CN101631003B - 一种用于mimo-ofdm系统的旋转调制信号的方法 - Google Patents

Abstract

一种基于MIMO-OFDM系统的旋转调制信号的方法，是将MIMO、OFDM和旋转调制三种技术相互结合，先在调制星座图的旋转和分量交织引入信号调制分集，藉由旋转调制和分量交织，将发送数据散布到不同分量上，使得发送后的调制符号在传输过程中产生的I路分量和Q路分量各自在彼此的衰落信道上独立传输，消除发送信号I路和Q路衰落系数的相关性，增加信号空间分集的优势，获取调制分集增益；并选择最优旋转角度，获取传输性能的最大提升；同时引入多天线的空间分集，OFDM系统的频率分集和时频交织分集，既使系统达到很高的传输效率，提高频谱利用率，又能通过分集实现高可靠性的传输，降低误码率和误帧率，逼近衰落信道下的信道容量，满足下一下无线传输网发展的要求。

Description

一种用于MIMO-OFDM系统的旋转调制信号的方法

技术领域

本发明涉及一种数字通信系统中的信号调制方法，确切地说，涉及一种用于MIMO-OFDM系统的旋转调制信号的方法，属于无线通信的技术领域。 

背景技术

随着蜂窝移动通信、因特网和多媒体业务的发展，世界范围内无线通信的容量需求在迅速增长。另一方面，可利用的无线频谱是有限的。如果通信频谱的利用率没有得到显著提高，就不能满足日益增长的通信容量的发展需要。在单天线链路系统中，采用先进的信道编码(如Turbo码和低密度校验码)，能够接近香农信道容量；通过增加发射端和接收端的天线数量，可以进一步显著提高频谱利用率。 

多输入多输出MIMO(Multiple-Input Multiple-Out-put)系统，该技术利用多天线来抑制信道衰落，最早由Marconi于1908年提出。根据收发两端天线数量，相对于普通的单输入单输出SISO(Single-Input Single-Output)系统，MIMO的信道容量会随着天线数量的增多而线性增大，也就是说，可以利用MIMO信道成倍地提高无线信道容量，在不增加带宽和天线发送功率的情况下，使得频谱利用率能够成倍地提高。 

正交频分复用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是一种宽带多载波技术。它将高速传输的数据流转换为一组低速并行传输的数据流，使得系统对多径衰落信道频率选择性的敏感度程度大大降低，具有良好的抗噪声和抗多径干扰的能力，特别适宜用于频率选择性衰落信道中的高速数据传输。 

MIMO-OFDM系统是正交频分复用技术与多输入多输出系统的结合，该系统既具有MIMO空间分集使系统达到很高的传输速率，提高频谱利用率的优点，又有OFDM系统抵抗频率选择性衰落的能力，能够降低误码率和误帧率，逼近衰 落信道下的信道容量；因此，MIMO-OFDM系统已经成为无线宽带接入网络研究的热点。 

在衰落信道中，分集显得尤为重要。在最佳分集情况下，错误概率会随着平均信噪比的增加而呈指数下降。比特交织编码调制BICM技术是目前被3GPP和3GPP LTE推荐用于衰落信道里的编码调制传输技术。在BICM情况下，虽然比特交织调制增大了编码调制的时间分集度，然而，因它没有用到调制分集，故其性能增益有限。如何解决这个问题，已经成为业界人士比较关注的热点。 

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提供一种高效、高频谱利用率的基于MIMO-OFDM系统的旋转调制信号的方法，该方法可以有效利用时间分集、空间分集和调制分集的特性，从而减低传输差错率，提高传输可靠性。 

为了达到上述目的，本发明提供了一种MIMO-OFDM系统的旋转调制信号的方法，其特征在于，所述方法包括下述操作步骤： 

(1)发送端根据编码码率R、调制阶数M、每根天线上的用户数P、每根天线上每次传输过程中发送的OFDM符号数OFDM_Num和每个OFDM符号内设置的调制符号数OFDM_Length，确定每根天线上发送的每个用户的信息比特长度K，并对其做编码调制处理；再依照设定的旋转角度对调制后符号的I路同相分量和Q路正交分量进行旋转调制处理，然后对旋转调制后的每根天线的符号矢量块进行存储；该步骤进一步包括下述操作内容： 

(11)发送端先计算每根天线每次传输过程中所有用户发送的调制符号的总数G：G＝OFDM_Num×OFDM_Length，式中，OFDM_Num是每根天线上每次传输过程中发送的OFDM符号数，OFDM_Length是每个OFDM符号内设置的调制符号数；然后计算每根天线上每个用户每次传输发送的调制符号数S： 

式中，P是发送端每根天线上的用户总数； 

(12)根据调制阶数M计算每个调制符号是由m个比特映射组成，即M＝2^m， 则m＝log₂M，计算每根天线上的每个用户的发送数据在编码后的码长Nu：Nu＝S×m；再计算每个用户的发送数据在编码前的信息比特位长K：K＝R×Nu，式中，码率R是取值范围为(0，1]的实数； 

(13)将每根天线上每个用户发送的K比特信息进行编码，再将编码后的每个用户的码长Nu比特根据调制模式要求，确定对应的格雷映射星座图样后，进行对应的符号映射；并用符号矢量u_i表示每个用户调制后的符号，则每个用户的发送数据在调制后的调制符号、即每个用户的符号矢量组成的集合为u＝(u₁，u₂，…，u_S)，式中，下标S为每根天线上每个用户每次传输发送的调制符号数； 

(14)采用旋转矩阵RM对每根天线上每个用户的调制符号进行多维旋转调制处理，获取调制分集增益：设旋转矩阵为RM，则旋转调制后的符号矢量块为x＝(x₁，x₂，…，x_s)，则该符号矢量块x中的每个符号矢量x_i都满足下述公式：x_i′＝RM×u_i′；式中，对于N维旋转调制，N为大于1的自然数，u_i是N维的行向量，表示旋转调制处理前的调制符号，u_i′是u_i的转置列向量；x_i是是N维的行向量，表示多维旋转调制后的调制符号，x_i′是x_i的转置列向量；RM是N阶的旋转矩阵，其每行或每列的平方和都为1，行向量或列向量之间满足正交性； 

(15)将每根天线上所有用户的旋转调制后的调制符号合并得到包含G个调制符号的符号矢量块，称其为调制符号矢量块；再分别对每根天线上的调制符号矢量块做存储处理； 

(2)发送端按照设定的OFDM模式分别对位于存储器中的每根天线上的所有用户的符号矢量块分配OFDM时频资源，将每个用户的符号矢量块依次平均分布到每个OFDM符号中，再对各个OFDM符号中每个用户的符号矢量块进行Q路交织处理； 

(3)发送端先对其全部Nt根发送天线上的符号进行空间分层交织处理，再对空间分层交织后的全部Q路正交分量进行空间Q路交织处理； 

(4)发送端利用理想信道估计的信道值对空间Q路交织后的符号矢量块进行预编码处理后，再对其进行存储； 

(5)发送端根据预设的每个OFDM符号内设置的调制符号数OFDM_Length和逆快速傅里叶变换IFFT运算长度，分别对每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零，再对补零后的每个OFDM符号进行包括IFFT运算和添加循环前缀CP的OFDM处理，然后发送数据； 

(6)接收端接收数据后，先对接收天线上的数据块符号进行去除CP和快速傅里叶变换FFT运算的解OFDM处理，再进行去零处理； 

(7)接收端利用步骤(4)的信道值对其接收到的数据进行预解码处理； 

(8)接收端先对全部Nr根接收天线上预解码后的符号矢量块顺序进行Q路分量的空间解交织和空间分层解交织处理，再对每根接收天线上的符号矢量块分别进行时频Q路解交织、解时频资源分配、旋转解调和译码运算后，得到所需的比特信息。 

