CN101984570B - 一种应用于mimo-ofdm系统下克服弱散射的码本选择调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种基于MIMO-OFDM系统的预编码码本选择与旋转调制联合设计方法，该方法通过旋转调制，将传输的数据扩散分布到不同的分量上，使不同的分量的数据各自在信道上独立衰落，以增加信号空间分集的优势，再选择最优旋转角度，获取性能上的最大提升；同时，引入MIMO空间分集、时间分集和OFDM频率分集，以及时频交织分集，从而实现联合编码调制分集所带来的增益，有效地提高系统性能。

Description

一种应用于MIMO-OFDM系统下克服弱散射的码本选择调制方法

技术领域

本发明涉及一种数字通信系统中的调制方法，特别是一种适用于弱散射强相关的信道条件下，通过新的码本选取准则使多天线码本预编码与旋转调制方案的结合，使得信道编码增益与时间分集、空间分集和调制分集有效结合联合优化的调制方法，是一种高效、高频谱利用率的基于码本预编码的MIMO-OFDM系统下的调制方法，属于通信技术领域。

背景技术

随着蜂窝移动通信，因特网和多媒体业务的发展，世界范围内无线通信的容量需求在迅速增长，另一方面，可利用的无线频谱是有限的。如果通信频谱的利用率没有得到显著提高，就不能满足通信容量的需要。在单天线链路系统中，采用先进的信道编码(如Turbo码和低密度校验码)，可以接近香农信道容量，通过增加发射端和接收端的天线数量，可以进一步显著提高频谱利用率。

多输入多输出MIMO(Multiple-Input Multiple-Out-put)系统，该技术最早是由Marconi于1908年提出的，它利用多天线来抑制信道衰落。根据收发两端天线数量，相对于普通的单输入单输出SISO(Single-InputSingle-Output)系统，MIMO的信道容量随着天线数量的增大而线性增大。也就是说可以利用MIMO信道成倍地提高无线信道容量，在不增加带宽和天线发送功率的情况下，频谱利用率可以成倍地提高。

正交频分复用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是一种宽带多载波技术。它是通过将高速传输的数据流转换为一组低速并行传输的数据流，使得系统对多径衰落信道频率选择性的敏感度程度大大降低，从而具有良好的抗噪声和抗多径干扰的能力，适用于在频率选择性衰落信道中进行高速数据传输。

MIMO-OFDM系统是正交频分复用技术与多输入多输出系统的结合，它既有MIMO空间分集使系统达到很高的传输速率，提高频谱利用率的优点，又有OFDM系统抗频率选择性衰落的能力，能够降低误码率和误帧率，逼近衰落信道下的信道容量，是无线宽带接入网络研究的热点。

预编码技术是MIMO空间复用中的一项重要技术，空间复用本身可以成倍的提高系统的谱效率，但属于干扰受限系统，所以需要在发射端采用预编码技术来降低天线间，用户间的干扰，从而进一步提高用户和系统的吞吐量。常用的预编码技术分为两类，一类是非码本预编码，一类是基于码本预编码方式。

在非码本的预编码方式中，预编码矩阵在发射端获得。发射端利用预测的信道状态信息，进行预编码矩阵的计算，常见的有奇异值分解，均匀信道分集等。基于码本的预编码系统，在闭环系统中预编码矩阵在接收端获得。接收端利用预测信道状态信息，在预定的码本中进行预编码矩阵的选择，并将选定的预编码矩阵的序号反馈给发射端；在开环TDD系统中，可以利用信道的的互异性，发射端根据上行导频获得下行信道的估计信道响应，进而选择用于下行通信的预编码码本。

在衰落信道中，分集显得尤为重要。在最佳分集情况下，错误概率会随着平均信噪比的增加呈指数下降。比特交织编码调制技术(BICM)是目前被3GPP和3GPP LTE采用的在衰落信道里比特交织编码调制技术。在BICM情况下，虽然比特交织调制增大了编码调制的时间分集度，然而由于没有将编码和调制联合优化得到调制分集增益，因此其抗衰落抗干扰性能有限。如何解决这个问题。成为业界人士比较关注的热点。

发明内容

本发明的发明目的在于解决现有技术中存在的问题，提供一种高效、高频谱利用率的基于码本预编码的MIMO-OFDM系统下的调制方法，该方法适用于弱散射强相关的信道条件下，通过新的码本选取准则使多天线码本预编码与旋转调制方案的结合，将信道编码增益与时间分集、频率分集、空间分集和调制分集有效结合联合优化，从而减低传输差错率，提高传输可靠性。

本发明的发明目的是通过下述技术方案予以实现的：

一种应用于MIMO-OFDM系统下克服弱散射的码本选择调制方法，其特征在于：该方法包括以下几个操作步骤：

(1)系统通过发送导频信号获得系统下行信道的等效信道响应，根据该等效信道响应选取预编码矩阵，并使发射端获得预编码矩阵检索；

(2)发射端根据编码码率R、调制阶数M、每根天线上的用户数P、每次传输过程中发送的OFDM符号数OFDM_Num和每个OFDM符号内设置的调制符号数OFDM_Length，确定每根天线上每个用户要发送的信息比特长度，并对其做编码调制处理；再依照设定的旋转角度对调制后符号的I路同相分量和Q路正交分量进行D维旋转调制处理，然后对旋转调制后的每根天线的符号块矢量进行存储；

(3)发射端首先在OFDM时频资源中插入导频信号，然后再按照设定的OFDM模式分别对存储器中每根天线上的所有用户的符号矢量块分配所剩OFDM时频资源，将每个用户的符号矢量块依次平均分布到每个OFDM符号中，再对OFDM符号中的每个用户的符号矢量块进行时频Q路交织处理；

(4)对其全部Nt根发天线上的I、Q路信号分别做空间分层交织处理；

(5)发射端根据步骤(1)所得到的预编码矩阵检索来选择预编码矩阵并对空间交织处理后的符号块矢量进行预编码操作，然后再对其做存储处理；

(6)发射端根据预设的每根天线上的OFDM调制长度OFDM_Length和逆快速傅里叶变换IFFT运算长度，分别对每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零，再对补零后的每个OFDM符号进行包括IFFT运算和添加循环前缀的OFDM处理，然后发送数据；

(7)接收端接收数据后，先对没跟接收天线上的数据块符号进行去除循环前缀和快速傅里叶变换FFT运算的解OFDM处理，再进行去零处理；

(8)接收端从接收数据中提取导频信息，然后根据导频信号进行信道估计得到信道响应H，根据预编码矩阵检索得到等效信道响应Hv，然后根据估计的等效信道响应对接收端的数据做预解码处理；

(9)接收端先对Nr根接收天线上预解码后的数据进行I、Q路信号的空间解交织处理，再对每根天线上的数据分别进行时频Q路解交织，解时频资源分配，旋转解调和译码运算后，得到所需的数据比特信息。

所述步骤(4)还包括所述发射天线根数Nt与旋转调制维数D相等。

所述步骤(1)进一步包括下述操作步骤：

(11a)发射端发射导频信号，接收端根据接收到的导频信号得到信道响应H，并根据码本集合V得到等效信道响应Hv；

(12a)根据等效信道响应Hv计算检测系数矩阵

从而得到接收端第m根天线MMSE处理后信号

其中，x为信号矢量，

n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，a_mn∈A，A＝W^HHv，A是N_t*N_t维矩阵，b_mn∈B，B＝W^H，B是N_t*N_r维矩阵，所述N_t为发射天线的根数，N_r为接收天线的根数；

(13a)根据(12a)中得到的接收端第m根天线MMSE处理后的信号r_m，计算得到接收端每个子载波信号在第m根天线上的信号干扰噪声比： ${\mathrm{SINR}}_m=\frac{{\left|\right|a_{\mathrm{mm}}\left|\right|}^2}{\underset{i\≠m}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|a_{\mathrm{mi}}\left|\right|}^2+\left(\underset{i}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|b_{\mathrm{mi}}\left|\right|}^2\right)*{\mathrm{\σ}}^2};$

(14a)根据每个子载波位置的信干比SINR_im，SINR_im表示的是第m根天线上选择第i个码本时对应的信干比，计算预编码矩阵v，

i表示码本序列号；

(15a)根据预编码矩阵v生成码本检索，并返回给发射端。

所述步骤(1)进一步包括下述操作步骤：

(11b)接收端端发射上行导频信号，从而获得上行信道估计响应H^*，然后根据信道互异性获得下行信道估计响应H，并根据码本集合V得到等效信道响应Hv；

(12b)根据等效信道响应Hv计算检测系数矩阵

从而得到接收端第m根天线MMSE后信号

其中，x为信号矢量，n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，a_mn∈A，A＝W^HHv，A是N_t*N_t维矩阵，b_mn∈B，B＝W^H，B是N_t*N_r，维矩阵，所述N_t为发射天线的根数，N_r为接收天线的根数；

(13b)根据(12b)中得到的接收端第m根天线MMSE处理后的信号r_m，计算得到接收端每个子载波信号在第m根天线上的信号干扰噪声比： ${\mathrm{SINR}}_m=\frac{{\left|\right|a_{\mathrm{mm}}\left|\right|}^2}{\underset{i\≠m}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|a_{\mathrm{mi}}\left|\right|}^2+\left(\underset{i}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|b_{\mathrm{mi}}\left|\right|}^2\right)*{\mathrm{\σ}}^2};$

(14b)根据每个子载波位置的信干比SINR_im，SINR_im表示的是第m根天线上选择第i个码本时对应的信干比，计算预编码矩阵v，

i表示码本序列号；

(15b)发射端根据预编码矩阵v生成码本检索，并将其保存。

所述步骤(4)进一步包括下述操作步骤：

(41)发射端对全部Nt根发送天线上的I路符号进行空间分层交织处理：按照设定规则对每个时刻的全部Nt根发送天线上旋转调制后的信号符号位置进行重新排列，其重排规则是：假设空间分层交织处理前的t时刻第i根天线上的I路旋转调制符号为

空间分层交织处理后的t时刻第k根天线上的空间交织符号为

则

式中，自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1，Nt]，时刻t的取值范围是1，2，...，G，G是每根发射天线上发送的总符号数，

代表向下取整，mod代表取余操作；

(42)发射端对全部Nt根发送天线上的Q路符号进行空间分层交织处理：按照设定规则对每个时刻的全部Nt根发送天线上Q路旋转调制后的信号符号位置进行重新排列，其重排规则是：假设空间分层交织处理前的t时刻第i根天线上的I路旋转调制符号为

空间分层交织处理后的t时刻第k根天线上的空间交织符号为

则

式中，自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1，Nt]，时刻t的取值范围是1，2，...，G，G是每根发送天线上发送的总符号数，

代表向下取整，mod代表取余操作；

(43)将交织后的信号重新组合得到信号自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1，Nt]，时刻t的取值范围是1，2，...，G，G是每根发送天线上发送的总符号数；记全部Nt根发送天线上的符号块矢量为Z＝{z₁，…z_i，...z_Nt}^T，式中，z_i是每根发射天线上长度为G的符号块矢量，自然数i是发送天线序号，其取值范围是：[1，Nt]。

所述步骤(2)进一步包括下述操作步骤：

(21)发射端先计算每根天线每次传输过程中所有用户发送的调制符号的总数G：G＝OFDM_Num×OFDM_Length；式中，OFDM_Num是每根天线上每次OFDM传输过程中发送的OFDM符号数，OFDM_Length是在每根天线上每个OFDM符号内设置的调制符号数；然后计算每根天线上每个用户发送的调制符号数S：

