이터 서브블록으로 분해하고, 반복 소프트간섭상쇄검출기를 반복검출디코딩 중의 SISO 검출기로 삼으므로 시스템의 항도플러 쉬프트 능력이 강화된다. MIMO 채널에 공간 상관성이 존재하는 상황 하에서는 공중 도메인 여파의 반복소프트간섭상쇄 검출기를 이용하여 반복 소프트간섭상쇄 검출기를 얻을 수 있다. 이밖에, 반복검출디코딩 중, 검출디코딩 성능을 현저하게 낮추지 못하는 상황에서는 소프트 정보가 보류하는 반복검출디코딩방법을 채택하여, SISO 디코더의 반복 횟수가 큰 정도로 감소되기 때문에 시스템 구현의 복잡도가 현저하게 낮아진다.
다중안테나 전송을 지원하는 일반화된 멀티캐리어 전송기술 방법은 다음과 같다.
(1) 시스템은 기본 모드와 확장모드 하에서 작동 가능하다. 기본모드에서는 총대역폭이
Figure 112005073239980-PAT00046
인 채널을 한 그룹의 병행하는 3dB 대역폭이 1.28MHz(또는 기타 수치)인 기본 서브캐리어로 분해하고, 멀티캐리어 여파기 그룹을 통해 멀티캐리어의 회선 결합과 분리를 진행하며, 멀티캐리어 여파기 그룹은 이산푸리에변환(DFT)을 통하여 신속하게 구현한다. 확장 모드 하에서는 서로 이웃한 기본 서브캐리어를 대역폭이 3.84MHz(또는 기타 수치)인 확장 서브캐리어로 혼합하고, 미래의 각 국가의 주파수 스팩트럼 분배 상황에 따라 각기 다른 확장 서브캐리어를 융통성 있게 분배할 수 있으며, 아울러 3세대 이동통신(3G) 시스템과의 공존과 BC(backward compatible)를 구현할 수 있다.
(2) 각 서브캐리어마다 어댑티브 이중순환 타임슬롯 구조, 고효율 인코딩과 변조, STD(space time diversity), SDM(space division multiplexing), 어댑티브 시공간 전송, 순환직교시퀀스 주파수 파일럿 및 그 높은 성능의 채널 추정 방법, 반복식 시공간 연합 검출 디코딩 등 기술을 이용하여 고효율의 그룹 분할 데이터 전송을 지원하며, 전송 속도율, 시스템 용량, 주파수 스펙트럼 효율 및 공률 효율 등 방면에 대한 미래 이동통신 시스템의 요구를 만족시켜준다.
(3) 주파수분할듀플렉스(FDD) 또는 시분할듀플렉스(TDD) 방식을 이용하여 광역 커버리지와 핫 스팟 커버리지의 셀룰러 통신환경에 적용한다.
(4) 주파수분할다중접속(FDMA), 시분할다중접속(TDMA)와 코드분할다중접속(CDMA)를 결합한 혼합 다중접속방식을 이용하여 무선 소스를 공유하고, 그 중 CDMA를 보조로 선택한다. 각 이동 사용자는 동태적으로 하나 또는 다수의 기본 서브캐리어 또는 확산 서브캐리어를 동태적으로 점용하거나, 또는 하나의 서브캐리어의 하나 또는 다수의 타임슬롯, 코드채널 등을 점용할 수 있으며, 이로써 큰 동태적 범위의 전송 요구를 지원할 수 있다.
본 발명은 일종의 다중 안테나 전송을 지원하는 일반화된 멀티캐리어 무선전송 방법을 제공하여, 광역 커버리지와 핫스팟 커버리지의 셀룰러 이동통신 환경 등을 포함하는 각종 고속 무선통신 전송이 필요한 응용 환경에 활용할 수 있으며, 본 방법을 실시할 때 시스템 작업 모드, 듀플렉스 방식, 다중분할접속 방식, 및 시스템 매개변수 등을 확정해야 한다. 구체적으로 다음과 같다.
(1) 시스템 작업 모드를 확정한다: 기본모드와 확산모드 하에서 작업할 수 있다. 기본모드 하에서는 총대역폭이
Figure 112005073239980-PAT00047
인 채널을 한 그룹의 병행하는 3dB 대역폭이 1.28MHz(또는 기타 수치)인 기본 서브캐리어로 분해하고, 확산모드 하에서는 서로 이웃한 기본 서브캐리어를 대역폭이 3.84MHz(또는 기타 수치)인 확산 서브캐리어로 혼합한다.