本发明是一种用于MIMO-OFDM系统的旋转调制信号的方法，其技术上的创新点是：将MIMO、OFDM和旋转调制三种技术相互结合起来，先在调制星座图的旋转和分量交织引入信号调制分集，藉由旋转调制和分量交织，将准备传输的数据扩散分布到不同分量上，使得发送后的符号在传输过程中产生的I路同相分量和Q路正交分量各自在两种衰落信道上彼此独立传输，消除发送信号I路和Q路衰落系数的相关性，增加信号空间分集的优势而获取调制分集增益；并选择最优旋转角度，获取传输性能的最大提升；同时引入OFDM频率分集和时频交织分集，即综合、有效地利用时间分集、空间分集和频率分集的特性，既可以使系统达到很高的传输效率，提高频谱利用率，又可以通过分集实现高可靠性的传输，降低误码率和误帧率，逼近衰落信道下的信道容量，能够满足下一下无线传输网发展的要求。因此，本发明在衰落信道传输中，能够有效提高通信系统的各项性能，在整体上获得优于BICM-MIMO系统的性能优势；而且，本发明方法能够适用于多种编码调制方案，特别适用于高码率和不同码长的码字，能显著降低系统的误帧率，具有很好的推广应用前景。 

附图说明

图1是本发明用于MIMO-OFDM系统的旋转调制信号方法的流程图。 

图2(a)、(b)分别是QPSK星座图的二维坐标系及其旋转后的示意图。 

图3是OFDM系统的时隙结构示意图。 

图4(a)、(b)分别是OFDM帧结构中集中式和分布式的两种模式示意图。 

图5(a)、(b)分别是四维旋转调制Q路交织中符号的时频交织规则示意图和Q路频域交织规则示意图。 

图6是本发明实施例中采用的时频二维交织器规则示意图。 

图7(a)、(b)分别是对角空间分层交织前后传输矩阵的两个示意比较图。 

图8(a)、(b)分别是空间Q路交织前后的数据排列示意图。 

图9是本发明实施例中OFDM时频资源分配方式示意图。 

图10是旋转星座图经过信道衰落后形成的星座图和解调示意图。 

图11是在MIMO_OFDM系统中的码率8/9、QPSK调制、多径瑞利衰落(3GPP TU)信道、集中式OFDM模式条件下，采用本发明二维旋转调制技术与不采用旋转调制技术的两种仿真实施例的误帧率曲线实验结果的对比图。 

图12是在MIMO_OFDM系统中的码率8/9、QPSK调制、多径瑞利衰落(3GPP TU)信道、分布式OFDM模式条件下，采用本发明二维旋转调制技术与不采用旋转调制技术的两种仿真实施例的误帧率曲线实验结果的对比图。 

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图和实施例对本发明方法的具体步骤、特征和性能作进一步的详细描述。 

本发明是一种用于MIMO-OFDM系统的旋转调制信号的方法，该方法能够高效利用时间分集、空间分集和频率分集的各项优良特性，减低传输差错率，提高传输可靠性。 

参见图1，介绍本发明方法的各个具体操作步骤： 

步骤1、发送端根据编码码率R、调制阶数M、每根天线上的用户数P、每 根天线上每次传输过程中发送的OFDM符号数OFDM_Num和每个OFDM符号内设置的调制符号数OFDM_Length，确定每根天线上发送的每个用户的信息比特长度K，并对其做编码调制处理；再依照设定的旋转角度对调制后符号的I路同相分量和Q路正交分量进行旋转调制处理，然后对旋转调制后的每根天线的符号矢量块进行存储。该步骤1进一步包括下述操作内容： 

(11)发送端先计算每根天线每次传输过程中所有用户发送的调制符号的总数G：G＝OFDM_Num×OFDM_Length，式中，OFDM_Num是每根天线上每次OFDM传输过程中发送的OFDM符号数，OFDM_Length是每个OFDM符号内设置的调制符号数；然后计算每根天线上每个用户每次传输发送的调制符号数S： 

式中，P是发送端每根天线上的用户总数。 

本发明实施例中，选择的OFDM帧结构是协议3GPP TS 36.211规定的TDD模式帧结构，每根天线上每次OFDM传输过程中发送的OFDM符号的个数OFDM_Num是12，每根天线上每个OFDM符号内设置的调制符号个数OFDM_Length是1200，则每根天线每次传输过程中发送的所有用户调制符号总数G：G＝OFDM_Num×OFDM_Length＝14400；由于每根发送天线上的用户总数P＝20，因此，每根天线上每个用户每次传输发送的调制符号的个数 

(12)根据调制阶数M计算每个调制符号是由m个比特映射组成，即M＝2^m，则m＝log₂M，计算每根天线上的每个用户的发送数据在编码后的码长Nu：Nu＝S×m；再计算每个用户的发送数据在编码前的信息比特位长K：K＝R×Nu，式中，码率R是取值范围为(0，1]的实数。 

本发明实施例中，码率选用8/9，调制方式选用QPSK，因此调制阶数M＝4，每个符号是由m＝2个比特映射组成；从而计算出每根天线上每个用户的发送数据在编码后的码长Nu＝S×m＝1440，再计算每个用户的发送数据在编码前的信息比特位长K＝R×Nu＝1280。 

(13)将每根天线上每个用户发送的K比特信息进行编码，再将编码后的 每个用户的码长Nu比特根据调制模式要求，确定对应的格雷映射星座图样后，进行对应的符号映射；并用符号矢量u_i表示每个用户调制后的符号，则每个用户的发送数据在调制后的调制符号、即每个用户的符号矢量组成的集合为u＝(u₁，u₂，…，u_s)，式中，下标S为每根天线上每个用户每次传输发送的调制符号数。 

本发明实施例中，采用Turbo码分别对每根天线上每个用户发送的1280个比特编码生成码长为1440的码字，再用采用QPSK调制方式，将每根天线上每个用户的码字映射成长度为720的调制符号，因此每根天线上每个用户的符号矢量组成的集合为u＝(u₁，u₂，…，u₇₂₀)。 

(14)采用旋转矩阵RM对每根天线上每个用户的调制符号进行多维旋转调制处理，获取调制分集增益：设旋转矩阵为RM，则旋转调制后的符号集合为x＝(x₁，x₂，…，x_s)，则该符号集合x中的每个符号矢量x_i都满足下述公式：x_i′＝RM×u_i′；式中，对于N维旋转调制，N为大于1的自然数，u_i是N维的行向量，表示旋转调制处理前的调制符号，u_i′是u_i的转置列向量；x_i是是N维的行向量，表示多维旋转调制后的调制符号，x_i′是x_i的转置列向量；RM是N阶的旋转矩阵，其每行或每列的平方和都为1，行向量或列向量之间满足正交性； 

对调制符号进行多维旋转调制处理的维数包括2维或4维；其具体方法为： 

选择进行二维旋转调制时，每个二维调制符号是由一个调制符号的同相分量和正交分量所构成，即每次旋转调制处理一个调制符号的同相分量和正交分量；故设二维旋转调制处理前的每个调制符号为u_i＝A+Bj，其中，A是u_i的同相分量，B是u_i的正交分量；旋转矩阵 $\mathrm{RM}=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right),$ θ是设定的旋转角度，其取值范围为 

经过二维旋转调制处理后的符号为x_i＝X+Yi时，则  $\left(\begin{array}{c}X\\ Y\end{array}\right)=\mathrm{RM}\×\left(\begin{array}{c}A\\ B\end{array}\right),$ 即 $\left(\begin{array}{c}X\\ Y\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}A\\ B\end{array}\right);$

选择进行四维旋转调制时，每个四维调制符号是由相邻的两个调制符号的 同相分量和正交分量所构成，即每次旋转调制处理两个相邻调制符号各自的同相分量和正交分量；故设四维旋转调制处理前的两个调制符号分别为A+Bj和C+Dj，且经过四维旋转调制后的这两个调制符号对应的值分别为X+Yj和Z+Wj时，则 $\left(\begin{array}{c}X\\ Y\\ Z\\ W\end{array}\right)=\mathrm{RM}\×\left(\begin{array}{c}A\\ B\\ C\\ D\end{array}\right),$ 式中， $\mathrm{RM}=\left(\begin{array}{cccc}\cos {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2& \sin {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2& \cos {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2& \sin {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2& \cos {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2& -\sin {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2& \cos {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2\\ -\cos {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2& -\sin {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2& \cos {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2& \sin {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2\\ \sin {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2& -\cos {\mathrm{\θ}}_1\sin {\mathrm{\θ}}_2& -\sin {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2& \cos {\mathrm{\θ}}_1\cos {\mathrm{\θ}}_2\end{array}\right),$ θ₁和θ₂分别是设定的旋转角度，其取值范围均为[0，2π]。 