式中，P是发射端每根天线上的用户总数；

(22)根据调制阶数M计算每个调制符号是由m个比特映射组成，则m＝log₂M，计算每根天线上的每个用户要发送的数据在编码后的码长Nu：Nu＝S×m；再计算每个用户要发送的数据在编码之前的信息比特位长K：K＝R×Nu，式中，码率R是取值范围为(0，1]的实数；

(23)将每根天线上每个用户要发送的K比特信息进行编码，再将编码后的每个用户的码长Nu比特根据调制模式要求，确定对应的格雷映射星座图样后，进行对应的符号映射；并用符号矢量u_i表示每个用户调制后的符号，则每个用户的发送数据在调制后的调制符号为u＝(u₁，…u_i，…，u_S)，式中，下标S为每根天线上每个用户发送的调制符号数；

(24)采用旋转矩阵RM对每根天线上每个用户的调制符号进行多维旋转调制处理：设旋转矩阵为RM，旋转调制后的符号集合为x＝(x₁，…x_i，…，x_S)，则该符号集合x中的每个符号矢量x_i都满足下述公式：x′_i＝RM×u′_i；式中，对于D维旋转调制，D为大于1的自然数，u_i是D维的行向量，表示旋转调制处理前的调制符号，u′_i是u_i的转置列向量；x_i是是D维的行向量，表示多维旋转调制后的调制符号，x′_i是x_i的转置列向量；RM是D阶的旋转矩阵；

(25)将每根天线上所有用户的旋转调制后的调制符号合并得到包含Data_Num个调制符号的调制符号矢量块，分别对每根天线上的调制符号矢量块做存储处理。

所述步骤(3)进一步包括下述操作步骤：

(31)发送端首先在OFDM时频资源中插入导频信号，然后对每根天线上所有用户的符号矢量块x，按照集中式的OFDM模式分配OFDM时频资源，其中，时间资源是OFDM符号依次发送的时隙，频率资源是发送每个OFDM符号所占用的子载波带宽；也就是将每根天线上每个OFDM符号中所包括的每个用户的调制符号的数量L设置为：

式中，OFDM_Length是每根天线上每个OFDM符号内的调制符号数量，P是每根天线上所有用户的总数，S是在每根天线上每个用户每次传输发送的调制符号数，OFDM_Num是每次OFDM传输过程中发送的OFDM符号数，PilotUser是每个用户传输的导频信号数；

(32)按照前述步骤所选择的多维旋转调制的维数，对每根天线上OFDM符号中的每个用户的符号矢量块执行下述相应的Q路交织处理：调制符号矢量的时频交织、Q路频域交织和Q路时频二维交织器交织。

所述步骤(32)中，发射端按照集中式OFDM模式进行Q路交织，若采用二维旋转调制，则所述步骤(32)中，不执行调制符号矢量的时频交织和Q路频域交织的操作，直接执行Q路时频二维交织器的交织操作；

若采用四维或更高维数的旋转调制，则所述步骤(32)还包括下列操作步骤：

(321)发射端对每根天线上每个OFDM符号周期内同一用户的旋转调制后的符号矢量进行时频交织处理：把每根天线上每个用户的旋转调制后的符号矢量按照逐行写入方式存储在格式的交织器后，再按照逐列方式取出，式中，D为多维旋转调制的维数，L为每根天线上每个OFDM符号中所包括的每个用户的调制符号的数量；

(322)对每根天线上每个OFDM符号周期内每个用户的时频交织后的符号矢量的Q路正交分量依序进行频域交织处理：对每根天线上每个OFDM符号内的属于同一用户的L个调制符号矢量一起处理：先将该L个符号矢量中，间隔为

的D个符号矢量的Q路分量设为一组，共有组；再将每组内的Q路分量依序向右循环移动一位，然后再将I路同相分量和移位后的Q路正交分量合并组成新的符号矢量；

(323)按照时频二维交织规则，对每根天线上每个用户平均分布在各个OFDM符号内，每次发送的全部S个调制符号进行交织处理，所述时频二维交织规则为：将同一用户在频域上间隔W个子载波带宽的调制符号设为一组，再假设选取两个序号为f₁、f₂的子载波，其中，f₂＝f₁+W，W为两个子载波频点f₁和f₂的带宽间隔；且设每个调制符号的Q路分量的位置坐标为(f，t)，表示每根天线上每个OFDM符号中的第f个调制符号位于频域上的第f个子载波频点和时域上的第t个OFDM符号内，自然数t是OFDM符号的序号，其最大值是OFDM_Num  先顺序选取调制符号的Q路分量，即先选取第1个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，再选取在时域上间隔

个OFDM符号的第

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量；接着选取第2个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，再选取在第

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，继续选取第3个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，再选取第个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，依次类推，按照在时域上，从第1个OFDM符号选起，再选择与它相隔

个OFDM符号的第

个OFDM符号，然后再增加一个选择第2个OFDM符号，再选择与它相隔

个OFDM符号的第

个OFDM符号，依次类推，一直选择到从第个OFDM符号，再选择与它相隔

个OFDM符号的第(OFDM_Num)个OFDM符号，在频域上，就是f₁、f₂交替选择；这样，在交织前，每个OFDM符号中的各个调制符号的Q路分量的位置坐标分别为：

$\{(f_1,1),(f_2,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}+1),(f_1,2),(f_2,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}+2),...,(f_1,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}),(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num})\}.$

所述步骤(5)进一步包括下述操作步骤：

(51)假设步骤(4)I、Q路信号空间分层交织处理后的全部Nt根发送天线上的符号块矢量为X＝{x₁，…x_i，...，x_Nt}^T，式中，x_i是每根发射天线上长度为G的符号块矢量，自然数i是发送天线序号，其取值范围是：[1，Nt]；

(52)根据步骤(1)中得到码本检索选择出对应的码本作为预编码矩阵V，然后将预编码矩阵V与符号块矢量X相乘得到经过预编码处理生成的、与符号块矢量X的长度相同的符号块矢量Z：Z＝vX＝{Z₁，…Z_i，...，Z_Nt}^T，式中，Z_i是每根天线上经过预编码处理的符号块矢量。

所述步骤(6)进一步包括下述操作步骤：

(61)分别对每根天线上每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零后，再对每个OFDM符号分别按照IFFT运算公式：

进行计算，式中，N是子载波数，X(k)是设定调制模式下的复信号，x(n)为OFDM符号在时域的采样，虚数单位j的定义是：j²＝-1，k是OFDM符号中的符号矢量的序号，k的取值范围为[0，N-1]的非负整数，n表示时刻，取值为[0，N-1]的非负整数；

(62)对每个经过IFFT运算后的OFDM符号分别添加循环前缀CP，进行由多径信道传输引起的符号间干扰消除处理：将每个OFDM符号尾部的μ个符号拷贝添加至该OFDM符号的前端，其中μ是循环前缀CP的长度；

(63)每根天线分别依次发送经过OFDM处理的数据。

所述步骤(7)进一步包括下述操作步骤：

(71)接收端接收数据后，对其进行解OFDM处理：先对每根天线上接收到的每个OFDM符号分别去除循环前缀CP；再对每根天线上每个OFDM符号分别按照下述公式进行快速傅里叶变换FFT运算：

式中，N是子载波数，X(k)是设定调制模式下的复信号，x(n)为OFDM符号在时域的采样，虚数单位j的定义是：j²＝-1，k是OFDM符号中的符号矢量的序号，k的取值范围为[0，N-1]的非负整数，n表示时刻，取值为[0，N-1]的非负整数；然后，对变换后的OFDM符号进行存储；

(72)对每根天线上的OFDM_num个OFDM符号分别做除零处理。

所述步骤(8)进一步包括下述操作步骤：

(81)接收端从接收数据中提取导频信息，然后根据导频信号进行信道估计得到信道响应H，根据预编码矩阵检索得到等效信道响应Hv；

(82)假设接收端的全部Nr根接收天线上接收到的符号块矢量为y＝{y₁，…y_i，...，y_Nr}^T，式中，y_i是每根接收天线上接收到的符号块矢量，自然数i是接收天线序号，其取值范围是：[1，Nr]；

(83)将得到的符号块矢量y＝{y₁，…y_i，...，y_Nr}^T通过通过预解码计算得到预解码处理后的信号。

所述步骤(83)中的预解码计算过程如下：

(831)接收端根据接收到的导频信号得到信道响应H，并根据码本集合V得到等效信道响应Hv；

(832)根据等效信道响应Hv计算检测系数矩阵

从而得到接收端第m根天线MMSE处理后信号

其中，x为信号矢量，

n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，a_mn∈A，A＝W^HHv，A是N_t*N_t维矩阵，b_mn∈B，B＝W^H，B是N_t*N_r维矩阵，所述N_t为发射天线的根数，N_r为接收天线的根数；

(833)对MMSE处理后的信号r_m进行相位补偿乘以

使得输出信号具有如下形式：

$r_m=\left|a_{\mathrm{mm}}\right|x_m+\frac{a_{\mathrm{mm}}^{*}}{\left|a_{\mathrm{mm}}\right|}(a_{m1}{x}_1+...+a_{m{N}_T}{x}_{N_r}+b_{m1}{n}_1+b_{m2}{n}_2+...b_{m{N}_R}{n}_{m{N}_R}).$

所述步骤(9)进一步包括下述操作步骤：

(91)接收端先对全部Nr根接收天线上预解码处理后的信号的I、Q路分别做空间解交织处理：接收天线上符号块矢量的实部和虚部分别进行重新排列，重新排列的原则：设重排前的第i根接收天线上的符号块矢量为

则重排后的第k根接收天线上实部虚部信号满足下述公式：

式中，

表示向下取整的操作，mod代表取余操作；表示解交织后的实部信号，

表示解交织后的虚部信号；

(92)按照前述步骤的多维旋转调制和集中式OFDM模式，对每根天线上OFDM符号内的符号矢量进行相应的时频Q路解交织处理；

(93)继续进行OFDM解时频资源分配操作，将分配在OFDM时频资源上的每根天线上全部OFDM符号中的调制符号还原为每根天线上串行的所有用户的符号矢量；

(94)采用最大似然解调方式对每根接收天线上的符号块矢量进行旋转解调处理：以经过衰落信道后的旋转星座图为解调参考星座图，通过计算接收到的符号块矢量中的每个符号与其参考星座图中每个星座点的欧式距离，分别得到映射成为每个符号中的各个比特的对数似然比，用于译码；

(95)将每根接收天线上的符号块矢量还原成为码长都为Nu的P个用户的比特信息，再根据编码方式选择相对应的译码方式将每根接收天线上的每组用户的比特信息译码还原为K个比特的信息比特，全部流程结束。

所述步骤(93)中，当接收端按照集中式OFDM模式进行Q路解交织时，若采用二维旋转调制，则所述步骤(93)中，只执行Q路时频二维交织器的解交织操作，不执行调制符号矢量的时频解交织和Q路频域解交织的操作；

若采用四维或更高维数的旋转调制，则所述步骤(93)包括下述操作步骤：

(931)对每根天线上符号矢量的Q路分量进行解交织处理：先顺序选取每根天线上调制符号的Q路分量，即先选取第

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，再选取第2个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，接着选取第

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，再选取第3个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，继续选取第个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，然后选取第3个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，依次类推；在时域上，按照从第个OFDM符号选起，再选择第2个OFDM符号，接着选择与它相隔

个OFDM符号第

个OFDM符号，再选择从第2个增加1个OFDM符号的第3个OFDM符号，然后选择与它相隔

个OFDM符号第

个OFDM符号，依次类推，选择到从第

个OFDM符号，再选择与它相隔

个OFDM符号的第(OFDM_Num)个OFDM符号，最后选取第1个OFDM符号；在频域上是f₂、f₁交替选择；这样，在交织前，每个OFDM符号中的各个调制符号的Q路分量的位置坐标分别为：