(2) 듀플렉스 방식을 확정한다: 주파수분할듀플렉스(FDD) 또는 시분할듀플렉스(TDD) 방식을 이용하여 광역 커버리지와 핫 스팟 커버리지의 셀룰러 통신환경에 적용한다.
(3) 다중분할접속 방식을 확정한다: 주파수분할다중접속(FDMA), 시분할다중접속(TDMA)와 코드분할다중접속(CDMA)를 결합한 혼합 다중접속방식을 이용하여 무선 소스를 공유하고, 그 중 CDMA를 보조로 선택하거나 또는 구체적인 응용 환경에 따라 모종의 다중분할접속 방식을 선택한다.
(4) 시스템 매개변수를 확정한다: 송신안테나의 개수와 수신안테나의 개수는 모두 하나 또는 다수개로 할 수 있다. 시스템의 총대역폭
Figure 112005073239980-PAT00048
과 서브캐리어 대역폭 으로 멀티캐리어 혼합 분석시스템의 매개변수를 확정한다. 여기서 하나의 실례를 제시하면 다음과 같다: 총대역폭이 17.28Mhz인 주파수대역을 12개의 3dB 대역폭이 1.28Mhz인 서브대역으로 분해하면, 서브캐리어 사이의 주파수 간격은 1.44Mhz이다. 멀티캐리어 신호의 회선 결합과 분할을 기저대역에서 완성하며, 16 대역 일반화된 DFT 변조 여파기 그룹을 통해 구현하고, 여파기 그룹의 인터폴레이션과 샘플링 팩터는
Figure 112005073239980-PAT00049
이다. 저역통과원형여파기는 길이가
Figure 112005073239980-PAT00050
인 실계수 FIR 여파기를 선택하며, 그 중
Figure 112005073239980-PAT00051
이다. 각 서브캐리어 디지털 기저대역 시스템은 어댑티브 이중순환 타임슬롯 구조를 채택하여도 되고, 고정된 이중 순환 타임슬롯 구조를 채택하여도 되며, 타임슬롯 구조 매개변수를 선택하는 실시예로서, 각 타임슬롯마다 8개의 서브타임슬롯을 구비하고, 각 서브타임슬롯의 길이는 256으로 하고, 파일럿 주파수는 길이가 32인 순환직교시퀀스을 이용한다.
이밖에 구체적으로 실시 시, 각 서브캐리어시스템은 자유롭게 배치 가능하며, 코드와 변조의 매개변수는 구체적 응용 환경에 따라 확정한다. 코드는 Turbo 코드, LDPC 코드 또는 길쌈코드(convolutional code) 등을 이용할 수 있고, 변조는 QPSK, 16QAM, 64QAM 등을 이용할 수 있으며, 구체적인 응용 환경과 시스템 요구에 따라 송신단은 STD, SDM, 어댑티브 시공간 전송 등 다중안테나 전송방법을 이용하며, 수신단은 반복식 시공간 연합 검출디코딩 등 기술을 이용하여 성능과 복잡도의 절충을 종합적으로 고려하며, 반복 횟수는 1회 또는 다수 회로 선택 가능하다.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이, 본 발명은 미래의 포스트 3세대 이동통신 응용 요구에 직면하여, 본 발명은 일종의 다중안테나 전송을 지원하는 일반화된 멀티캐리어 전송기술 방법을 제공하였으며, 본 방법은 OFDM 기술의 결점을 극복하고, 전송 속도율, 시스템 용량, 주파수 스펙트럼 효율, 공률효율 등 방면에서 포스트 3세대 이동통신시스템의 요구를 만족시켜준다.
또한, MIMO-GMC 시스템은 광대역 캐리어 전송을 이용하는 바, 이는 주파수 옵셋에 대한 민감도가 MIMO-OFDM 시스템보다 낮으며, 특히 검출기가 각 데이터모듈 내의 채널 매개변수 항수를 가정할 필요가 없을 때 도플러 쉬프트가 시스템 성능에 미치는 영향을 낮춰줄 수 있다. MIMO-GMC 시스템의 서브캐리어 수량은 OFDM 시스템보다 훨씬 낮고, 그 최대평균비는 OFDM 시스템보다 낮으며, 특히 이동 사용자가 단일한 캐리어를 사용하여 전송할 때, 최대평균비 문제를 방지할 수 있다.