参见图2，以四相移相键控QPSK调制为例，介绍旋转调制前后星座图的比较；因为QPSK是将每2个比特映射为1个符号，共有4种可能的比特组合和对应的符号值，图2(a)所示为普通调制情况下的格雷映射星座图，其中A、B分别为各星座点在实部轴与虚部轴上的投影，其数值分别为 

图2(b)为图2(a)经过θ度旋转调制后形成的星座图，其中X、Y值分别为旋转调制后各星座点在实部轴与虚部轴上的投影，通过旋转调制运算后，X、Y值所确定的星座点的数值等价于图2(a)顺时针旋转θ度。本发明实施例中，二维四相移相键控QPSK调制的θ取值为 旋转因子x＝cosθ＝0.8944，y＝sinθ＝0.4472，假设旋转调制前的符号为A+Bj，旋转调制后的符号为X+Yj，则根据 $\left(\begin{array}{c}X\\ Y\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}0.8944& 0.4472\\ -0.4472& 0.8944\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}A\\ B\end{array}\right),$ 能够得到旋转调制后的符号；采用16QAM的θ取值为 

采用64QAM的θ取值为 从而得到如下旋转调制矩阵： 

(15)将每根天线上所有用户的旋转调制后的调制符号合并得到包含G个调制符号的符号矢量块，称其为调制符号矢量块；再分别对每根天线上的调制符号矢量块做存储处理。 

本发明实施例中，将每根天线上20个用户的调制符号合并后，得到包含14400个调制符号的符号矢量块。 

步骤2、发送端按照设定的OFDM模式分别对位于存储器中的每根天线上的所有用户的符号矢量块分配OFDM时频资源，将每个用户的符号矢量块依次平均分布到每个OFDM符号中，再对各个OFDM符号中每个用户的符号矢量块进行Q路交织处理。该步骤2进一步包括下述操作内容： 

(21)发送端对每根天线上所有用户的符号矢量块，按照设定的集中式或分布式的OFDM模式分配OFDM时频资源，其中，时间资源是OFDM符号依次发送的时隙，频率资源是发送每个OFDM符号所占用的子载波带宽；也就是将每根天线上每个OFDM符号所包括的每个用户的调制符号的数量L设置为： 

式中，OFDM_Length是每个OFDM符号内的调制符号数，P是发送端每根天线上的用户总数，S是在每根天线上每个用户每次传输发送的调制符号数，OFDM_Num是每根天线上每次OFDM传输过程中发送的OFDM符号数；使得每个OFDM符号包括L×P个调制符号，其在频域上占据OFDM_Length个子载波带宽；且总共有OFDM_Num个OFDM符号，在时域上占据OFDM_Num个时隙； 

参见图3，介绍本发明实施例中OFDM时频资源分配情况， 

N_symb＝6，N_RB＝100，T_slot＝5ms。该实施例是将两个时隙一起操作的，所以每次OFDM传输过程中，每根天线上OFDM符号数OFDM_Num＝12，每个OFDM符号内包括的调制符号数OFDM_Length＝1200，无论采用集中式或分布式，都是将用户 的符号矢量块按照图3方式存储在时隙结构中，经过上述OFDM时频资源的分配，每个用户的720个调制符号平均分布在12个OFDM符号上，即每个OFDM符号都含有各用户的60个调制符号。 

参见图4(a)，介绍按照集中式OFDM模式将用户符号矢量块写入时隙结构的方法。图中底纹相同的方块表示同一用户的符号矢量块，将同一用户符号矢量块内的L＝720个符号以 

分为一组，共有60组；图中每个方块代表包含12个调制符号的一组，将用户的符号矢量块分好组后，依次将同一用户的符号矢量块每5组为一列按列顺序排列，共有2×N_symb列，即每个用户的60组分组块可以化成5×12的矩阵，该矩阵的每个元素为一个包括12个调制符号的分组。以此类推，依次将20个用户的符号矢量块按照上述方式排列后，组成了100×12的矩阵，再按照箭头所示，按列顺序取出分组块存储在图4的时隙结构存储器内。 

参见图4(b)，介绍按照分布式OFDM模式将用户符号矢量块写入时隙结构的方法。先按上述同样方法将用户的符号矢量块以12个调制符号为一组进行分组后，依次将每个用户的60个分组块按行顺序排列，每个用户的符号矢量块化为1×60的矩阵，则20个用户的符号矢量块组成了20×60的矩阵，再按照箭头所示，按列顺序取出。即依次将每个用户的第一组取出后，再继续取每个用户的第二组，以此类推，直到取完20个用户的第60组。 

(22)按照前述步骤所选择的多维旋转调制的维数，对每根天线上OFDM符号中的每个用户的符号矢量块执行下述相应的Q路交织处理：调制符号矢量的时频交织、Q路频域交织和Q路时频二维交织器交织。 

当发送端按照集中式OFDM模式进行Q路交织时，若采用二维旋转调制，则所述步骤(22)中，不执行调制符号矢量的时频交织和Q路频域交织的操作，直接执行Q路时频二维交织器的交织操作；若采用四维或更高维数的旋转调制，则该步骤(22)包括下列操作内容： 

(221)发送端对每根天线上每个OFDM符号周期内同一用户的旋转调制 后的符号矢量进行时频交织处理，时频交织规则为：把每根天线上每个用户的旋转调制后的符号矢量按照逐行写入方式存储在 

格式的交织器后，再按照逐列方式取出，以通过该符号矢量的时频交织变换，减小每次旋转调制中两个相邻符号矢量间的时域和频域的相关性，式中，D为多维旋转调制的维数。 

本发明实施例如果采用二维旋转调制时，则不执行步骤(221)；如果采用四维旋转调制，则按照步骤(221)进行调制符号的时频交织：参见图5(a)所示，将一次四维旋转调制同时处理的两个符号分散放在相隔 

的两个频率上，使得这两个符号相隔30个符号的间隔，从而减小一次四维旋转调制处理中两个相邻符号间的时域和频域的相关性。 

(222)对每根天线上每个OFDM符号周期内每个用户的时频交织后的符号矢量的Q路正交分量依序进行频域交织处理，频域交织规则是对每根天线上每个OFDM符号内的属于同一用户的L个调制符号矢量一起处理：先将该L个符号矢量中、间隔为 

的D个符号矢量的Q路分量设为一组，共有 

组；再将每组内的Q路分量依序向右循环移动一位，即Q_f移动至 

位置，而 

移动至 

位置， 

移动至 

位置，相应地，最后一位Q路分量移至Q_f位置；然后再将I路同相分量和移位后的Q路正交分量合并组成新的符号矢量。 

本发明实施例如果采用二维旋转调制时，也不执行步骤(222)；如果采用四维旋转调制，则进行Q路分量的频域交织：参见图5(b)所示，每根天线上每个OFDM符号内同一用户的60个调制符号中，间隔为15个符号的四个调制符号的Q路分量取作一组，将这一组内的Q路分量依次右移循环移位，即：Q₀→Q₁₅→Q₃₀→Q₄₅→Q₀，依次对其余每组进行相同的操作。 

(223)按照设定的时频二维交织规则，对每根天线上每个用户平均分布在各个OFDM符号内、每次发送的全部S个调制符号进行交织处理，使交织后的每个用户每次发送的该S个调制符号中的任何一个调制符号的正交分量与其同 相分量在时间和频率上都尽可能地互不相关，即使正交分量与其同相分量的距离尽可能远。 

当发送端按照分布式OFDM模式进行Q路交织时，先按照上述集中式OFDM模式的操作规则计算出步骤(22)结果后，再对集中式的计算结果在频域上按照步骤(21)的分布式频点分配方式将结果均匀扩展开来，时域的位置不变，而且，频域的相对位置也不变，只是改变了子载波频点的绝对位置。 

所述时频二维交织规则为：将同一用户的、在频域上间隔W个子载波带宽的调制符号设为一组，再假设选取两个序号为f₁、f₂的子载波，其中，f₂＝f₁+W，W为两个子载波频点f₁和f₂的带宽间隔； 

且设每个调制符号的Q路分量的位置坐标为(f，t)，表示每根天线上每个OFDM符号中的第f个调制符号位于频域上的第f个子载波频点和时域上的第t个OFDM符号内，自然数t是OFDM符号的序号，其最大值是OFDM_Num；先顺序选取调制符号的Q路分量，即先选取第1个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，再选取在时域上间隔 