$\{(f_2,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}+1),(f_1,2),(f_2,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}+2),...,(f_1,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}),(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}),(f_1,1)\};$

(932)对每根天线上符号矢量的Q路分量进行解频域交织处理：每根天线上每个OFDM符号内同一用户的L个符号矢量中，间隔为

的D个符号矢量的Q路分量设为一组，将该组内的Q路分量依次向左循环移动一位；

(933)对每根天线上符号矢量进行时频解交织处理：将每根天线上每个用户的符号矢量按照逐列写入方式存储于以格式的交织器后，再按照逐行方式取出，完成符号矢量的时频解交织变换。

本发明的有益效果是：该多天线码本选择调制方法通过新的码本选取准则使多天线码本预编码与旋转调制方案的结合，将信道编码增益与时间分集、频率分集、空间分集和调制分集有效结合联合优化，从而减低传输差错率，提高传输可靠性。

附图说明

图1为本发明用于MIMO-OFDM系统的码本选择调制方法流程图；

图2(a)、(b)分别为QPSK星座图的二维坐标系及其旋转后的示意图；

图3为OFDM系统的时隙结构示意图；

图4二根发射天线时导频位置放置图；

图5为OFDM帧结构中集中式示意图；

图6(a)、(b)为四维旋转调制Q路交织中符号的时频交织规则示意图和Q路频域交织规则示意图；

图7(a)、(b)为本发明采用的时频二维交织器规则示意图；

图8(a)、(b)分别为空间分量交织前和交织后的天线数据放置规则示意图；

图9为本发明OFDM时频资源分配方式示意图；

图10为旋转星座图经过信道衰落后形成的星座图和解调示意图；

图11为采用二维旋转调制技术与不采用旋转调制技术的误帧率曲线仿真实施例的实验结果对比图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步描述。

本发明是一种基于MIMO-OFDM系统的预编码码本选择与旋转调制联合设计方法，该方法通过旋转调制，将传输的数据扩散分布到不同的分量上，使不同的分量的数据各自在信道上独立衰落，以增加信号空间分集的优势，再选择最优旋转角度，获取性能上的最大提升；同时，引入MIMO空间分集、时间分集和OFDM频率分集，以及时频交织分集，从而实现联合编码调制分集所带来的增益，有效地提高系统性能。

参见图1，介绍本发明应用于MIMO-OFDM系统下克服弱散射的码本选择调制方法，该方法包括以下几个操作步骤：

(1)系统通过发送导频信号获得系统下行信道的等效信道响应，根据该等效信道响应选取预编码矩阵，并使发射端获得预编码矩阵检索(PMI)；

(2)发射端根据编码码率R、调制阶数M、每根天线上的用户数P、每次传输过程中发送的OFDM符号数OFDM_Num和每个OFDM符号内设置的调制符号数OFDM_Length，确定每根天线上每个用户要发送的信息比特长度K，并对其做编码调制处理；再依照设定的旋转角度对调制后符号的I路同相分量和Q路正交分量进行D维旋转调制处理，然后对旋转调制后的每根天线的符号块矢量进行存储；

(3)发射端首先在OFDM时频资源中插入导频信号，然后再按照设定的OFDM模式分别对存储器中每根天线上的所有用户的符号矢量块分配所剩OFDM时频资源，将每个用户的符号矢量块依次平均分布到每个OFDM符号中，再对OFDM符号中的每个用户的符号矢量块进行时频Q路交织处理；

(4)对其全部Nt根发天线上的I、Q路信号分别做空间分层交织处理；

这里，所述步骤(4)中的发射天线根数Nt以及步骤(2)中旋转调制的维数D可以任意设置。但是，如果要实现发射天线与旋转调制的满分集增益，从而获得最大化的分集增益，应当设置所述发射天线根数Nt与旋转调制维数D相等。比如对于2*2系统，我们采用二维旋转调制；对于4*4系统，我们采用4维旋转调制；更高阶同理可知。这样可以通过空间交织技术将D维旋转后的各维信号均匀分散到各个天线上。

(5)发射端根据步骤(1)所得到的预编码矩阵检索(PMI)来选择预编码矩阵并对空间交织处理后的符号块矢量进行预编码操作，然后再对其做存储处理；

(6)发射端根据预设的每根天线上的OFDM调制长度OFDM_Length和逆快速傅里叶变换IFFT运算长度，分别对每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零，再对补零后的每个OFDM符号进行包括IFFT运算和添加循环前缀(CP：Cyclic Prefix)的OFDM处理，然后发送数据；

(7)接收端接收数据后，先对没跟接收天线上的数据块符号进行去除循环前缀和快速傅里叶变换FFT运算的解OFDM处理，再进行去零处理；

(8)接收端从接收数据中提取导频信息，然后根据导频信号进行信道估计得到信道响应H，根据预编码矩阵检索得到等效信道响应Hv，然后根据估计的等效信道响应对接收端的数据做预解码处理；

(9)接收端先对Nr根接收天线上预解码后的数据进行I、Q路信号的空间解交织处理，再对每根天线上的数据分别进行时频Q路解交织，解时频资源分配，旋转解调和译码运算后，得到所需的数据比特信息。

基于上述调制方案的本发明应用于MIMO-OFDM系统下克服弱散射的码本选择调制方法，其设计要点在于：通过旋转调制技术与空间时间交织器的使用使得信号在天线间尽量均匀的分布，基于这一特点，本发明在步骤(1)中设计了新的码本选取准则使多天线码本预编码与旋转调制方案的结合获得更大的分集增益。同时，该方法引入MIMO空间分集、时间分集和OFDM频率分集，以及时频交织分集，从而实现联合编码调制分集所带来的增益，有效地提高系统性能。另外，为了获得更大的空间分集增益，本发明在步骤3中设计了与多维旋转调结合使用的空间分层交织器，尤其在调制维数与发射天线数相等的情形下，可以将分集增益最大化。比如对于2*2系统，我们采用二维旋转调制；对于4*4系统，我们采用4维旋转调制；更高阶同理可知。这样可以通过空间交织技术将D维旋转后的各维信号均匀分散到各个天线上，使得各维信号经过不同的衰落，实现空间分集增益利用理想信道估计的信道值对发射端的数据做预编码处理。

本发明的步骤(1)中，系统通过发送导频信号使发射端获得预编码矩阵检索的过程即可以在闭环系统中实现，也可以在开环TDD(TimeDivision Duplexing，时分双工)系统中实现。下面就具体给出本发明在这两种系统中通过发送导频信号使发射端获得预编码矩阵检索的流程步骤。

在闭环系统中，所述步骤(1)进一步包括下述操作步骤：

(11a)发射端发射导频信号，接收端根据接收到的导频信号得到信道响应H，并根据码本集合V得到等效信道响应Hv。

本发明实施例中采用协议36.211中规定的单用户双流信号码本集合：

$V=\{\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right),\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right),\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ j& -j\end{array}\right)\}$

(12a)根据等效信道响应Hv计算检测系数矩阵

从而得到接收端第m根天线MMSE(最小均方误差算法，Minimum Mean Squared Error)处理后信号其中，x为信号矢量，

n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，a_mn∈A，A＝W^HHv，A是N_t*N_t维矩阵，b_mn∈B，B＝W^H，B是N_t*N_r维矩阵，所述N_t为发射天线的根数，N_r为接收天线的根数。

对于每个频域上的子载波，都可以计算出其检测系数矩阵

接收信号为y＝Hvx+n，x为信号矢量，

n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，

对接收到的信号y乘以检测矩阵得到r＝W^Hy＝Ax+Bn，

是MMSE接收机处理后的信号。其中A＝W^HHv，B＝W^H，A是N_t*N_t维矩阵，a_mn∈A，B是N_t*N_r维矩阵，b_mn∈B。对于接收天线m上的每个子载波，MMSE处理后的信号为(1≤m≤N_T)：

$r_m=a_{m1}{x}_1+a_{m2}{x}_2+...+a_{m{N}_T}{x}_{N_T}+b_{m1}{n}_1+b_{m2}{n}_2+...b_{m{N}_R}{n}_{m{N}_R}.$

(13a)根据(12a)中得到的接收端第m根天线MMSE处理后的信号r_m，计算得到接收端每个子载波信号在第m根天线上的信号干扰噪声比： ${\mathrm{SINR}}_m=\frac{{\left|\right|a_{\mathrm{mm}}\left|\right|}^2}{\underset{i\≠m}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|a_{\mathrm{mi}}\left|\right|}^2+\left(\underset{i}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|b_{\mathrm{mi}}\left|\right|}^2\right)*{\mathrm{\σ}}^2};$

这里，为了方便说明，我们假设发射端每根天线上的发射功率是相等的，即不考虑功率分配对信干噪比的影响，从而计算得出上述信号干扰噪声比的计算公式。

(14a)根据每个子载波位置的信干比SINR_im，SINR_im表示的是第m根天线上选择第i个码本时对应的信干比，计算预编码矩阵v，

i表示码本序列号。

这里，我们在选择预编码矩阵v采用最大化平均SINR准则：对于每一个子载波位置，都有Nt个信干比，将每跟天线上的信干比求和，即

对应每一个码本都可以得到一个

然后选择预编码矩阵v使得

i表示码本序列号。也就使每一个子载波选择的码本要是该子载波位置各个天线上信号对应的信干比和最大。当然码本选择可以是每一个子载波对应一个码本，也可以某一组子载波对应一个码本，那么准则就是让该组内所有位置的子载波对应的信干比求和，选择使其和最大的作为预编码码本。

(15a)根据预编码矩阵v生成码本检索(PMI)，并返回给发射端。

在开环TDD系统中，所述步骤(1)进一步包括下述操作步骤：

(11b)接收端端发射上行导频信号，从而获得上行信道估计响应H^*(H的共轭转置)，然后根据信道互异性获得下行信道估计响应H，并根据码本集合V得到等效信道响应Hv。

(12b)根据等效信道响应Hv计算检测系数矩阵

从而得到接收端第m根天线MMSE(最小均方误差算法，Minimum Mean Squared Error)后信号其中，x为信号矢量，n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，a_mn∈A，A＝W^HHv，A是N_t*N_t维矩阵，b_mn∈B，B＝W^H，B是N_t*N_r维矩阵，所述N_t为发射天线的根数，N_r为接收天线的根数。

对于每个频域上的子载波，都可以计算出其检测系数矩阵

接收信号为y＝Hvx+n，x为信号矢量，

n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，

对接收到的信号y乘以检测矩阵得到r＝W^Hy＝Ax+Bn，

是MMSE接收机处理后的信号。其中A＝W^HHv，B＝W^H，A是N_t*N_t维矩阵，a_mn∈A，B是N_t*N_r维矩阵，b_mn∈B。对于接收天线m上的每个子载波，MMSE处理后的信号为(1≤m≤N_T)：

$r_m=a_{m1}{x}_1+a_{m2}{x}_2+...+a_{m{N}_T}{x}_{N_T}+b_{m1}{n}_1+b_{m2}{n}_2+...b_{m{N}_R}{n}_{{\mathrm{mN}}_R}.$

(13b)根据(12b)中得到的接收端第m根天线MMSE处理后的信号r_m，计算得到接收端每个子载波信号在第m根天线上的信号干扰噪声比： ${\mathrm{SINR}}_m=\frac{{\left|\right|a_{\mathrm{mm}}\left|\right|}^2}{\underset{i\≠m}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|a_{\mathrm{mi}}\left|\right|}^2+\left(\underset{i}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|b_{\mathrm{mi}}\left|\right|}^2\right)*{\mathrm{\σ}}^2};$