Claims (4)

  1. 다중안테나 시스템의 멀티캐리어 무선전송 방법에 있어서,
    (a) 멀티캐리어 무선전송 프레임은 총대역폭이
    Figure 112005073239980-PAT00052
    인 채널을 한 그룹의 병행하는 광대역 채널로 분해하고, 송수신단은 멀티캐리어 여파기 그룹을 통하여 다수의 서브 캐리어 신호의 회선 결합과 분할을 진행하며, 멀티캐리어 여파기 그룹은 이산푸리에변환을 통하여 신속하게 구현하는 단계;
    (b) 각 서브캐리어 전송은 어댑티브하거나 혹은 고정된 이중순환 타임슬롯 구조, 순환직교시퀀스 파일럿 주파수, 고효율 인코딩과 변조, 다중안테나 전송기술을 채택하여 고효율의 패킷데이터 전송을 지원하는 단계;
    (c) 주파수분할 듀플렉스(FDD) 또는 시분할 듀플렉스(TDD) 방식을 이용하여 광역 커버리지와 핫스팟(hot spot) 커버리지 셀룰러(Cellular) 통신환경에 적용하는 단계; 및
    (d) 주파수분할다중접속(FDMA), 시분할다중접속(TDMA)과 코드분할다중접속(CDMA)을 결합한 혼합 다중접속방식을 이용하여 무선 소스를 공유하고, 대규모 동태 범위 전송의 요구를 지원하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중안테나 전송을 지원하는 멀티캐리어 무선 전송방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 각 서브캐리어의 다중안테나송신은 시공간코딩, 공간분할다중화 또는 채널의 사전정보를 이용한 다중안테나 송신 기술을 이용하며, 안테나 선택을 근거로 하는 전송방법 또는 특징 모드를 근거로 하는 전송방법을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 각 서브캐리어의 채널 추정은 순환직교시퀀스의 특성을 이용하여 낮은 구현 복잡도로 최소평균제곱오차 의미상 가장 우수한 최소자승 채널을 추정하고, 수신 파일럿 주파수 매트릭스의 분해를 이용하여 채널 추정을 신속히 구현하며, 타임 도메인 상관성을 이용하여 파일럿 주파수 구간이 더욱 정확한 채널 추정과 노이즈 분산 추정을 진행하고, 또한 인터폴레이션으로 데이터 구간의 채널 매개변수를 추정하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 각 서브캐리어의 신호검출디코딩은 소프트 정보가 보류되는 반복검출디코딩방법, 블록전송특징을 이용한 검출디코딩방법 및 MIMO 채널이 지니는 공간 상관성을 이용한 검출디코딩방법으로 구성된 군에서 선택된 방법을 이용할 수 있는 것을 특징으로 하는 방법.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100968118B1 (ko) * 2007-02-05 2010-07-06 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 채널 사운딩 신호 전송 장치 및 방법

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101630965B (zh) * 2005-12-13 2012-10-03 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 基于gmc的多天线复用接收装置
CN1983859B (zh) * 2005-12-13 2011-04-06 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 基于gmc的多天线复用发送装置及频域均衡方法
CN101155164B (zh) * 2006-09-27 2010-05-12 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 一种dft扩频的广义多载波系统的sinr估计方法
CN104052566B (zh) * 2007-01-05 2017-06-16 三星电子株式会社 单载波频分多址系统中发送和接收控制信息的方法和装置
US8577303B2 (en) 2007-02-05 2013-11-05 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for transmitting channel sounding signal in wireless communication system
CN101267415B (zh) * 2007-03-12 2012-05-30 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 基于滤波器组的上行多址传输装置及其方法
CN101340265B (zh) * 2007-07-03 2012-12-26 株式会社Ntt都科摩 无线通信中的数据流处理方法及装置
CN101494463B (zh) * 2009-03-05 2011-11-09 重庆大学 Golden码的迭代译码器和迭代译码方法
WO2011063108A2 (en) * 2009-11-19 2011-05-26 Access Business Group International Llc Multiple use wireless power systems
CN101867402B (zh) * 2010-05-04 2014-01-29 西安交通大学 一种自适应天线选择的mimo系统及其应用方法
CN101867548B (zh) * 2010-05-24 2014-01-15 北京科技大学 一种基于滤波器组多载波的盲频率跟踪算法
CN102035785B (zh) * 2010-11-12 2013-04-03 清华大学 一种用于宽带无线通信系统的频分双工传输方法
CN102916924B (zh) * 2012-10-22 2015-08-26 东南大学 可调带宽的偏移调制多载波频分多址传输方法
EP2793419A1 (de) * 2013-04-17 2014-10-22 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Verfahren, Vorrichtung und System zur Datenübertragung
CN104902487A (zh) * 2014-03-05 2015-09-09 王建国 Td-lte天馈型双通道正交移频单路网优设备
WO2016134529A1 (zh) * 2015-02-27 2016-09-01 华为技术有限公司 用于多入多出系统中的数据传输方法、装置和网络设备
CN105306118B (zh) * 2015-10-19 2018-08-21 东南大学 广带异步可调多载波无线传输方法及系统
CN111147103B (zh) * 2019-12-12 2021-09-21 南京理工大学 针对短时脉冲干扰的空域实时自适应抗干扰系统
CN111277534B (zh) * 2020-02-18 2021-06-01 中山大学 一种基于联合迭代译码的高动态频偏估计方法
CN112291020B (zh) * 2020-10-15 2021-11-09 厦门大学 一种全双工水声数字语音通信系统及其方法

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100243106B1 (ko) * 1997-09-24 2000-02-01 정선종 안테나 어레이를 이용한 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 수신기의 구조 및 신호 수신 방법
US6760882B1 (en) 2000-09-19 2004-07-06 Intel Corporation Mode selection for data transmission in wireless communication channels based on statistical parameters
JP2004072568A (ja) 2002-08-08 2004-03-04 Kddi Corp 空間分割多重方式を適用したマルチキャリアｃｄｍａ方式の送信装置及び受信装置
US7095790B2 (en) 2003-02-25 2006-08-22 Qualcomm, Incorporated Transmission schemes for multi-antenna communication systems utilizing multi-carrier modulation

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100968118B1 (ko) * 2007-02-05 2010-07-06 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 채널 사운딩 신호 전송 장치 및 방법

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CN1694442A (zh) 2005-11-09
KR100712070B1 (ko) 2007-04-30

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