个OFDM符号的第 

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量；接着选取第2个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，再选取在第 

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，继续选取第3个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，再选取第 

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，依次类推，按照在时域上，从第1个OFDM符号选起，再选择与它相隔 

个OFDM符号的第 

个OFDM符号，然后再增加一个选择第2个OFDM符号，再选择与它相隔 

个OFDM符号的第 

个OFDM符号， 

依次类推，一直选择到从第 

个OFDM符号，再选择与它相隔 

个OFDM符号的第(OFDM_Num)个OFDM符号，在频域上，就是f₁、f₂交替选择；这样，在交织前，每个OFDM符号中的各个调制符号的Q路分量的位置坐标分别为： 

经过Q路分量的时频二维交织后，其所占据的频域和时域的位置坐标恰好是原有OFDM符号的Q路分量依序向右循环移动一位的结果，即为 

因此，经过时频二维交织后的I路分量和Q路分量的时间间隔最小为 

约为OFDM符号的时域长度OFDM_Num×T_s的一半，其中，T_s是OFDM符号的传输时间；频域间隔为相应的OFDM系统的频域长度的二分之一；从而使得计算复杂度低的时频二维交织能充分有效地利用OFDM系统的频率分集和时间分集，并与调制分集实现联合优化。 

参见图6，介绍本发明实施例在该步骤(223)中采用的时频二维交织规则，该图为其中Q路交织的示意，具体方法是：对每个用户平均分布在各个OFDM符号中的符号矢量块的Q路分量进行交织；实施例中每个用户的符号矢量块包括S＝720个调制符号，根据时域资源平均分布在12个OFDM符号内，每个OFDM符号内包括每个用户的60个调制符号，即进行时频交织的Q路分量占据的频域资源是60个子载波，时域资源是12个OFDM符号；按照上述原则，将频域上间隔30个子载波带宽和时域上间隔≥5个OFDM符号的频点取作一组；取子载波带宽编号为f₁，f₂，其中f₁＝1...60，f₂＝(f₁+30)mod60；并令(f，t)表示该调制符号的Q路分量在频域上占据第f个子载波，在时域上占据第t个OFDM符号，t＝1、2...12；则在时间和频率上，符号的虚部按照下列规则进行位置交换：(f₁，1)→(f₂，7)，(f₂，7)→(f₁.2)，(f₁，2)→(f₂，8)，(f₂，8)→(f₁，3)，(f₁，3)→(f₂，9)，(f₂，9)→(f₁，4)，(f₁，4)→(f₂，10)，(f₂，10)→(f₁，5)，(f₁，5)→(f₂，11)，(f₂，11)→(f₁，6)，(f₁，6)→(f₂，12)， (f₂，12)→(f₁，1)。 

步骤3、发送端先对其全部Nt根发送天线上的符号进行空间分层交织处理，再对空间分层交织后的全部Q路正交分量进行空间Q路交织处理。 

该步骤3进一步包括下述操作内容： 

(31)发送端对全部Nt根发送天线上的符号进行空间分层交织处理：按照设定规则对每个时刻的全部Nt根发送天线上旋转调制后的符号位置进行重新排列，其重排规则是：假设空间分层交织处理前的t时刻第i根天线上的旋转调制符号为 

空间分层交织处理后的t时刻第k根天线上的空间交织符号为 

则 

k＝[(i+t-2)mod Nt]+1；式中，自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1，Nt]，时刻t的取值范围是1，2，...，G，G是每根发送天线上发送的符号数，mod代表取余操作。 

参见图7中的两个矩阵(a)和(b)，介绍本发明实施例中，以天线数为4的空间交织前后在4根发送天线上的数据传输矩阵的位置排列变化情况。左侧矩阵(a)所示为空间交织前的传输矩阵，其中的 

表示t时刻第i根天线要发射的符号，经过空间交织后的传输矩阵如右侧矩阵(b)所示；也就是矩阵(a)中的符号按照对角螺旋规律映射为矩阵(b)中的符号。 

(32)对空间分层交织处理后的全部Q路正交分量进行空间Q路交织：将Nt根发送天线上的空间分层交织后的数据看作Nt个符号矢量块，即{(I₀，Q₀)，(I₁，Q₁)，...，(I_Nt，Q_Nt)}，其中，(I_i，Q_i)是第i根天线上发送的符号矢量块，I_i是该符号矢量块的实部，Q_i是该符号矢量块的虚部，每个符号矢量块(I_i，Q_i)中包含G个符号；此时保持每根发送天线上发送的符号矢量块的实部不变，只重新排列每个符号矢量块的虚部位置；设重排后的第k根天线上的符号矢量块为(I_k，Q_k)，则该重排后的符号矢量块满足下述公式： $\begin{array}{cc}{I}_k=I_i& k=i\\ Q_k=Q_i& k=(i+1)\mathrm{mod}\mathrm{Nt}\end{array}.$

参见图8，介绍本发明实施例中，以发送天线数为4的空间Q路分量交织情况。交织前后的每根天线上的数据的I路信息分量、即其实部信息保持不变， 而Q路信息分量、即其虚部信息进行位置上的变动，这样达到空间Q路交织的效果。 

步骤4、发送端利用理想信道估计的信道值对空间Q路交织处理后的符号矢量块进行预编码处理后，再对其进行存储。 

该步骤4进一步包括下述操作内容： 

(41)假设步骤(3)完成空间Q路交织处理后的全部Nt根发送天线上的符号矢量块为Z＝{Z₁，Z₂，...，Z_Nt}^T，式中，Z_i是每根发送天线上长度为G的符号矢量块，自然数i是发送天线序号，其取值范围是：[1，Nt]； 

(42)假设理想信道估计情况下的已知衰落信道H，对该信道H做奇异值分解，得到H＝UΛV^H，式中，Λ是Nr×Nt的非负对角矩阵，U和V分别是Nr×Nr和Nt×Nt的酉矩阵，所述酉矩阵是指满足矩阵本身与其共轭转置矩阵的乘积为单位矩阵的矩阵，即矩阵U与其共轭转置矩阵U^H的乘积，以及矩阵V与其共轭转置矩阵V^H的乘积都为单位矩阵；再分别存储下述各个矩阵：U、U^H、Λ、V和V^H； 

(43)将步骤(42)分解出来的V矩阵与符号矢量块Z相乘，得到经过预编码生成的、与符号矢量块Z的长度相同的符号矢量块X：X＝VZ，即X＝{X₁，X₂，...，X_Nt}^T，式中，X_i是每根天线上经过预编码后的符号矢量块。 

步骤5、发送端根据预设的每根天线上的OFDM调制长度OFDM_Length和逆快速傅里叶变换IFFT运算长度，分别对每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零，再对补零后的每个OFDM符号进行包括IFFT运算和添加循环前缀CP的OFDM处理，然后发送数据； 

该步骤5进一步包括下述操作内容： 

(51)分别对每根天线上每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零后，再对每个OFDM符号分别按照下述公式进行IFFT运算： 

式中，N是子载波数，X(k)是设定调制模式下的复信号，x(n)为OFDM符号在时域的采样，虚数单位j的定义是：j²＝-1，k是OFDM符号中的符号矢量的序号，其取值范围为[0，N-1]的非负整数； 

参见图9，介绍本发明实施例中分配OFDM时频资源情况：横轴表示OFDM符号在子载波带宽上的分配情况，纵轴表示OFDM符号在时隙上的分配情况。按照图3所示的每个OFDM符号长度为1200，每次OFDM传输过程处理12个OFDM符号，占用2048个OFDM子载波带宽；该实施例选取的FFT或IFFI的长度为2048，对重新分配后的每个OFDM符号中长度为1200个调制符号，要补充848个零，以使其长度等于IFFT的长度2048。 

(52)对每个经过IFFT运算后的OFDM符号分别添加循环前缀CP，消除多径信道传输引起的符号间干扰；具体操作为：将每个OFDM符号尾部的μ个符号拷贝添加至该OFDM符号的前端，其中，μ是CP的长度； 