这里，为了方便说明，我们假设发射端每根天线上的发射功率是相等的，即不考虑功率分配对信干噪比的影响，从而计算得出上述信号干扰噪声比的计算公式。

(14b)根据每个子载波位置的信干比SINR_im，SINR_im表示的是第m根天线上选择第i个码本时对应的信干比，计算预编码矩阵v，

i表示码本序列号。

这里，我们在选择预编码矩阵v采用最大化平均SINR准则：对于每一个子载波位置，都有Nt个信干比，将每跟天线上的信干比求和，即

对应每一个码本都可以得到一个

然后选择预编码矩阵v使得

i表示码本序列号。也就使每一个子载波选择的码本要是该子载波位置各个天线上信号对应的信干比和最大。当然码本选择可以是每一个子载波对应一个码本，也可以某一组子载波对应一个码本，那么准则就是让该组内所有位置的子载波对应的信干比求和，选择使其和最大的作为预编码码本。

(15b)发射端根据预编码矩阵v生成码本检索(PMI)，并将其保存。

所述步骤(4)进一步包括下述操作步骤：

(41)发射端对全部Nt根发送天线上的I路符号进行空间分层交织处理：按照设定规则对每个时刻的全部Nt根发送天线上旋转调制后的信号符号位置进行重新排列，其重排规则是：假设空间分层交织处理前的t时刻第i根天线上的I路旋转调制符号为

空间分层交织处理后的t时刻第k根天线上的空间交织符号为

则

式中，自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1，Nt]，时刻t的取值范围是1，2，...，G，G是每根发射天线上发送的总符号数，

代表向下取整，mod代表取余操作；

(42)发射端对全部Nt根发送天线上的Q路符号进行空间分层交织处理：按照设定规则对每个时刻的全部Nt根发送天线上Q路旋转调制后的信号符号位置进行重新排列，其重排规则是：假设空间分层交织处理前的t时刻第i根天线上的I路旋转调制符号为

空间分层交织处理后的t时刻第k根天线上的空间交织符号为则

式中，自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1，Nt]，时刻t的取值范围是1，2，...，G，G是每根发送天线上发送的总符号数，

代表向下取整，mod代表取余操作；

(43)将交织后的信号重新组合得到信号

自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1，Nt]，时刻t的取值范围是1，2，...，G，G是每根发送天线上发送的总符号数；记全部Nt根发送天线上的符号块矢量为X＝{x₁，…x_i，...x_Nt}^T，式中，x_i是每根发射天线上长度为G的符号块矢量，自然数i是发送天线序号，其取值范围是：[1，Nt]。

如前所述，为了实现发射天线与旋转调制的满分集增益，我们可以设置所述发射天线根数Nt与旋转调制维数D相等。对于这点前面已有提及，在此不再敖述。

本发明的实施例中，参照图8，以4天线发射4维旋转调制为例，介绍高阶旋转调制与空间交织结合使用。四维旋转调制中，一次旋转调制处理了两个相邻调制符号的同相分量和正交分量四个分量，所以空间交织后的效果就是将这四个分量分散到4根天线上，各个分量经历不同的信道衰落。按照上述公式，I路重排公式变为：

Q路重排公式变为：重排前，每个时刻各根天线上的数据的I，Q路信息首先都是按照复用的结构排列在各跟天线上，如图8(a)所示，为了方便说明空间交织的效果，我们用(I_ij，Q_ij)表示同相分量和正交分量，i表示天线位置，j表示时刻序列，比如I₀₀表示第一根天线上的第一个时刻的I路信号；交织后的效果就如图8(b)所示，一个四维旋转调制的各个分量通过交织后，分别处于四根天线上。这样，对于多维调制信号，如果旋转调制维数与对应发射天线数相等，那么D维旋转信号的所有分量将被打散分布到各个天线上。

所述步骤(2)进一步包括下述操作步骤：

(21)发射端先计算每根天线每次传输过程中所有用户发送的调制符号的总数G：G＝OFDM_Num×OFDM_Length；式中，OFDM_Num是每根天线上每次OFDM传输过程中发送的OFDM符号数，OFDM_Length是在每根天线上每个OFDM符号内设置的调制符号数；然后计算每根天线上每个用户发送的调制符号数S：

式中，P是发射端每根天线上的用户总数；

本发明的实施例中，OFDM帧结构选择的是协议3GPP TS 36.211规定的TDD模式的帧结构，每根天线上每次用于传送数据的OFDM符号的个数OFDM_Num＝11，每根天线上每个OFDM符号内设置的调制符号的个数OFDM_Length＝1200，则每根天线每次传输调制过程中所有用户准备发送的调制符号的总数G＝OFDM_Num×OFDM_Length＝13200；发射端每根天线上的用户总数P＝20，每根天线上的导频信号Pliot_Num为1200，平均分布在20个用户的资源块上，对于每个用户资源块内被导频占用的符号数为PilotUser＝Pilot_Num/P＝60因此每根天线上每个用户发送的调制符号的个数 $S=\frac{\mathrm{Data}\_\mathrm{Num}}{P}=\frac{G-\mathrm{Pilot}\_\mathrm{Num}}{P}=600.$

(22)根据调制阶数M计算每个调制符号是由m个比特映射组成，则m＝log₂M，计算每根天线上的每个用户要发送的数据在编码后的码长Nu：Nu＝S×m；再计算每个用户要发送的数据在编码之前的信息比特位长K：K＝R×Nu，式中，码率R是取值范围为(0，1]的实数；

本发明的实施例中，码率选用5/6，调制方式选用QPSK，因此调制阶数M＝2，每个符号是由m＝2个比特映射组成。从而计算出每根天线上每个用户要发送的数据在编码后的码长Nu＝S×m＝1200，再计算每个用户要发送的数据在编码之前的信息比特位长K＝R×Nu＝1000。

(23)将每根天线上每个用户要发送的K比特信息进行编码，再将编码后的每个用户的码长Nu比特根据调制模式要求，确定对应的格雷映射星座图样后，进行对应的符号映射；并用符号矢量u_i表示每个用户调制后的符号，则每个用户的发送数据在调制后的调制符号为u＝(u₁，…u_i，…，u_S)，式中，下标S为每根天线上每个用户发送的调制符号数；

本发明的实施例中，采用Turbo码分别对每根天线上每个用户的1000个比特编码生成码长为1200的码字，再用采用QPSK调制方式，将每根天线上每个用户的码字映射成长度为600的调制符号，因此每根天线上每个用户的符号矢量组成的集合为u＝(u₁，u₂，…，u₆₀₀)

(24)采用旋转矩阵RM对每根天线上每个用户的调制符号进行多维旋转调制处理：设旋转矩阵为RM，旋转调制后的符号集合为x＝(x₁，…x_i，…，x_S)，则该符号集合x中的每个符号矢量x_i都满足下述公式：x′_i＝RM×u′_i；式中，对于D维旋转调制，D为大于1的自然数，u_i是D维的行向量，表示旋转调制处理前的调制符号，u′_i是u_i的转置列向量；x_i是是D维的行向量，表示多维旋转调制后的调制符号，x′_i是x_i的转置列向量；RM是D阶的旋转矩阵；

所述对调制符号进行多维旋转调制处理的维数包括2维、4维、8维或更高维数，以2维和4维为例；对其具体方法进行说明：

选择进行二维旋转调制时，每个二维调制符号是由一个调制符号的同相分量和正交分量所构成，即每次旋转调制处理一个调制符号的同相分量和正交分量；故设二维旋转调制处理前的每个调制符号为u_i＝A+Bj，其中，A是u_i的同相分量，B是u_i的正交分量；旋转矩阵

θ是设定的旋转角度，其取值范围为

经过二维旋转调制处理后的符号为x_i＝X+Yj时，则 $\left(\begin{array}{c}X\\ Y\end{array}\right)=\mathrm{RM}\×\left(\begin{array}{c}A\\ B\end{array}\right),$ 即 $\left(\begin{array}{c}X\\ Y\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}A\\ B\end{array}\right);$

选择进行四维旋转调制时，每个四维调制符号是由相邻的两个调制符号的同相分量和正交分量所构成，即每次旋转调制处理两个相邻调制符号各自的同相分量和正交分量；故设四维旋转调制处理前的两个调制符号分别为A+Bj和C+Dj，经过四维旋转调制后的这两个调制符号对应的值分别为X+Yj和Z+Wj时，则

式中，

$\mathrm{RM}=\left(\begin{array}{cccc}\cos {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2& \sin {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2& \cos {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2& \sin {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2& \cos {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2& -\sin {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2& \cos {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2\\ -\cos {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2& -\sin {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2& \cos {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2& \sin {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2\\ \sin {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2& -\cos {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2& -\sin {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2& \cos {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2\end{array}\right),$

θ₁和θ₂分别是设定的旋转角度，其取值范围均为

参见图2，以四相移相键控QPSK调制为例，介绍旋转调制前后星座图的比较；因为QPSK是将每2个比特映射为1个符号，共有4种可能的比特组合和对应的符号值，如图2(a)所示的普通调制情况下格雷映射星座图，其中A、B分别为各星座点在实部与虚部上的投影，其数值分别为

图2(b)为图2(a)经过θ度旋转调制后形成的星座图，X、Y值分别为旋转调制后各星座点再实部与虚部上的投影，通过旋转调制运算后，X、Y值所确定的星座点的数值等价于图2(a)顺时针旋转θ度。

本发明的实施例中，二维四相移相键控QPSK调制的θ取值为

旋转因子x＝cosθ＝0.8944，y＝sinθ＝0.4472，假设旋转调制前的符号为A+Bj，旋转调制后的符号为X+Yj，那么根据

能够得到旋转调制后的符号；采用16QAM的θ取值为

采用64QAM的θ取值为

从而能够得到如下旋转调制矩阵：

根据上表，我们可以看出旋转角度是与调制阶数强相关的，即随着调制阶数的增加旋转角度变小。

(25)将每根天线上所有用户的旋转调制后的调制符号合并得到包含Data_Num个调制符号的调制符号矢量块，分别对每根天线上的调制符号矢量块做存储处理。

本发明的实施例中，将每根天线上20个用户的调制符号合并得到包含12000个调制符号的调制符号矢量块。

所述步骤(3)进一步包括下述操作步骤：

(31)发送端首先在OFDM时频资源中插入导频信号，然后对每根天线上所有用户的符号矢量块x，按照集中式的OFDM模式分配OFDM时频资源，其中，时间资源是OFDM符号依次发送的时隙，频率资源是发送每个OFDM符号所占用的子载波带宽；也就是将每根天线上每个OFDM符号中所包括的每个用户的调制符号的数量L设置为：

式中，OFDM_Length是每根天线上每个OFDM符号内的调制符号数量，P是每根天线上所有用户的总数，S是在每根天线上每个用户每次传输发送的调制符号数，OFDM_Num是每次OFDM传输过程中发送的OFDM符号数，PilotUser是每个用户传输的导频信号数；

这样，使得每个OFDM符号包括L×P个调制符号，其在频域上占据OFDM_Length个子载波带宽；且总共有OFDM_Num个OFDM符号，在时域上占据OFDM_Num个时隙。

参见图3，介绍本发明实施例中OFDM时频资源分配情况，

N_symb＝7，N_RB＝100，T_slot＝0.5ms。该实施例是将两个时隙一起操作的，所以每次OFDM传输过程中，前3个OFDM符号用于传送控制信息，本文不予考虑。对于每根天线上传输有用信号的OFDM符号数OFDM_Num＝14-3＝11，每个OFDM符号内包括的调制符号数OFDM_Length＝1200，将用户的符号矢量块按照图3方式存储在时隙结构中，经过上述OFDM时频资源的分配，每个所占用户的660个资源块平均分布在11个OFDM符号上，即每个OFDM符号都含有各用户的60个调制符号。

