CN102916924A - 可调带宽的偏移调制多载波频分多址传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种可调带宽的偏移调制多载波频分多址传输方法，包括在发送端的发送信号生成过程和在接收端的接收信号的处理过程，将整个频带划分为若干个子带分配给不同的用户以实现频分多址，每个子带（用户）采用偏移调制，每个子带（用户）的带宽可独立确定，子带（用户）之间允许频谱重叠，接收端采用基于低复杂度频域均衡的迭代译码接收机，同时可在双发送天线的条件下实现发送分集。本发明方法能够在保持频谱效率的条件下大幅降低发送信号的峰均比，实现动态灵活的频谱资源分配，同时采用基于多用户联合频域均衡的迭代接收信号处理方法，以较低复杂度保证了传输的可靠性。

Description

可调带宽的偏移调制多载波频分多址传输方法

技术领域

本发明属于通信领域，涉及一种通信系统发送信号的生成和接收信号的处理方法。

背景技术

正交频分复用(OFDM)和单载波频分多址(SC-FDMA)是目前两种常见的多载波频分多址传输技术。OFDM具有实现简单，对抗频率选择性衰落较为鲁棒及易于支持多天线技术等优点，但是也存在发送信号包络波动大的缺点，限制了它的功率效率，尤其是在无线通信系统上行链路中的应用。

在SC-FDMA系统中，在每个用户的发送数据矢量映射到OFDM系统的子载波上之前用DFT矩阵对其进行预编码。由此产生的发送信号，不管是采用峰值平均功率比(PAPR)，或者立方度量(CM)来衡量，均具有较低的包络波动，因此能够在上行链路中获得更高功率效率和信号覆盖。由于其部分克服了OFDM传输发送信号包络波动大的缺点，又能够用离散傅立叶变换扩展OFDM(DFTS-OFDM)的方法实现，从而成为适合无线通信上行链路中的关键传输技术。SC-FDMA还可以采用频域脉冲成型能够进一步降低发送信号的包络波动，发送信号的包络波动能够随着脉冲成型的滚降因子的增加被降低，但同时也损失了频谱效率。

带循环前缀的偏移调制正交频分复用传输方法是另一种多载波多址传输技术，该技术在每个子带上采用了偏移调制，从而相比SC-FDMA具有更低的峰均比。它的另一个优点是通过增加频域成型滤波器的滚降因子，发送信号的包络波动能够在保持频谱效率的条件下进一步降低。该多址传输技术的一个主要缺点是不同用户之间采用了相同带宽，不利于无线资源根据用户需求进行灵活分配。

在无线通信系统中越来越多的采用多天线发送/接收以获得额外的分集增益，如何在带循环前缀的偏移调制正交频分复用传输方法中利用多天线发送来获得空间分集，对于该方法在实际系统中的应用具有较大的意义。

发明内容

技术问题：本发明提供了一种能够实现每个用户带宽可调的偏移调制，获得比SC-FDMA技术更低的发送信号包络波动，可以实现上行链路对功放效率的要求，同时能为多个发送天线的通信系统提供简单有效的发送分集实现方法的可调带宽的偏移调制多载波频分多址传输方法。

技术方案：本发明的可调带宽的偏移调制多载波频分多址传输方法，包括发送信号生成过程和接收信号处理过程，确定总子载波数为N_c，总用户数为K，发送信号生成过程中，发送端第u个用户第l个分块的数字基带发送信号生成方法包含如下步骤：

1)将待传输的信息比特经过差错控制编码、比特交织和符号映射，生成长度为2N_d，u的实符号矢量d_u，l，所述N_d，u为第u个用户在一个分块中的传输的复值基带符号数量；

2)将所述实符号矢量d_u，l的所有元素逐个与调制因子相乘，得到的结果组成新的符号矢量，其中n＝0…2N_d，u-1，

然后对所述新的符号矢量进行2N_d，u点的快速傅立叶变换，得到频域信号矢量q_u，l；

3)取所述频域信号矢量q_u，l的后N_d，u个信号，并且对所述后N_d，u个信号进行共轭对称扩展，得到N_s，u＝N_d，u+2N_e维频域扩展后的发送信号矢量p_u，l，

$P_{u,l}=[q_{u,l}(N_{d,u}-N_e)...q_{u,l}(N_{d,u}-1)q_{u,l}^{*}(N_{d,u}-1)...$

$q_{u,l}^{*}\left(0\right)q_{u,l}\left(0\right)q_{u,l}(N_e-1){]}^T$

其中N_e为不大于min{N_d，_u/2|u＝0，…K-1}的非负整数，(·)^*为共轭操作；

4)根据所述P_u，l生成发送信号矢量x_u，l，其中x_u，l的第i个元素为

其中

表示第u个用户所占用的子载波序号集合，w_u(k)表示第u个用户的频域滤波器系数，

表示从

到集合{0，…，N_s，u-1}的映射；

5)对发送信号矢量x_u，l做N_c点离散傅立叶反变换，插入循环前缀，得到第l个分块的数字基带发送信号。

本发明的可调带宽的偏移调制多载波频分多址传输方法中，步骤4)中的第u个用户所占用的子载波序号集合

可以为：

其中

式中，c₀为第0个用户的中心子载波，取值为0到N_c-1之间的任一整数；

第u个用户的频域滤波器系数w_u(k)为：

$w_u\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\β}\left(k\right)& 0\≤k\≤{2N}_e-1\\ \sqrt{2}& {2N}_e\≤k\≤N_{d,u}-1\\ \mathrm{\β}(N_{s,u}-1-i)& N_{d,u}\≤k\≤N_{s,u}-1\end{array}\right.$