本发明实施例中，循环CP长度μ为512，添加CP处理后的每组OFDM符号块长度增加至2560。 

(53)每根天线分别依次发送经过OFDM处理的数据。 

步骤6、接收端接收数据后，先对接收天线上的数据块符号进行去除CP和快速傅里叶变换FFT运算的解OFDM处理，再进行去零处理。 

该步骤6进一步包括下述操作内容： 

(61)接收端接收数据后，对其进行解OFDM处理：先对每根天线上接收到的每个OFDM符号分别去除CP，即将接收到的每个OFDM符号分别删除其头部μ个符号；再对每根天线上每个OFDM符号分别按照下述公式进行快速傅里叶变换FFT运算： 

式中，N是子载波数，X(k)是设定调制模式下的复信号，x(n)为OFDM符号在时域的采样，虚数单位j的定义是：j²＝-1，k是OFDM符号中的符号矢量序号，其取值范围为[0，N-1]的非负整数；然后，对变换后的OFDM符号进行存储。 

本发明实施例中，接收端接收到数据后，先对每根接收天线上接收到的每组OFDM符号块分别删除前端长度为的512的循环前缀CP。 

(62)对每根天线上的OFDM_num个OFDM符号分别做除零处理，即删除步骤(51)为匹配IFFT长度在每个OFDM符号尾部添加的零。 

本发明实施例中，对于每根天线上的12个OFDM符号块都分别进行除零处理，即是删除OFDM符号块其每个尾部的848个符号。 

步骤7：接收端利用步骤(4)的信道值对其接收到的数据进行预解码处理。该步骤7进一步包括下述操作内容： 

该步骤7进一步包括下述操作内容： 

(71)假设接收端的全部Nr根接收天线上接收到的符号矢量块为r＝{r₁，r₂，...，r_Nr}^T，式中，r_i是每根接收天线上接收到的符号矢量块，自然数i是接收天线序号，其取值范围是：[1，Nr]。 

(72)将步骤(42)分解出来的U矩阵的共轭转置矩阵U^H与接收到的符号矢量块r相乘，得到的积为经过预解码后的、与符号矢量块r的长度相同的符号矢量块y：y＝U^Hr，即y＝{y₁，y₂，...，y_Nr}^T，式中，y_i是每根接收天线上经过预解码后的符号矢量块。 

步骤8、接收端先对全部Nr根接收天线上预解码后的符号矢量块顺序进行Q路分量的空间解交织和空间分层解交织处理，再对每根接收天线上的符号矢量块分别进行时频Q路解交织、解时频资源分配、旋转解调和译码运算后，得到所需的比特信息。 

该步骤8进一步包括下述操作内容： 

(81)接收端先对全部Nr根接收天线上预解码后的全部Q路正交分量做空间Q路解交织，即按照步骤(32)的规则做逆向处理：保持每根接收天线上符号矢量块的实部不变，只对每个符号矢量块的虚部位置按照下述方式重新排列：设重排前的第i根接收天线上的符号矢量块为(I_i，Q_i)，则重排后的第k根接收天线上的符号矢量块(I_k，Q_k)满足下述公式： $\begin{array}{cc}{I}_k=I_i& k=i\\ Q_k=Q_i& k=(i-1)\mathrm{mod}\mathrm{Nt}\end{array},$ 式中，mod代表取余操作。 

参见图8，介绍空间Q路解交织过程，也就是空间Q路交织过程的逆向处理。解交织前的数据排列相当于图8(b)中交织后的数据排列，解交织后的数据排列相当于图8(a)中交织前的数据排列。因此，解交织前后，在每根天线上的 数据的I路分量信息、即其实部信息保持不变，而Q路分量信息、即其虚部信息做位置上的变动，这样实现了空间Q路交织的效果。 

(82)接收端对全部Nr根接收天线上完成解交织后的数据进行空间分层解交织，即按照步骤(31)的规则做逆向处理：假设空间分层解交织前的t时刻第i根天线上的Q路矢量符号为 

空间分层解交织后的t时刻第k根天线上的空间分层解交织矢量符号为 

则有： 

k＝[(i-t)mod Nt]+1；式中，时刻t的取值范围是1，2...，G，mod代表取余操作； 

参见图7，介绍本发明实施例中进行的空间分层解交织处理过程，就是步骤(31)空间对角交织处理的逆处理过程，即是将图7(b)所示的空间解交织前的传输矩阵还原为图7(a)所示的空间解交织后的传输矩阵. 

(83)按照步骤(13)选择的多维旋转调制和步骤(21)选择的集中式或分布式的OFDM模式，对每根天线上OFDM符号内的符号矢量进行相应的时频Q路解交织处理，即按照步骤(22)的对应规则进行逆向处理。 

该步骤(83)进一步包括下述操作内容： 

当接收端按照集中式OFDM模式进行Q路解交织时，若采用二维旋转调制，则该步骤(83)中，只执行Q路时频二维交织器的解交织操作，不执行调制符号矢量的时频解交织和Q路频域解交织的操作；若采用四维或更高维数的旋转调制，则所述步骤(83)包括下述操作内容： 

(831)按照步骤(223)的时频二维交织规则的逆向处理方法对每根天线上符号矢量的Q路分量进行解交织：先顺序选取每根天线上调制符号的Q路分量，即先选取第 个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，再选取第2个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，接着选取第 

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，再选取第3个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，继续选取第 

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，然后选取第3个OFDM符号内第f₁个调制符 号的Q路分量，依次类推；在时域上按照从第 个OFDM符号选起， 

再选择第2个OFDM符号，接着选择与它相隔 

个OFDM符号第 个OFDM符号，再选择从第2个增加1个OFDM符号的第3个OFDM符号，然后选择与它相隔 

个OFDM符号第 

个OFDM符号，依次类推，选择到从第 

个OFDM符号，再选择与它相隔 

个OFDM符号的第(OFDM_Num)个OFDM符号，最后选取第1个OFDM符号；在频域上是f₂、f₁交替选择；这样，在交织前，每个OFDM符号中的各个调制符号的Q路分量的位置坐标分别为： 

经过Q路分量的时频二维解交织后，其所占据的频域和时域的位置坐标恰好是原有OFDM符号的Q路分量依序向左循环移动一位的结果，即为： 

使得Q路正交分量符号在时间和频率上都按照上述规则进行位置交换： 

$(f_1,1)\→(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}),(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num})\→(f_1,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}),$

$(f_1,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2})\→(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}-1),(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}-1)\→(f_1,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}-1),$

$(f_1,\frac{\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}}{2}-1)\→(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}-2),......,(f_2,\mathrm{OFDM}\_\mathrm{Num}/2+2)\→(f_1,2),$

(f₁，2)→(f₂，OFDM_Num/2+1)，(f₂，OFDM_Num/2+1)→(f₁，1)。 

本发明实施例中，按照步骤(831)解Q路时频二维交织是将原来属于同一调制符号的虚部和实部进行匹配还原，具体方法是：将频域上间隔30个子载波带宽和时域上间隔≥5个OFDM符号的频点取作一组；取子载波带宽编号为f₁，f₂，其中f₁＝1...60，f₂＝(f₁+30)mod 60；并令(f，t)表示符号Q路分量在频域 上占据第f个子载波，在时域上占据第t个OFDM符号，t＝1、2、...、12；则在时间和频率上，符号虚部按照下列规则进行位置交换：(f₁，1)→(f₂，12)，(f₂，12)→(f₁，6)，(f₁，6)→(f₂，11)，(f₂，11)→(f₁，5)，(f₁，5)→(f₂，10)，(f₂，10)→(f₁，4)，(f₁，4)→(f₂，9)，(f₂，9)→(f₁，3)，(f₁，3)→(f₂，8)，(f₂，8)→(f₁，2)，(f₁，2)→(f₂，7)，(f₂，7)→(f₁，1)。 

(832)按照步骤(222)的逆向处理方法对每根天线上符号矢量的Q路分量进行解频域交织，其规则为：每根天线上每个OFDM符号内同一用户的L个符号矢量中，间隔为 

的D个符号矢量的Q路分量设为一组，将该组内的Q路分量依次向左循环移动一位，则将原来属于同一符号矢量的虚部和实部进行匹配还原。 

实施例中，如果采用二维旋转调制，不执行该步骤(832)，如果采用四维旋转调制，则按照该步骤(832)解Q路频域交织的具体方法是：将一个OFDM符号内同一用户的符号矢量中的60个符号，间隔为15的四个符号的Q路分量取作一组，将这组内的Q路分量依次左移循环移位，则将原来属于同一符号的虚部和实部进行匹配还原，依次对其余各组的Q路分量进行相同的操作。 