如图4所示，按照协议36.211中信道估计的帧结构设计，其中前三个OFDM符号用于放置控制信息，在本系统中可以不予考虑。然后对于后面的11个OFDM符号，放置数据符号。图中所示，为2个资源块RB(resource block)合并的结果，其中每个RB的大小为12*7，所以两个RB合并后可以传送数据的RE(ResourceElement，数据元素)位置有12*11＝132个，其中包括12个导频信号。故每两个RB可以传送120个数据位，那么对于一个用户的600个符号和60个导频信号，则需要10个RB，分为5次到时频资源块上，在频域上占据12*5＝60个子载波，时域上占据7*2-3＝11个OFDM符号。

传送的方式则是参照图4所示，先将导频信号放入对应位置，然后再将剩余位置按行填入数据。首先是将600个数据分为5份，将每份的120个数据依次按行写入2个RB中所剩余的时频资源。参见图5(a)，然后在发送的时候再按列读出数据。

(32)按照前述步骤所选择的多维旋转调制的维数，对每根天线上OFDM符号中的每个用户的符号矢量块执行下述相应的Q路交织处理：调制符号矢量的时频交织、Q路频域交织和Q路时频二维交织器交织。

发射端按照集中式OFDM模式进行Q路交织，若采用二维旋转调制，则所述步骤(32)中，不执行调制符号矢量的时频交织和Q路频域交织的操作，直接执行Q路时频二维交织器的交织操作。若采用四维或更高维数的旋转调制，则所述步骤(32)包括下列操作步骤：

(321)发射端对每根天线上每个OFDM符号周期内同一用户的旋转调制后的符号矢量进行时频交织处理：把每根天线上每个用户的旋转调制后的符号矢量按照逐行写入方式存储在格式的交织器后，再按照逐列方式取出，式中，D为多维旋转调制的维数，L为每根天线上每个OFDM符号中所包括的每个用户的调制符号的数量；

这样，可以通过该符号矢量的时频交织变换，减小每次旋转调制中两个相邻符号矢量间的时域和频域的相关性。

实施例中，如果采用二维旋转调制时，则不执行步骤(321)；如果采用四维旋转调制，则按照步骤(321)进行调制符号的时频交织，如图6(a)所示，将一次四维旋转调制同时处理的两个符号分散放在相隔

的两个频率上，使得这两个符号相隔30个符号的间隔，从而减小一次四维旋转调制处理中两个相邻符号间的时域和频域的相关性。

(322)对每根天线上每个OFDM符号周期内每个用户的时频交织后的符号矢量的Q路正交分量依序进行频域交织处理：对每根天线上每个OFDM符号内的属于同一用户的L个调制符号矢量一起处理：先将该L个符号矢量中，间隔为

的D个符号矢量的Q路分量设为一组，共有组；再将每组内的Q路分量依序向右循环移动一位，即Q_f移动至

位置，而

移动至

位置，

则移动至

位置，相应地，最后一位Q路分量则移至Q_f位置；然后再将I路同相分量和移位后的Q路正交分量合并组成新的符号矢量；

实施例中，如果采用二维旋转调制时，也不执行步骤(322)；如果采用四维旋转调制，则进行步骤(322)的Q路分量的频域交织，如图5(b)所示，每根天线上每个OFDM符号内同一用户的60个调制符号中，间隔为15个符号的四个调制符号的Q路分量取作一组，将这一组内的Q路分量依次右移循环移位，即：Q₁→Q₁₅→Q₃₀→Q₄₅→Q₁，依次对其余每组进行相同的操作。

(323)按照时频二维交织规则对每根天线上每个用户平均分布在各个OFDM符号内，每次发送的全部S个调制符号进行交织处理，使交织后的每个用户每次发送的该S个调制符号中的任何一个调制符号的正交分量与其同相分量的距离为

所述时频二维交织规则为：将同一用户在频域上间隔W个子载波带宽的调制符号设为一组，再假设选取两个序号为f₁、f₂的子载波，其中，f₂＝f₁+W，W为两个子载波频点f₁和f₂的带宽间隔；

且设每个调制符号的Q路分量的位置坐标为(f，t)，表示每根天线上每个OFDM符号中的第f个调制符号位于频域上的第f个子载波频点和时域上的第t个OFDM符号内，自然数t是OFDM符号的序号，其最大值是OFDM_Num  先顺序选取调制符号的Q路分量，即先选取第1个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，再选取在时域上间隔

个OFDM符号的第

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量；接着选取第2个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，再选取在第

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，继续选取第3个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，再选取第个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，依次类推，按照在时域上，从第1个OFDM符号选起，再选择与它相隔

个OFDM符号的第

个OFDM符号，然后再增加一个选择第2个OFDM符号，再选择与它相隔

个OFDM符号的第个OFDM符号，依次类推，一直选择到从第

个OFDM符号，再选择与它相隔

个OFDM符号的第(OFDM_Num)个OFDM符号，在频域上，就是f₁、f₂交替选择；这样，在交织前，每个OFDM符号中的各个调制符号的Q路分量的位置坐标分别为：

$\{(f_1,1),(f_2,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}+1),(f_1,2),(f_2,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}+2),...,(f_1,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}),(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num})\}.$

这样，经过Q路分量的时频二维交织后，其所占据的频域和时域的位置坐标恰好是原有OFDM符号的Q路分量依序向右循环移动一位的结果，即为 $\{(f_2,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}+1),(f_1,2),(f_2,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}+2),...,(f_1,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}),(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}),(f_1,1)\};$ 因此，经过时频二维交织后的I路分量和Q路分量的时间间隔最小为

约为OFDM符号的时域长度OFDM_Num×T_s的一半，其中，T_s是OFDM符号的传输时间；频域间隔为相应的OFDM系统的频域长度的二分之一；从而使得计算复杂度低的时频二维交织能充分有效地利用OFDM系统的频率分集和时间分集，并与调制分集实现联合优化。

参见图7(a)，介绍本发明实施例在该步骤(323)中采用的时频二维交织规则，该图为其中Q路交织的示意，具体方法是：对每个用户平均分布在各个OFDM符号中的符号矢量块的Q路分量进行交织；实施例中每个用户的符号矢量块包括S＝720个调制符号，根据时域资源平均分布在12个OFDM符号内，每个OFDM符号内包括每个用户的60个调制符号，即进行时频交织的Q路分量占据的频域资源是60个子载波，时域资源是12个OFDM符号；按照上述原则，将频域上间隔30个子载波带宽和时域上间隔≥5个OFDM符号的频点取作一组；取子载波带宽编号为f₁，f₂，其中f₁＝1...60，f₂＝(f₁+30)mod 60；并令(f，t)表示该调制符号的Q路分量在频域上占据第f个子载波，在时域上占据第t个OFDM符号，t＝1、2...12；则在时间和频率上，符号的虚部按照下列规则进行位置交换：(f₁，1)→(f₂，7)，(f₂，7)→(f₁.2)，(f₁，2)→(f₂，8)，(f₂，8)→(f₁，3)，(f₁，3)→(f₂，9)，(f₂，9)→(f₁，4)，(f₁，4)→(f₂，10)，(f₂，10)→(f₁，5)，(f₁，5)→(f₂，11)，(f₂，11)→(f₁，6)，(f₁，6)→(f₂，12)，(f₂，12)→(f₁，1)。以上是不含导频的子载波，对于含有导频的子载波，则需要跳过子载波进行上述交织，符号的虚部则按照下列规则进行，参照图7(b)，则对于这些子载波上的符号，虚部按照下列规则进行位置交换(f₁，1)→(f₂，7)，(f₂，7)→(f₁，3)，(f₁，3)→(f₂，8)，(f₂，8)→(f₁，4)，(f₁，4)→(f₂，10)，(f₂，10)→(f₁，6)，(f₁，6)→(f₂，11)，(f₂，11)→(f₁，1)。

所述步骤(5)进一步包括下述操作步骤：

(51)假设步骤(4)I、Q路信号空间分层交织处理后的全部Nt根发送天线上的符号块矢量为X＝{x₁，…x_i，...，x_Nt}^T，式中，x_i是每根发射天线上长度为G的符号块矢量，自然数i是发送天线序号，其取值范围是：[1，Nt]；

(52)根据步骤(1)中得到码本检索选择出对应的码本作为预编码矩阵V，然后将预编码矩阵V与符号块矢量X相乘得到经过预编码处理生成的、与符号块矢量X的长度相同的符号块矢量Z：Z＝vX＝{Z₁，…Z_i，...，Z_Nt}^T，式中，Z_i是每根天线上经过预编码处理的符号块矢量。

所述步骤(6)进一步包括下述操作步骤：

(61)分别对每根天线上每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零后，再对每个OFDM符号分别按照IFFT运算公式：

进行计算，式中，N是子载波数，X(k)是设定调制模式下的复信号，x(n)为OFDM符号在时域的采样，n为离散的时序点，虚数单位j的定义是：j²＝-1，k是OFDM符号中的符号矢量的序号，k的取值范围为[0，N-1]的非负整数，n表示时刻，取值为[0，N-1]的非负整数；

参见图9，进一步介绍本发明实施例中分配OFDM时频资源情况：横轴表示OFDM符号在子载波带宽上的分配情况，纵轴表示OFDM符号在时隙上的分配情况。按照图3所示的每个OFDM符号长度为1200，每次OFDM传输过程处理12个OFDM符号，占用2048个OFDM子载波带宽；该实施例选取的FFT或IFFT的长度为2048，对重新分配后的每个OFDM符号中长度为1200个调制符号，要补充848个零，以使其长度等于IFFT的长度2048。

(62)对每个经过IFFT运算后的OFDM符号分别添加循环前缀CP，进行由多径信道传输引起的符号间干扰消除处理：将每个OFDM符号尾部的μ个符号拷贝添加至该OFDM符号的前端，其中μ是循环前缀CP的长度；

本发明实施例中，循环前缀CP长度μ为512，添加循环前缀CP处理后的每组OFDM符号块长度增加至2560。

(63)每根天线分别依次发送经过OFDM处理的数据。

所述步骤(7)进一步包括下述操作步骤：

(71)接收端接收数据后，对其进行解OFDM处理：先对每根天线上接收到的每个OFDM符号分别去除循环前缀CP；再对每根天线上每个OFDM符号分别按照下述公式进行快速傅里叶变换FFT运算：

式中，N是子载波数，X(k)是设定调制模式下的复信号，x(n)为OFDM符号在时域的采样，虚数单位j的定义是：j²＝-1，k是OFDM符号中的符号矢量的序号，k的取值范围为[0，N-1]的非负整数，n表示时刻，取值为[0，N-1]的非负整数；然后，对变换后的OFDM符号进行存储；

本发明的实施例中，接收端接收到数据后，先对每根接收天线上接收到的每组OFDM符号块分别删除前端长度为的512的循环前缀CP。

(72)对每根天线上的OFDM_num个OFDM符号分别做除零处理，即删除步骤(61)为匹配IFFT长度在每个OFDM符号尾部添加的零。

本发明的实施例中，对于每根天线上的11个OFDM符号块都分别作除零处理，即是删除OFDM符号块其每个尾部的848个符号。

所述步骤(8)进一步包括下述操作步骤：

(81)接收端从接收数据中提取导频信息，然后根据导频信号进行信道估计得到信道响应H，根据预编码矩阵检索得到等效信道响应Hv；

(82)假设接收端的全部Nr根接收天线上接收到的符号块矢量为y＝{y₁，…y_i，...，y_Nr}^T，式中，y_i是每根接收天线上接收到的符号块矢量，自然数i是接收天线序号，其取值范围是：[1，Nr ]；

(83)将得到的符号块矢量y＝{y₁，…y_i，...，y_Nr}^T通过通过预解码计算得到预解码处理后的信号。

所述步骤(83)中的预解码计算过程如下：

(831)接收端根据接收到的导频信号得到信道响应H，并根据码本集合V得到等效信道响应Hv。

本发明实施例中采用协议36.211中规定的单用户双流信号码本集合：

$V=\{\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right),\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right),\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ j& -j\end{array}\right)\}$

(832)根据等效信道响应Hv计算检测系数矩阵

从而得到接收端第m根天线MMSE处理后信号

其中，x为信号矢量，

n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，a_mn∈A，A＝W^HHv，A是N_t*N_t维矩阵，b_mn∈B，B＝W^H，B是N_t*N_r维矩阵，所述N_t为发射天线的根数，N_r为接收天线的根数。

对于每个频域上的子载波，都可以计算出其检测系数矩阵

接收信号为y＝Hvx+n，x为信号矢量，

n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，

对接收到的信号y乘以检测矩阵得到r＝W^Hy＝Ax+Bn，

是MMSE接收机处理后的信号。其中A＝W^HHv，B＝W^H，A是N_t*N_t维矩阵，a_mn∈A，B是N_t*N_r维矩阵，b_mn∈B。对于接收天线m上的每个子载波，MMSE处理后的信号为(1≤m≤N_r)：

$r_m=a_{m1}{x}_1+{...a}_{\mathrm{mm}}{x}_m+...+a_{m{N}_T}{x}_{N_r}+b_{m1}{n}_1+b_{m2}{n}_2+...b_{m{N}_R}{n}_{m{N}_R}.$

(833)对MMSE处理后的信号r_m进行相位补偿乘以

使得输出信号具有如下形式：

$r_m=\left|a_{\mathrm{mm}}\right|x_m+\frac{a_{\mathrm{mm}}^{*}}{\left|a_{\mathrm{mm}}\right|}(a_{m1}{x}_1+...+a_{m{N}_T}{x}_{N_r}+b_{m1}{n}_1+b_{m2}{n}_2+...b_{m{N}_R}{n}_{m{N}_R})$

此步骤中，将每一跟天线上每一个子载波的信号r_m对应的|a_mm|记录为λ_m输出，得到

λ_i是每根发射天线上长度为G的符号块矢量，同时

将跟着输出信号r＝{r₁…r_i…r_Nr}一起经历经历接下来的各种反交织操作，直至进入解调器为止。

所述步骤(9)进一步包括下述操作步骤：

(91)接收端先对全部Nr根接收天线上预解码处理后的信号的I、Q路分别做空间解交织处理：接收天线上符号块矢量的实部和虚部分别进行重新排列，重新排列的原则：设重排前的第i根接收天线上的符号块矢量为

则重排后的第k根接收天线上实部虚部信号满足下述公式：

式中，

表示向下取整的操作，mod代表取余操作；表示解交织后的实部信号，

表示解交织后的虚部信号；

参见图8，介绍本发明实施例中进行的空间分层解交织处理过程，就是步骤(41)空间对角交织处理的逆处理过程，即是将图8(b)所示的空间解交织前的传输矩阵还原为图8(a)所示的空间解交织后的传输矩阵。

(92)按照前述步骤的多维旋转调制和集中式OFDM模式，对每根天线上OFDM符号内的符号矢量进行相应的时频Q路解交织处理；

(93)继续进行OFDM解时频资源分配操作，将分配在OFDM时频资源上的每根天线上全部OFDM符号中的调制符号还原为每根天线上串行的所有用户的符号矢量；

其还原步骤为前述步骤(31)的逆向操作，在此就不再重复叙述。

(94)采用最大似然解调方式对每根接收天线上的符号块矢量进行旋转解调处理：以经过衰落信道后的旋转星座图为解调参考星座图，通过计算接收到的符号块矢量中的每个符号与其参考星座图中每个星座点的欧式距离，分别得到映射成为每个符号中的各个比特的对数似然比，用于译码；

参见图10，介绍使用旋转调制星座图以及经过衰落信道后形成的星座图及其解调的方式，图中每根接收天线上接收的I路和Q路的信号都分别受到衰落信道影响而产生不同的幅度畸变。设I路和Q路的衰落幅度系数分别为|λ_I|和|λ_Q|，其中|λ_I|或|λ_Q|分别是步骤(52)中λ经过各种解交织器后得到的对应信号实部和虚部的衰落系数；其解调的方式是：先计算接收点到各个星座点的距离，即图中所示的d₁～d₄，再计算该符号对应的每位比特的对数似然比。以第一个比特为例，根据该星座图，四个星座点中第1位为0的比特组合为00和01，其对应的距离是d₁和d₄，第1位为1的比特组合为10和11，其对应的距离是d₂和d₃；从而得到该比特的对数似然比为：

(95)将每根接收天线上的符号块矢量还原成为码长都为Nu的P个用户的比特信息，再根据编码方式选择相对应的译码方式将每根接收天线上的每组用户的比特信息译码还原为K个比特的信息比特，全部流程结束。

实施例中，将每根接收天线上的数据块符号还原成码长都1200的20个用户的信息比特；选择Log-MAP算法译码，当码率为5/6，还原出每根接收天线上每个用户长度分别为1000的信息比特，流程结束。

所述步骤(92)中，当接收端按照集中式OFDM模式进行Q路解交织时，若采用二维旋转调制，则所述步骤(92)中，只执行Q路时频二维交织器的解交织操作，不执行调制符号矢量的时频解交织和Q路频域解交织的操作；

若采用四维或更高维数的旋转调制，则所述步骤(92)包括下述操作步骤：

(921)对每根天线上符号矢量的Q路分量进行解交织处理：先顺序选取每根天线上调制符号的Q路分量，即先选取第

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，再选取第2个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，接着选取第

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，再选取第3个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，继续选取第

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，然后选取第3个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，依次类推；在时域上，按照从第

个OFDM符号选起，再选择第2个OFDM符号，接着选择与它相隔

个OFDM符号第

个OFDM符号，再选择从第2个增加1个OFDM符号的第3个OFDM符号，然后选择与它相隔个OFDM符号第个OFDM符号，依次类推，选择到从第

个OFDM符号，再选择与它相隔

个OFDM符号的第(OFDM_Num)个OFDM符号，最后选取第1个OFDM符号；在频域上是f₂、f₁交替选择；这样，在交织前，每个OFDM符号中的各个调制符号的Q路分量的位置坐标分别为：

$\{(f_2,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}+1),(f_1,2),(f_2,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}+2),...,(f_1,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}),(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}),(f_1,1)\};$

这样，经过Q路分量的时频二维解交织后，其所占据的频域和时域的位置坐标恰好是原有OFDM符号的Q路分量依序向左循环移动一位，即为： $\{(f_1,1),(f_2,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}+1),(f_1,2),(f_2,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}+2),...,(f_1,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}),(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num})\},$ 使得Q路正交分量符号在时间和频率上都按照上述规则进行位置交换：

$(f_1,1)\→(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}),(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num})\→(f_1,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}),$

$(f_1,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2})\→(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}-1),(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}-1)\→(f_1,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}-1),$

$(f_1,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}-1)\→(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}-2),......,(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}/2+2)\→(f_1,2),$

$(f_1,2)\→(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}/2+1),(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}/2+1)\→(f_1,1);$

实施例中，按照步骤(931)解Q路时频二维交织是将原来属于同一调制符号的虚部和实部进行匹配还原，具体方法是：将频域上间隔30个子载波带宽和时域上间隔大于等于5个OFDM符号的频点取作一组；取子载波带宽编号为f₁，f₂，其中f₁＝1...60，f₂＝(f₁+30)mod60；并令(f，t)表示符号Q路分量在频域上占据第f个子载波，在时域上占据第t个OFDM符号，t＝1、2、...、12；则在时间和频率上，符号虚部按照下列规则进行位置交换：(f₁，1)→(f₂，12)，(f₂，12)→(f₁，6)，(f₁，6)→(f₂，11)，(f₂，11)→(f₁，5)，(f₁，5)→(f₂，10)，(f₂，10)→(f₁，4)，(f₁，4)→(f₂，9)，(f₂，9)→(f₁，3)，(f₁，3)→(f₂，8)，(f₂，8)→(f₁，2)，(f₁，2)→(f₂，7)，(f₂，7)→(f₁，1)，对应图7(a)的逆操作。对于含有导频信号的子载波，虚部按照下列规则进行位置交换：(f₁，1)→(f₂，11)，(f₂，11)→(f₁，6)，(f₁，6)→(f₂，10)，(f₂，10)→(f₁，4)，(f₁，4)→(f₂，8)，(f₂，8)→(f₁，3)，(f₂，8)→(f₁，3)，(f₁，3)→(f₂，7)，(f₂，7)→(f₁，1)。对应图7(b)的逆操作。

(922)对每根天线上符号矢量的Q路分量进行解频域交织处理：每根天线上每个OFDM符号内同一用户的L个符号矢量中，间隔为

的D个符号矢量的Q路分量设为一组，将该组内的Q路分量依次向左循环移动一位，即将原来属于同一符号矢量的虚部和实部进行匹配还原；

实施例中，如果采用二维旋转调制，不执行该步骤(932)，如果采用四维或更高维数旋转调制，则按照该步骤(932)解Q路频域交织的具体方法是：将一个OFDM符号内同一用户的符号矢量中的60个符号，间隔为15的四个符号的Q路分量取作一组，将这组内的Q路分量依次左移循环移位，则将原来属于同一符号的虚部和实部进行匹配还原，依次对其余各组的Q路分量进行相同的操作。

(923)对每根天线上符号矢量进行时频解交织处理：将每根天线上每个用户的符号矢量按照逐列写入方式存储于以

格式的交织器后，再按照逐行方式取出，完成符号矢量的时频解交织变换。其中，D为旋转调制的维数，L为每根天线上每个OFDM符号中所包括的每个用户的调制符号的数量。

实施例中，如果采用二维旋转调制，不执行该步骤(933)，如果采用四维或更高维数旋转调制，则按照该步骤(933)解时频交织的具体方法是：将每个用户在一个OFDM符号中的60个调制符号内，分散在相隔30的两个符号放到相邻的位置，从而还原一次四维旋转调制处理前的四个分量的位置。

为了鉴定本发明方法的传输性能，采用了ITU(International TelegraphUnion)信道中的城区宏蜂窝空间信道模型对实施例构造出的MIMO-OFDM系统中的旋转调制技术的传输性能进行了仿真试验。下面的仿真系统参数表列出了用于试验和分析性能的实施例各个参数的设置情况。图11中展示的是在码率为5/6，调制方式为QPSK时的误帧率(FER)和信噪比(Eb/No)之间的性能对比曲线关系。

表1MIMO-OFDM系统参数表

图11是MIMO-OFDM系统中的旋转调制技术在码率为5/6时与没有旋转调制技术分别在不同调制方式与不同衰落信道下的FER对比图。

表2码率为8/9时旋转调制增益(FER＝10^-2)

旋转调制增益	QPSK
		集中式资源分配	4dB
最优角	arctan(1/2)

从图11可以看出，当码率为5/6，采用QPSK调制，每根天线上每个用户调制后符号数为600时，MIMO-OFDM环境下采用旋转调制的性能远远好于BICM的FER性能当FER＝10^-2时，集中式OFDM资源分配情况下旋转调制优于BICM约4dB增益。