(833)按照步骤(221)的逆向处理方法对每根天线上符号矢量进行时频解交织，其规则为：将每根天线上每个用户的符号矢量按照逐行写入方式存储于以 

格式的交织器后，再按照逐列方式取出，完成符号矢量的时频解交织变换。 

实施例中，如果采用二维旋转调制，不执行该步骤(833)，如果采用四维旋转调制，则按照该步骤(833)解时频交织的具体方法是：将每个用户在一个OFDM符号中的60个调制符号内，分散在相隔30的两个符号放到相邻的位置，从而还原一次四维旋转调制处理前的四个分量的位置。 

需要说明的是：当接收端按照分布式OFDM模式进行时频Q路解交织时，则先按照集中式的频点分配方式将分布式还原成为集中式后，再执行上述步骤 (83)相应操作。 

(84)继续进行OFDM解时频资源分配操作：将该步骤(21)分配在OFDM时频资源上的每根天线上全部OFDM符号中的所有L×P个调制符号按照该步骤的逆向操作顺序，重新还原为每根天线上串行的所有用户的符号矢量。 

(85)采用最大似然解调方式对每根接收天线上的符号矢量块进行旋转解调：以经过衰落信道后的旋转星座图为解调参考星座图，通过计算接收到的符号矢量块中的每个符号与其参考星座图中每个星座点的欧式距离，分别得到映射成为每个符号中的各个比特的对数似然比，用于译码。 

参见图10，介绍使用旋转调制星座图以及经过衰落信道后形成的星座图及其解调的方式，图中每根接收天线上接收的I路和Q路的信号都分别受到衰落信道影响而产生不同的幅度畸变。设I路和Q路的衰落幅度系数分别为|λ_i|和|λ_j|，其中λ_i或λ_j分别是步骤(42)中矩阵Λ第i行或第j行对角线上的元素；其解调的方式是：先计算接收点到各个星座点的距离，即图中所示的d₁～d₄，再计算该符号对应的每位比特的对数似然比。以第一个比特为例，根据该星座图，四个星座点中第1位为0的比特组合为00和01，其对应的距离是d₁和d₄，第1位为1的比特组合为10和11，其对应的距离是d₂和d₃；从而得到该比特的对数似然比为： 

$\log \frac{\exp (-\frac{{d_1}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2})+\exp (-\frac{{d_4}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2})}{\exp (-\frac{{d_2}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2})+\exp (-\frac{{d_3}^2}{2{\mathrm{\σ}}^2})}.$

(86)将每根接收天线上的符号矢量块还原成为码长都为Nu的P个用户的比特信息，再根据编码方式选择相对应的译码方式将每根接收天线上的每组用户的比特信息译码还原为K个比特的信息比特，结束流程。 

实施例中，将每根接收天线上的数据块符号还原成码长都1440的20个用户的信息比特；选择Log-MAP算法译码，当码率为8/9，还原出每根接收天线上每个用户长度分别为1280的信息比特，流程结束。 

为了鉴定和验证本发明方法的传输性能，申请人采用多径瑞利衰落(3GPP TU)信道模型对构造的MIMO-OFDM系统中的旋转调制技术的传输性能进行了实施例的仿真试验。 

参见图11和图12，该两个图是在MIMO-OFDM系统中采用本发明旋转调制技术在码率为8/9时与没有采用旋转调制技术分别在不同调制方式与不同衰落信道下的FER对比图。 

下面介绍该仿真系统的各项参数和用于试验和分析性能的实施例各个参数的设置情况。图中展示的是在码率为8/9，调制方式为QPSK时的误帧率(FER)和信噪比(Eb/No)之间的性能对比曲线关系(如图12-15所示)。 

下面的表1为MIMO-OFDM系统参数表 

参数名称	数值
		发送天线数Nt	2
接收天线数Nr	2
		每根天线用户数P	20
每根天线OFDM符号	12
		OFDM周期的调制符号	1200
码率	8/9
		调制模式	QPSK
信道模型	多径瑞利衰落(3GPP TU)信道
		译码方式	Turbo：Log-MAP最大迭代次数＝8

下面的表2为码率为8/9时旋转调制增益(FER＝10^-2) 

旋转调制增益	QPSK
		集中式资源分配	13.5
分布式资源分配	9
		最优角	arctan(1/2)

从图11和图12可以看出，当码率为8/9，采用QPSK调制，每根天线上每个用户调制后符号数为720时，在MIMO-OFDM系统中采用本发明旋转调制方法的性能远远好于传统的BICM技术的FER性能。当FER＝10^-2时，集中式OFDM资源分配情况下采用本发明旋转调制方法的性能优于BICM技术约13.5dB，分 布式OFDM资源分配情况下采用本发明旋转调制方法的性能优于BICM技术有9dB的增益。 

总之，本发明的实施例试验是成功的，实现了发明目的。 

Claims (12)

1.一种基于MIMO-OFDM系统的旋转调制信号的方法，其特征在于，所述方法包括下述操作步骤：

(1)发送端根据编码码率R、调制阶数M、每根天线上的用户数P、每根天线上每次传输过程中发送的OFDM符号数OFDM_Num和每个OFDM符号内设置的调制符号数OFDM_Length，确定每根天线上发送的每个用户的信息比特长度K，并对其做编码调制处理；再依照设定的旋转角度对调制后符号的I路同相分量和Q路正交分量进行旋转调制处理，然后对旋转调制后的每根天线的符号矢量块进行存储；该步骤进一步包括下述操作内容：

(11)发送端先计算每根天线每次传输过程中所有用户发送的调制符号的总数G：G＝OFDM_Num×OFDM_Length，式中，OFDM_Num是每根天线上每次传输过程中发送的OFDM符号数，OFDM_Length是每个OFDM符号内设置的调制符号数；然后计算每根天线上每个用户每次传输发送的调制符号数S： 

式中，P是发送端每根天线上的用户总数；

(12)根据调制阶数M计算每个调制符号是由m个比特映射组成，即M＝2^m，则m＝log₂M，计算每根天线上的每个用户的发送数据在编码后的码长Nu：Nu＝S×m；再计算每个用户的发送数据在编码前的信息比特位长K：K＝R×Nu，式中，码率R是取值范围为(0，1]的实数；

(13)将每根天线上每个用户发送的K比特信息进行编码，再将编码后的每个用户的码长Nu比特根据调制模式要求，确定对应的格雷映射星座图样后，进行对应的符号映射；并用符号矢量u_i表示每个用户调制后的符号，则每个用户的发送数据在调制后的调制符号、即每个用户的符号矢量组成的集合为u＝(u₁，u₂，…，u_s)，式中，下标S为每根天线上每个用户每次传输发送的调制符号数；

(14)采用旋转矩阵RM对每根天线上每个用户的调制符号进行多维旋转调制处理，获取调制分集增益：设旋转矩阵为RM，则旋转调制后的符号矢量 块为x＝(x₁，x₂，…，x_s)，则该符号矢量块x中的每个符号矢量x_i都满足下述公式： x_i′＝RM×u_i′；式中，对于N维旋转调制，N为大于1的自然数，u_i是N维的行向量，表示旋转调制处理前的调制符号，u_i′是u_i的转置列向量；x_i是N维的行向量，表示多维旋转调制后的调制符号，x_i′是x_i的转置列向量；RM是N阶的旋转矩阵，其每行或每列的平方和都为1，行向量或列向量之间满足正交性；

(15)将每根天线上所有用户的旋转调制后的调制符号合并得到包含G个调制符号的符号矢量块，称其为调制符号矢量块；再分别对每根天线上的调制符号矢量块做存储处理；

(2)发送端按照设定的OFDM模式分别对位于存储器中的每根天线上的所有用户的符号矢量块分配OFDM时频资源，将每个用户的符号矢量块依次平均分布到每个OFDM符号中，再对各个OFDM符号中每个用户的符号矢量块进行Q路交织处理；

(3)发送端先对其全部Nt根发送天线上的符号进行空间分层交织处理，再对空间分层交织后的全部Q路正交分量进行空间Q路交织处理；

(4)发送端利用理想信道估计的信道值对空间Q路交织后的符号矢量块进行预编码处理后，再对其进行存储；

(5)发送端根据预设的每个OFDM符号内设置的调制符号数OFDM_Length和逆快速傅里叶变换IFFT运算长度，分别对每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零，再对补零后的每个OFDM符号进行包括IFFT运算和添加循环前缀CP的OFDM处理，然后发送数据；