综上所述，本发明的提供一种高效、高频谱利用率的基于MIMO-OFDM系统的预编码码本选择与旋转调制联合设计方案，该方法可以将信道编码增益与时间分集、频率分集、空间分集和调制分集有效结合联合优化，使天线间的信号功率尽量均匀化独立分布，从而提供更大的分集增益，减低传输差错率，提高传输可靠性。本领域一般技术人员在此设计思想之下，所做任何不具有创造性的改造均应视为在本发明的保护范围之内。

Claims (13)

1.一种应用于MIMO-OFDM系统下克服弱散射的码本选择调制方法，其特征在于：该方法包括以下几个操作步骤：

（1）系统通过发送导频信号获得系统下行信道的等效信道响应，根据该等效信道响应选取预编码矩阵，并使发射端获得预编码矩阵检索；

（2）发射端根据编码码率R、调制阶数M、每根天线上的用户数P、每次传输过程中发送的OFDM符号数OFDM_Num和每个OFDM符号内设置的调制符号数OFDM_Length，确定每根天线上每个用户要发送的信息比特长度K，并对其做编码调制处理；再依照设定的旋转角度对调制后符号的I路同相分量和Q路正交分量进行D维旋转调制处理，其中D为大于1的自然数，然后对旋转调制后的每根天线的符号矢量块进行存储；

（3）发射端首先在OFDM时频资源中插入导频信号,然后再按照设定的OFDM模式分别对存储器中每根天线上的所有用户的符号矢量块分配所剩OFDM时频资源，将每个用户的符号矢量块依次平均分布到每个OFDM符号中，再对OFDM符号中的每个用户的符号矢量块进行时频Q路交织处理；

（4）对其全部N_t根发射天线上的I、Q路信号分别做空间分层交织处理；

（5）发射端根据步骤（1）所得到的预编码矩阵检索来选择预编码矩阵并对空间交织处理后的符号矢量块进行预编码操作，然后再对其做存储处理；

（6）发射端根据预设的每根天线上的OFDM调制长度OFDM_Length和逆快速傅里叶变换IFFT运算长度，分别对每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零，再对补零后的每个OFDM符号进行包括IFFT运算和添加循环前缀的OFDM处理，然后发送数据；

（7）接收端接收数据后，先对每根接收天线上的数据块符号进行去除循环前缀和快速傅里叶变换FFT运算的解OFDM处理，再进行去零处理；

（8）接收端从接收数据中提取导频信息,然后根据导频信号进行信道估计得到信道响应H，根据预编码矩阵检索得到等效信道响应Hv,然后根据估计的等效信道响应对接收端的数据做预解码处理；

（9）接收端先对N_r根接收天线上预解码后的数据进行I、Q路信号的空间解交织处理，再对每根天线上的数据分别进行时频Q路解交织，解时频资源分配，旋转解调和译码运算后，得到所需的数据比特信息；

其中，所述步骤（1）进一步包括以下操作步骤：

对于发射端，包括以下操作步骤：

（11a）发射端发射导频信号，接收端根据接收到的导频信号得到信道响应H，并根据码本集合V得到等效信道响应Hv，其中v是码本集合V中的一个元素或称预编码矩阵；

（12a）根据等效信道响应Hv计算检测系数矩阵 $W^H={[{\left(\mathrm{Hv}\right)}^H\left(\mathrm{Hv}\right)+{\mathrm{\σ}}^2{I}_{N_t}]}^{-1}{\left(\mathrm{Hv}\right)}^H,$ 其中

表示大小为N_t×N_t的单位矩阵，从而得到接收端第m根天线MMSE处理后信号 $r_m=a_{m1}{x}_1+a_{m2}{x}_2+...+a_{{\mathrm{mN}}_t}{x}_{N_t}+b_{m1}{n}_1+b_{m2}{n}_2+...b_{{\mathrm{mN}}_r}{n}_{N_r}(1\≤m\≤N_t);$ 其中，x为信号矢量，

n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，a_ml∈A(1≤l≤N_t)，A=W^HHv，A是N_t*N_t维矩阵，b_ml∈B(1≤l≤N_r)，B=W^H，B是N_t*N_r维矩阵，所述N_t为发射天线的根数，N_r为接收天线的根数；

（13a）根据（12a）中得到的接收端第m根天线MMSE处理后的信号r_m，计算得到接收端每个子载波信号在第m根天线上的信号干扰噪声比：

${\mathrm{SINR}}_m=\frac{{\left|\right|a_{\mathrm{mm}}\left|\right|}^2}{\underset{l\≠m}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|a_{\mathrm{ml}}\left|\right|}^2+\left(\underset{l}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|b_{\mathrm{ml}}\left|\right|}^2\right)*{\mathrm{\σ}}^2};$

（14a）根据每个子载波位置的信干比SINR_im，SINR_im表示的是第m根天线上选择第i个码本时对应的信干比，计算预编码矩阵v， $\begin{array}{cc}v=\underset{v_i\∈V}{\arg \max \mathrm{sum}}({\mathrm{SINR}}_{i1},{\mathrm{SINR}}_{i2},...{\mathrm{SINR}}_{{\mathrm{iN}}_t})& i=\mathrm{1,2,3}\·\·\·,\end{array}$ i表示预编码矩阵序列号；

（15a）根据预编码矩阵v生成码本检索，并返回给发射端：

对于接收端,包括下述步骤：

（11b）接收端发射上行导频信号，从而获得上行信道估计响应H^*，然后根据信道互异性获得下行信道估计响应H，并根据码本集合V得到等效信道响应Hv；

（12b）根据等效信道响应Hv计算检测系数矩阵 $W^H={[{\left(\mathrm{Hv}\right)}^H\left(\mathrm{Hv}\right)+{\mathrm{\σ}}^2{I}_{N_t}]}^{-1}{\left(\mathrm{Hv}\right)}^H,$ 其中表示大小为N_t×N_t的单位矩阵，从而得到接收端第m根天线MMSE后信号 $r_m=a_{m1}{x}_1+a_{m2}{x}_2+...+a_{{\mathrm{mN}}_t}{x}_{N_t}+b_{m1}{n}_1+b_{m2}{n}_2+...b_{{\mathrm{mN}}_r}{n}_{N_r}(1\≤m\≤N_t);$ 其中，x为信号矢量，

n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，a_ml∈A(1≤l≤N_t)，A=W^HHv，A是N_t*N_t维矩阵，b_ml∈B(1≤l≤N_r)，B=W^H，B是N_t*N_r维矩阵，所述N_t为发射天线的根数，N_r为接收天线的根数；

（13b）根据（12b）中得到的接收端第m根天线MMSE处理后的信号r_m，计算得到接收端每个子载波信号在第m根天线上的信号干扰噪声比：

${\mathrm{SINR}}_m=\frac{{\left|\right|a_{\mathrm{mm}}\left|\right|}^2}{\underset{l\≠m}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|a_{\mathrm{mi}}\left|\right|}^2+\left(\underset{l}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|b_{\mathrm{ml}}\left|\right|}^2\right)*{\mathrm{\σ}}^2};$

（14b）根据每个子载波位置的信干比SINR_im，SINR_im表示的是第m根天线上选择第i个码本时对应的信干比，计算预编码矩阵v， $\begin{array}{cc}v=\underset{v_i\∈V}{\arg \max \mathrm{sum}}({\mathrm{SINR}}_{i1},{\mathrm{SINR}}_{i2},...{\mathrm{SINR}}_{{\mathrm{iN}}_t})& i=\mathrm{1,2,3}\·\·\·,\end{array}$ i表示预编码矩阵序列号；

（15b）发射端根据预编码矩阵v生成码本检索，并将其保存；

所述步骤（5）进一步包括下述操作步骤：

（51）假设步骤（4）I、Q路信号空间分层交织处理后的全部N_t根发送天线上的符号矢量块矢量为式中，x_i是每根发射天线上长度为G的符号矢量块，自然数i是发送天线序号，其取值范围是：[1,N_t]；

(52)根据步骤(1)中得到的码本检索选择出对应的码本作为预编码矩阵v,然后将预编码矩阵v与符号矢量块矢量X相乘得到经过预编码处理生成的、与符号矢量块矢量X的长度相同的符号矢量块矢量Z：

式中，Z_i是每根天线上经过预编码处理的符号矢量块。

2.如权利要求1所述的码本选择调制方法，其特征在于：所述步骤（4）还包括所述发射天线根数N_t与旋转调制维数D相等。

3.如权利要求1所述的码本选择调制方法，其特征在于：所述步骤（4）进一步包括下述操作步骤：

（41）发射端对全部N_t根发送天线上的I路符号进行空间分层交织处理：按照设定规则对每个时刻的全部N_t根发送天线上旋转调制后的信号符号位置进行重新排列，其重排规则是：假设空间分层交织处理前的t时刻第i根天线上的I路旋转调制符号为

空间分层交织处理后的t时刻第k根天线上的空间交织符号为

则

式中，自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1,N_t]，时刻t的取值范围是1,2,...,G，G是每根发射天线上发送的总符号数，

代表向下取整，mod代表取余操作；

(42）发射端对全部Nt根发送天线上的Q路符号进行空间分层交织处理：按照设定规则对每个时刻的全部Nt根发送天线上Q路旋转调制后的信号符号位置进行重新排列，其重排规则是：假设空间分层交织处理前的t时刻第i根天线上的Q路旋转调制符号为

空间分层交织处理后的t时刻第k根天线上的空间交织符号为

则

式中，自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1,N_t]，时刻t的取值范围是1,2,...,G，G是每根发送天线上发送的总符号数，

代表向下取整，mod代表取余操作；

（43）将交织后的信号重新组合得到信号自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1,N_t]，时刻t的取值范围是1,2,...,G，G是每根发送天线上发送的总符号数；记全部N_t根发送天线上的符号矢量块矢量为

式中，z_i是每根发射天线上长度为G的符号矢量块，自然数i是发送天线序号，其取值范围是：[1,N_t]。

4.如权利要求3所述的码本选择调制方法，其特征在于：所述步骤（43）还包括所述发射天线根数N_t与旋转调制维数D相等。

5.如权利要求1所述的码本选择调制方法，其特征在于：所述步骤（2）进一步包括下述操作步骤：

（21）发射端先计算每根天线每次传输过程中所有用户发送的调制符号的总数G:G=OFDM_Num×OFDM_Length；式中，OFDM_Num是每根天线上每次OFDM传输过程中发送的OFDM符号数，OFDM_Length是在每根天线上每个OFDM符号内设置的调制符号数；然后计算每根天线上每个用户发送的调制符号数S：

式中，P是发射端每根天线上的用户总数；

（22）根据调制阶数M计算每个调制符号是由m个比特映射组成，则m=log₂M，计算每根天线上的每个用户要发送的数据在编码后的码长Nu：Nu=S×m；再计算每个用户要发送的数据在编码之前的信息比特位长K:K=R×Nu，式中，码率R是取值范围为(0,1]的实数；

（23）将每根天线上每个用户要发送的K比特信息进行编码，再将编码后的每个用户的码长Nu比特根据调制模式要求，确定对应的格雷映射星座图样后，进行对应的符号映射；并用符号矢量u_i表示每个用户调制后的符号，则每个用户的发送数据在调制后的调制符号为u=(u₁,…u_i,…,u_S)，式中，下标S为每根天线上每个用户发送的调制符号数；

（24）采用旋转矩阵RM对每根天线上每个用户的调制符号进行多维旋转调制处理：设旋转矩阵为RM，旋转调制后的符号集合为x=(x₁,…,x_i,…,x_S)，则该符号集合x中的每个符号矢量x_i都满足下述公式：x_i′=RM×u_i′；式中，对于D维旋转调制，D为大于1的自然数，u_i是D维的行向量，表示旋转调制处理前的调制符号，u_i′是u_i的转置列向量；x_i是D维的行向量，表示多维旋转调制后的调制符号，x_i′是x_i的转置列向量；RM是D阶的旋转矩阵；