(6)接收端接收数据后，先对接收天线上的数据块符号进行去除CP和快速傅里叶变换FFT运算的解OFDM处理，再进行去零处理；

(7)接收端利用步骤(4)的信道值对其接收到的数据进行预解码处理；

(8)接收端先对全部Nr根接收天线上预解码后的符号矢量块顺序进行Q路分量的空间解交织和空间分层解交织处理，再对每根接收天线上的符号矢量块分别进行时频Q路解交织、解时频资源分配、旋转解调和译码运算后，得到所 需的比特信息。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述对调制符号进行多维旋转调制处理的维数包括2维或4维；其具体方法为：

选择进行二维旋转调制时，每个二维调制符号是由一个调制符号的同相分量和正交分量所构成，即每次旋转调制处理一个调制符号的同相分量和正交分量；故设二维旋转调制处理前的每个调制符号为u_i＝A+Bj，其中，A是u_i的同相分量，B是u_i的正交分量；旋转矩阵θ是设定的旋转角度，其取值范围为[0，2π]；经过二维旋转调制处理后的符号为x_i＝X+Yi时，则 

即

选择进行四维旋转调制时，每个四维调制符号是由相邻的两个调制符号的同相分量和正交分量所构成，即每次旋转调制处理两个相邻调制符号各自的同相分量和正交分量；故设四维旋转调制处理前的两个调制符号分别为A+Bj和C+Dj，且经过四维旋转调制后的这两个调制符号对应的值分别为X+Yi和Z+Wj时，则

式中，

θ₁和θ₂分别是设定的旋转角度，其取值范围均为[0，2π]。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述步骤(2)进一步包括下述操作内容：

(21)发送端对每根天线上所有用户的符号矢量块，按照设定的集中式或分布式的OFDM模式分配OFDM时频资源，其中，时间资源是OFDM符号依次发送的时隙，频率资源是发送每个OFDM符号所占用的子载波带宽；也就是将每根天线上每个OFDM符号所包括的每个用户的调制符号的数量L设置为： 

式中，OFDM_Length是每个OFDM符号内设 置的调制符号数，P是发送端每根天线上的用户总数，S是在每根天线上每个用户每次传输发送的调制符号数，OFDM_Num是每根天线上每次OFDM传输过程中发送的OFDM符号数；使得每个OFDM符号包括L×P个调制符号，其在频域上占据OFDM_Length个子载波带宽；且总共有OFDM_Num个OFDM符号，在时域上占据OFDM_Num个时隙；

(22)按照前述步骤所选择的多维旋转调制的维数，对每根天线上OFDM符号中的每个用户的符号矢量块执行下述相应的Q路交织处理：调制符号矢量的时频交织、Q路频域交织和Q路时频二维交织。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：当发送端按照集中式OFDM模式进行Q路交织处理时，若采用二维旋转调制，则所述步骤(22)中，不执行调制符号矢量的时频交织和Q路频域交织的操作，直接执行Q路时频二维交织操作；若采用四维或更高维数的旋转调制，则所述步骤(22)包括下列操作内容：

(221)发送端对每根天线上每个OFDM符号周期内同一用户的旋转调制后的符号矢量进行时频交织处理，时频交织规则为：把每根天线上每个用户的旋转调制后的符号矢量按照逐行写入方式存储在 

格式的交织器后，再按照逐列方式取出，以通过该符号矢量的时频交织变换，减小每次旋转调制中两个相邻符号矢量间的时域和频域的相关性，式中，D为多维旋转调制的维数；

(222)对每根天线上每个OFDM符号周期内每个用户的时频交织后的符号矢量的Q路正交分量依序进行频域交织处理，频域交织规则是对每根天线上每个OFDM符号内的属于同一用户的L个调制符号矢量一起处理：先将该L个符号矢量中、间隔为 

的D个符号矢量的Q路分量设为一组，共有 

组；再将每组内的Q路分量依序向右循环移动一位，即Q_f移动至 位置，而 

移动至 

位置， 

移动至 位置，相应地，最后一位Q路分量移至Q_f位置；然后再将I路同相分量和移位后的Q路正交分量合并组成新的符号矢量； 

(223)按照设定的时频二维交织规则，对每根天线上每个用户平均分布在各个OFDM符号内、每次发送的全部S个调制符号进行交织处理，使交织后的每个用户每次发送的该S个调制符号中的任何一个调制符号的正交分量与其同相分量在时间和频率上都尽可能地互不相关，即使正交分量与其同相分量的距离尽可能远；

当发送端按照分布式OFDM模式进行Q路交织时，先按照上述集中式OFDM模式的操作规则计算出步骤(22)结果后，再对集中式的计算结果在频域上按照步骤(21)的分布式频点分配方式将结果均匀扩展开来，时域的位置不变，而且，频域的相对位置也不变，只是改变了子载波频点的绝对位置。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于：所述时频二维交织的交织规则为：将同一用户的、在频域上间隔W个子载波带宽的调制符号设为一组，再假设选取两个序号为f₁、f₂的子载波，其中，f₂＝f₁+W，W为两个子载波频点f₁和f₂的带宽间隔； 

且设每个调制符号的Q路分量的位置坐标为(f，t)，表示每根天线上每个OFDM符号中的第f个调制符号位于频域上的第f个子载波频点和时域上的第t个OFDM符号内，自然数t是OFDM符号的序号，其最大值是OFDM_Num；先顺序选取调制符号的Q路分量，即先选取第1个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，再选取在时域上间隔 

个OFDM符号的第 

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量；接着选取第2个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，再选取在第 个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，继续选取第3个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，再选取第 

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，依次类推，按照在时域上，从第1个OFDM符号选起，再选择与它相隔 

个

OFDM符号的第 

个OFDM符号，然后再增加一个选择第2个 OFDM符号，再选择与它相隔 个OFDM符号的第 个OFDM符号，依次类推，一直选择到从第 

个OFDM符号，再选择与它相隔 

个OFDM符号的第(OFDM_Num)个OFDM符号，在频域上，就是f₁、f₂交替选择；这样，在交织前，每个OFDM符号中的各个调制符号的Q路分量的位置坐标分别为：

经过Q路分量的时频二维交织后，其所占据的频域和时域的位置坐标恰好是原有OFDM符号的Q路分量依序向右循环移动一位的结果，即为 

因此，经过时频二维交织后的I路分量和Q路分量的时间间隔最小为 

约为OFDM符号的时域长度OFDM_Num×T_s的一半，其中，T_s是OFDM符号的传输时间；频域间隔为相应的OFDM系统的频域长度的二分之一；从而使得计算复杂度低的时频二维交织能充分有效地利用OFDM系统的频率分集和时间分集，并与调制分集实现联合优化。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于：所述步骤(3)进一步包括下述操作内容：

(31)发送端对全部Nt根发送天线上的符号进行空间分层交织处理：按照设定规则对每个时刻的全部Nt根发送天线上旋转调制后的符号位置进行重新排列，其重排规则是：假设空间分层交织处理前的t时刻第i根天线上的旋转调制符号为 

空间分层交织处理后的t时刻第k根天线上的空间交织符号为 

则 

k＝[(i+t-2)mod Nt]+1；式中，自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1，Nt]，时刻t的取值范围是[1，G]，G是每根发送天线上发送的符号数，mod代表取余操作；

(32)对空间分层交织处理后的全部Q路正交分量进行空间Q路交织：将 Nt根发送天线上的空间分层交织后的数据看作Nt个符号矢量块，即{(I₀，Q₀)，(I₁，Q₁)，...，(I_Nt，Q_Nt)}，其中，(I_i，Q_i)是第i根天线上发送的符号矢量块，I_i是该符号矢量块的实部，Q_i是该符号矢量块的虚部，每个符号矢量块(I_i，Q_i)中包含G个符号；此时保持每根发送天线上发送的符号矢量块的实部不变，只重新排列每个符号矢量块的虚部位置；设重排后的第k根天线上的符号矢量块为(I_k，Q_k)，则该重排后的符号矢量块满足下述公式：

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述步骤(4)进一步包括下述操作内容：

(41)假设步骤(3)完成空间Q路交织处理后的全部Nt根发送天线上的符号矢量块为Z＝{Z₁，Z₂，...，Z_Nt}^T，式中，Z_i是每根发送天线上长度为G的符号矢量块，自然数i是发送天线序号，其取值范围是：[1，Nt]，；

(42)假设理想信道估计情况下的已知衰落信道H，对该信道H做奇异值分解，得到H＝UΛV^H，式中，Λ是Nr×Nt的非负对角矩阵，U和V分别是Nr×Nr和Nt×Nt的酉矩阵，所述酉矩阵是指满足矩阵本身与其共轭转置矩阵的乘积为单位矩阵的矩阵，即矩阵U与其共轭转置矩阵U^H的乘积，以及矩阵V与其共轭转置矩阵V^H的乘积都为单位矩阵；再分别存储下述各个矩阵：U、U^H、Λ、V和V^H；

(43)将步骤(42)分解出来的V矩阵与符号矢量块Z相乘，得到经过预编码生成的、与符号矢量块Z的长度相同的符号矢量块X：X＝VZ，即X＝{X₁，X₂，...，X_Nt}^T，式中，X_i是每根天线上经过预编码后的符号矢量块。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述步骤(5)进一步包括下述操作内容：

(51)分别对每根天线上每个OFDM符号中不足IFFT运算长度的位长补零后，再对每个OFDM符号分别按照下述公式进行IFFT运算： 

式中，N是子载波数，X(k)是设定调制模式下的复信号，

x(n)为OFDM符号在时域的采样，虚数单位j的定义是：j²＝-1，k是OFDM 符号中的符号矢量的序号，其取值范围为[0，N-1]的非负整数；

(52)对每个经过IFFT运算后的OFDM符号分别添加循环前缀CP，消除多径信道传输引起的符号间干扰；具体操作为：将每个OFDM符号尾部的μ个符号拷贝添加至该OFDM符号的前端，其中，μ是CP的长度；

(53)每根天线分别依次发送经过OFDM处理的数据。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于：所述步骤(6)进一步包括下述操作内容：

(61)接收端接收数据后，对其进行解OFDM处理：先对每根天线上接收到的每个OFDM符号分别去除CP，即将接收到的每个OFDM符号分别删除其头部μ个符号；再对每根天线上每个OFDM符号分别按照下述公式进行快速傅里叶变换FFT运算： 

式中，N是子载波数，X(k)是设定调制模式下的复信号，x(n)为OFDM符号在时域的采样，虚数单位j的定义是：j²＝-1，k是OFDM符号中的符号矢量序号，其取值范围为[0，N-1]的非负整数；然后，对变换后的OFDM符号进行存储；

(62)对每根天线上的OFDM_num个OFDM符号分别做除零处理，即删除步骤(51)为匹配IFFT长度在每个OFDM符号尾部添加的零。

10.根据权利要求7所述的方法，其特征在于：所述步骤(7)进一步包括下述操作内容：

(71)假设接收端的全部Nr根接收天线上接收到的符号矢量块为r＝{r₁，r₂，...，r_Nr}^T，式中，r_i是每根接收天线上接收到的符号矢量块，自然数i是接收天线序号，其取值范围是：[1，Nr]；

(72)将步骤(42)分解出来的U矩阵的共轭转置矩阵U^H与接收到的符号矢量块r相乘，得到的积为经过预解码后的、与符号矢量块r的长度相同的符号矢量块y：y＝U^Hr，即y＝{y₁，y₂，...，y_Nr}^T，式中，y_i是每根接收天线上经过预解码后的符号矢量块。 

11.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：所述步骤(8)进一步包括下述操作内容：

(81)接收端先对全部Nr根接收天线上预解码后的全部Q路正交分量做空间Q路解交织，即按照步骤(32)的规则做逆向处理：保持每根接收天线上符号矢量块的实部不变，只对每个符号矢量块的虚部位置按照下述方式重新排列：设重排前的第i根接收天线上的符号矢量块为(I_i，Q_i)，则重排后的第k根接收天线上的符号矢量块(I_k，Q_k)满足下述公式：

式中，mod代表取余操作；

(82)接收端对全部Nr根接收天线上完成空间Q路解交织后的数据进行空间分层解交织，即按照步骤(31)的规则做逆向处理：假设空间分层解交织前的t时刻第i根天线上的Q路矢量符号为 

空间分层解交织后的t时刻第k根天线上的空间分层解交织矢量符号为 

则有： 

k＝[(i-t)mod Nt]+1；式中，时刻t的取值范围是[1，G]，mod代表取余操作；

(83)按照步骤(13)选择的多维旋转调制和步骤(21)选择的集中式或分布式的OFDM模式，对每根天线上OFDM符号内的符号矢量进行相应的时频Q路解交织处理，即按照步骤(22)的对应规则进行逆向处理；

(84)继续进行OFDM解时频资源分配操作：将该步骤(21)分配在OFDM时频资源上的每根天线上全部OFDM符号中的所有L×P个调制符号按照该步骤的逆向操作顺序，重新还原为每根天线上串行的所有用户的符号矢量；

(85)采用最大似然解调方式对每根接收天线上的符号矢量块进行旋转解调：以经过衰落信道后的旋转星座图为解调参考星座图，通过计算接收到的符号矢量块中的每个符号与其参考星座图中每个星座点的欧式距离，分别得到映射成为每个符号中的各个比特的对数似然比，用于译码；

(86)将每根接收天线上的符号矢量块还原成为码长都为Nu的P个用户的比特信息，再根据编码方式选择相对应的译码方式将每根接收天线上的每组用户的比特信息译码还原为K个比特的信息比特，结束流程。 

12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于：所述步骤(83)进一步包括下述操作内容：

当接收端按照集中式OFDM模式进行Q路解交织时，若采用二维旋转调制，则所述步骤(83)只执行Q路时频二维交织器的解交织操作，不执行调制符号矢量的时频解交织和Q路频域解交织的操作；若采用四维或更高维数的旋转调制，则所述步骤(83)包括下述操作内容：

(831)按照步骤(223)的时频二维交织规则的逆向处理方法对每根天线上符号矢量的Q路分量进行解交织：先顺序选取每根天线上调制符号的Q路分量，即先选取第 

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，再选取第2个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，接着选取第 个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，再选取第3个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，继续选取第 

个OFDM符号内第f₂个调制符号的Q路分量，然后选取第3个OFDM符号内第f₁个调制符号的Q路分量，依次类推；在时域上按照从第 

个OFDM符号选起，再选择第2个OFDM符号，接着选择与它相隔 

个OFDM符号第 

个OFDM符号，再选择从第2个增加1个OFDM符号的第3个OFDM符号，然后选择与它相隔 

个OFDM符号第 

个OFDM符号，依次类推，选择到从第 

个OFDM符号，再选择与它相隔 

个OFDM符号的第(OFDM_Num)个OFDM符号，最后选取第1个OFDM符号；在频域上是f₂、f₁交替选择；这样，在交织前，每个OFDM符号中的各个调制符号的Q路分量的位置坐标分别为：

经过 Q路分量的时频二维解交织后，其所占据的频域和时域的位置坐标恰好是原有OFDM符号的Q路分量依序向左循环移动一位的结果，即为：

使得Q路正交分量符号在时间和频率上都按照上述规则进行位置交换：

(f₁，2)→(f₂，OFDM_Num/2+1)，(f₂，OFDM_Num/2+1)→(f₁，1)；

(832)按照步骤(222)的逆向处理方法对每根天线上符号矢量的Q路分量进行解频域交织，其规则为：每根天线上每个OFDM符号内同一用户的L个符号矢量中，间隔为 

的D个符号矢量的Q路分量设为一组，将该组内的Q路分量依次向左循环移动一位，则将原来属于同一符号矢量的虚部和实部进行匹配还原；

(833)按照步骤(221)的逆向处理方法对每根天线上符号矢量进行时频解交织，其规则为：将每根天线上每个用户的符号矢量按照逐行写入方式存储于以 格式的交织器后，再按照逐列方式取出，完成符号矢量的时频解交织变换；

当接收端按照分布式OFDM模式进行时频Q路解交织时，则先按照集中式的频点分配方式将分布式还原成为集中式后，再执行上述步骤(83)相应操作。 

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