（25）将每根天线上所有用户的旋转调制后的调制符号合并得到包含Data_Num个调制符号的调制符号矢量块，分别对每根天线上的调制符号矢量块做存储处理。

6.如权利要求1所述的码本选择调制方法，其特征在于：所述步骤（3）进一步包括下述操作步骤：

（31）发送端首先在OFDM时频资源中插入导频信号，然后对每根天线上所有用户的符号矢量块x，按照集中式的OFDM模式分配OFDM时频资源，其中，时间资源是OFDM符号依次发送的时隙，频率资源是发送每个OFDM符号所占用的子载波带宽；也就是将每根天线上每个OFDM符号中所包括的每个用户的调制符号的数量L设置为： $L=\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Length}}{P}=\frac{S+\mathrm{PilotUser}}{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}};$ 式中，OFDM_Length是每根天线上每个OFDM符号内的调制符号数量，P是每根天线上所有用户的总数，S是在每根天线上每个用户每次传输发送的调制符号数，OFDM_Num是每次OFDM传输过程中发送的OFDM符号数，PilotUser是每个用户传输的导频信号数；

（32）按照前述步骤所选择的多维旋转调制的维数，对每根天线上OFDM符号中的每个用户的符号矢量块执行下述相应的Q路交织处理：调制符号矢量的时频交织、Q路频域交织和Q路时频二维交织器交织。

7.如权利要求6所述的码本选择调制方法，其特征在于：所述步骤（32）中，发射端按照集中式OFDM模式进行Q路交织，若采用二维旋转调制，则所述步骤（32）中，不执行调制符号矢量的时频交织和Q路频域交织的操作，直接执行Q路时频二维交织器的交织操作；

若采用四维或更高维数的旋转调制，则所述步骤（32）还包括下列操作步骤：

（321）发射端对每根天线上每个OFDM符号周期内同一用户的旋转调制后的符号矢量进行时频交织处理：把每根天线上每个用户的旋转调制后的符号矢量按照逐行写入方式存储在

格式的交织器后，再按照逐列方式取出，式中，D为多维旋转调制的维数，L为每根天线上每个OFDM符号中所包括的每个用户的调制符号的数量；

（322）对每根天线上每个OFDM符号周期内每个用户的时频交织后的符号矢量的Q路正交分量依序进行频域交织处理：对每根天线上每个OFDM符号内的属于同一用户的L个调制符号矢量一起处理：先将该L个符号矢量中，间隔为

的D个符号矢量的Q路分量设为一组，共有

组；再将每组内的Q路分量依序向右循环移动一位，然后再将I路同相分量和移位后的Q路正交分量合并组成新的符号矢量；

（323）按照时频二维交织规则，对每根天线上每个用户平均分布在各个OFDM符号内，每次发送的全部S个调制符号进行交织处理，所述时频二维交织规则为：将同一用户在频域上间隔W个子载波带宽的调制符号设为一组，再假设选取两个序号为f₁、f₂的子载波，其中，f₂=f₁+W，W为两个子载波频点f₁和f₂的带宽间隔；

且设每个调制符号的Q路分量的位置坐标为（f,t），表示每根天线上每个OFDM符号中的第f个调制符号位于频域上的第f个子载波频点和时域上的第t个OFDM符号内，自然数t是OFDM符号的序号，其最大值是OFDM_Num；先顺序选取调制符号的Q路分量，即先选取第1个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，再选取在时域上间隔

个OFDM符号的第

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量；接着选取第2个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，再选取在第

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，继续选取第3个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，再选取第

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，依次类推，按照在时域上，从第1个OFDM符号选起，再选择与它相隔

个OFDM符号的第

个OFDM符号，然后再增加一个选择第2个OFDM符号，再选择与它相隔

个OFDM符号的第

个OFDM符号，依次类推，一直选择到从第

个OFDM符号，再选择与它相隔

个OFDM符号的第（OFDM_Num）个OFDM符号，在频域上，就是f₁、f₂交替选择；这样，在交织前，每个OFDM符号中的各个调制符号的Q路分量的位置坐标分别为：

$\{(f_1,1),(f_2,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}+1),(f_1,2),(f_2,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}+2),\·\·\·,(f_1,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}),(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num})\}.$

8.如权利要求1所述的码本选择调制方法，其特征在于：所述步骤（6）进一步包括下述操作步骤：

（61）分别对每根天线上每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零后，再对每个OFDM符号分别按照IFFT运算公式：

进行计算，式中，N是子载波数，X(k)是设定调制模式下的复信号，x(p)为OFDM符号在时域的采样，虚数单位j的定义是：j²=-1，k是OFDM符号中的符号矢量的序号，k的取值范围为[0,N-1]的非负整数，p表示时刻，取值为[0,N-1]的非负整数；

（62）对每个经过IFFT运算后的OFDM符号分别添加循环前缀CP，进行由多径信道传输引起的符号间干扰消除处理：将每个OFDM符号尾部的μ个符号拷贝添加至该OFDM符号的前端，其中μ是循环前缀CP的长度；

（63）每根天线分别依次发送经过OFDM处理的数据。

9.如权利要求1所述的码本选择调制方法，其特征在于：所述步骤（7）进一步包括下述操作步骤：

（71）接收端接收数据后，对其进行解OFDM处理：先对每根天线上接收到的每个OFDM符号分别去除循环前缀CP；再对每根天线上每个OFDM符号分别按照下述公式进行快速傅里叶变换FFT运算：

式中，N是子载波数，X(k)是设定调制模式下的复信号，x(p)为OFDM符号在时域的采样，虚数单位j的定义是：j²=-1，k是OFDM符号中的符号矢量的序号，k的取值范围为[0,N-1]的非负整数，p表示时刻，取值为[0,N-1]的非负整数；然后，对变换后的OFDM符号进行存储；

（72）对每根天线上的OFDM_num个OFDM符号分别做去零处理。

10.如权利要求1所述的码本选择调制方法，其特征在于：所述步骤（8）进一步包括下述操作步骤：

（81）接收端从接收数据中提取导频信息,然后根据导频信号进行信道估计得到信道响应H，根据预编码矩阵检索得到等效信道响应Hv；

（82）假设接收端的全部Nr根接收天线上接收到的符号矢量块矢量为

式中，y_i是每根接收天线上接收到的符号矢量块，自然数i是接收天线序号，其取值范围是：[1,N_r]；

（83）将得到的符号矢量块矢量

通过预解码计算得到预解码处理后的信号。

11.如权利要求10所述的码本选择调制方法，其特征在于：所述步骤（83）中的预解码计算过程如下：

（831）根据等效信道响应Hv计算检测系数矩阵 $W^H={[{\left(\mathrm{Hv}\right)}^H\left(\mathrm{Hv}\right)+{\mathrm{\σ}}^2{I}_{N_t}]}^{-1}{\left(\mathrm{Hv}\right)}^H,$ 其中

表示大小为N_t×N_t的单位矩阵，从而得到接收端第m根天线MMSE处理后信号 $r_m=a_{m1}{x}_1+a_{m2}{x}_2+...+a_{{\mathrm{mN}}_t}{x}_{N_t}+b_{m1}{n}_1+b_{m2}{n}_2+...b_{{\mathrm{mN}}_r}{n}_{N_r}(1\≤m\≤N_t);$ 其中，x为信号矢量，n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，a_ml∈A(1≤l≤N_t)，A=W^HHv，A是N_t*N_t维矩阵，b_ml∈B(1≤l≤N_r)，B=W^H，B是N_t*N_r维矩阵，所述N_t为发射天线的根数，N_r为接收天线的根数；

（832）对MMSE处理后的信号r_m进行相位补偿乘以

使得输出信号具有如下形式：

$r_m=\left|a_{\mathrm{mm}}\right|x_m+\frac{a_{\mathrm{mm}}^{*}}{\left|a_{\mathrm{mm}}\right|}(a_{m1}{x}_1+\·\·\·+a_{{\mathrm{mN}}_t}{x}_{N_t}+b_{m1}{n}_1+b_{m2}{n}_2+...b_{{\mathrm{mN}}_r}{n}_{N_r}).$

12.如权利要求5所述的码本选择调制方法，其特征在于：所述步骤（9）进一步包括下述操作步骤：

（91）接收端先对全部N_r根接收天线上预解码处理后的信号的I、Q路分别做空间解交织处理：接收天线上符号矢量块矢量的实部和虚部分别进行重新排列，重新排列的原则：设重排前的第i根接收天线上的符号矢量块为

则重排后的第k根接收天线上实部虚部信号满足下述公式：式中，

表示向下取整的操作，mod代表取余操作；

表示解交织后的实部信号，

表示解交织后的虚部信号；

（92）按照前述步骤的多维旋转调制和集中式OFDM模式，对每根天线上OFDM符号内的符号矢量进行相应的时频Q路解交织处理；

（93）继续进行OFDM解时频资源分配操作，将分配在OFDM时频资源上的每根天线上全部OFDM符号中的调制符号还原为每根天线上串行的所有用户的符号矢量；

（94）采用最大似然解调方式对每根接收天线上的符号矢量块进行旋转解调处理：以经过衰落信道后的旋转星座图为解调参考星座图，通过计算接收到的符号矢量块中的每个符号与其参考星座图中每个星座点的欧式距离，分别得到映射成为每个符号中的各个比特的对数似然比，用于译码；

（95）将每根接收天线上的符号矢量块还原成为码长都为Nu的P个用户的比特信息，再根据编码方式选择相对应的译码方式将每根接收天线上的每组用户的比特信息译码还原为K个比特的信息比特，全部流程结束。

13.如权利要求12所述的码本选择调制方法，其特征在于：所述步骤（92）中，当接收端按照集中式OFDM模式进行Q路解交织时，若采用二维旋转调制，则所述步骤（92）中，只执行Q路时频二维交织器的解交织操作，不执行调制符号矢量的时频解交织和Q路频域解交织的操作；

若采用四维或更高维数的旋转调制，则所述步骤（92）包括下述操作步骤：

（921）对每根天线上符号矢量的Q路分量进行解交织处理：先顺序选取每根天线上调制符号的Q路分量，即先选取第个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，再选取第2个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，接着选取第

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，再选取第3个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，继续选取第

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，然后选取第3个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，依次类推；在时域上，按照从第

个OFDM符号选起，再选择第2个OFDM符号，接着选择与它相隔

个OFDM符号第个OFDM符号，再选择从第2个增加1个OFDM符号的第3个OFDM符号，然后选择与它相隔

个OFDM符号第

个OFDM符号，依次类推，选择到从第

个OFDM符号，再选择与它相隔

个OFDM符号的第（OFDM_Num）个OFDM符号，最后选取第1个OFDM符号；在频域上是f₂、f₁交替选择；这样，在交织前，每个OFDM符号中的各个调制符号的Q路分量的位置坐标分别为：

$\{(f_2,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}+1),(f_1,2),(f_2,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}+2),\·\·\·,(f_1,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}),(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}),(f_1,1)\};$

（922）对每根天线上符号矢量的Q路分量进行解频域交织处理：每根天线上每个OFDM符号内同一用户的L个符号矢量中，间隔为

的D个符号矢量的Q路分量设为一组，将该组内的Q路分量依次向左循环移动一位；

（923）对每根天线上符号矢量进行时频解交织处理：将每根天线上每个用户的符号矢量按照逐列写入方式存储于以

格式的交织器后，再按照逐行方式取出，完成符号矢量的时频解交织变换。

Images