其中β(i)为频域成型函数，取值满足β²(i)+β²(2N_e-1-i)＝2；

本发明传输方法的接收信号处理过程中，接收端的数字基带处理信号处理包括以下步骤：

a)将第l个分块的接收信号去除循环前缀，然后进行N_c点离散傅立叶变换，得到频域接收信号矢量；

b)对所述频域接收信号矢量进行预处理，具体为：将用户分为两组，偶数序号(u ＝0，2，4，…)为第一组，奇数序号(u＝1，3，5…)为第二组，第一组用户和第二组用户交错排列，对第二组用户的接收信号进行共轭反向操作，和第一组用户信号组成新的接收信号矢量为

${\tilde{y}}_l={[y_{0,l}^T,{\left(J_{N_{d,1}}{y}_{1,l}^{*}\right)}^T,...,y_{K-2,l}^T,{\left(J_{N_{d,K-1}}{y}_{K-1,l}^{*}\right)}^T]}^T,$

其中J_N表示N×N维反向矩阵，其反对角线上的元素为1，其余均为0；

c)根据新的接收信号矢量

进行后续的迭代检测译码得到发送信息的判决，包括利用先验信息的多用户联合频域均衡，软解调，均值方差重建，交织，解交织，软输入软输出译码等步骤。

本发明的可调带宽的偏移调制多载波频分多址传输方法中，每个用户可以具有两根发送天线，在第2l个分块和第2l+1个分块上，

第一根发送天线生成的实符号矢量分别为d_u，2l，

第二根发送天线生成的实符号矢量分别为d_u，2l+1，

其中d_u，2l和d_u，2l+1分别表示在第2l个分块和第2l+1个分块待发送的实值基带符号矢量，且 ${\tilde{J}}_N=\left[\begin{array}{cc}1& \\ & -J_{N-1}\end{array}\right].$

有益效果：本发明方法和现有技术相比，具有以下优点：

本发明提供的多载波频分多址发送方法，相比现有的基于DFT扩展OFDM的单载波频分多址传输方法，具有以下两个优点。首先，本发明提供的多载波频分多址传输方法实现了偏移调制的单载波信号，相比非偏移调制的单载波信号，具有更低的发送信号包络波动，因而能够获得更高的功放效率；其次，本发明提供的多载波频分多址传输方法能够通过改变滚降因子，在保持频谱效率的条件下进一步降低发送信号包络波动。与此同时，所提供的基于多用户联合频域均衡的迭代接收信号处理方法，以较低复杂度保证了传输的可靠性。此外，本发明还针对双发送天线情况设计了可获得发送分集的发送和接收方法。

附图说明

图1为本发明方法中每个用户数字基带发送信号生成方法的逻辑流程框图；

图2为本发明方法中的接收信号处理方法的逻辑流程框图；

图3为频分多址示意图；

图4为本发明方法采用双发送天线的流程框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明方法进行详细描述。

本发明的可调带宽的偏移调制多载波频分多址传输方法，可以应用于多个无线终端例如手机到基站的通信。不同用户采用占用不同的频带以获得频分多址。假设采用该传输方法的通信系统系统共有K个用户，总的子载波个数为N_c。由于无线信道存在着频率选择性衰落，因此破坏了在接收端不同用户信号之间的正交性。而频率选择性衰落也会引起单个用户的符号间干扰，因此需要采用多用户联合均衡的方法去除多用户干扰和符号间干扰。为了抵抗噪声和干扰，通信系统通常采用差错控制编码。在基站侧的信号接收端，检测器与译码器迭代工作的迭代检测译码接收机中，检测器是软输入软输出的。其中，软输入软输出表示检测器不仅能够输出软信息至译码器，而且能够使用译码器反馈的软信息作为先验信息输入检测器。

如图1所示，为本发明方法中的每个用户数字基带发送信号的生成方法，包括以下内容：

信源

在本发明的实施例中，信源生成二进制符号0，1构成的比特序列，表示待传输的信息。

差错控制编码，比特交织和符号映射

在本发明的实施例中，差错控制编码为将二进制比特序列加入冗余信息，获得编码比特的过程，包括众所周知的卷积码，涡轮(Turbo)码和低密度奇偶校验(LDPC)码等。比特交织为将编码比特以一定的规则打乱顺序，可以采用质数交织器，随机交织器等。符号映射用脉冲幅度调制将二进制比特序列映射为实值的基带符号。将映射后的符号分为长度为2N_d，u的块，用d_u，l(m)表示第u个用户第l块的第m个信号，其矢量形式用2N_d，u维矢量d_u，l来表示。其中2N_d，u表示中第u个用户在一个分块(即OFDM符号)所需传输的复数符号的个数，可根据用户需求无线资源确定。

广义离散傅立叶变换(GDFT)：

在本发明实施例中，GDFT操作为对d_u，l的第n个元素即d_u，l(n)逐个乘调制因子

然后进行2N_d，u点的快速傅立叶变换，得到第u个用户第l块的2N_d，u维频域信号矢量q_u，l。

共轭对称扩展，频域滤波和子载波映射：

在本发明实施例中，共轭对称扩展取频域信号矢量q_u，l的后N_d，u个信号，并且对其进行共轭对称扩展，得到第个流上第l块的N_s，u＝N_d，u+2N_e维频域扩展后的发送信号矢量p_u，l，

$P_{u,l}=[q_{u,l}(N_{d,u}-N_e)...q_{u,l}(N_{d,u}-1)q_{u,l}^{*}(N_{d,u}-1)...$

$q_{u,l}^{*}\left(0\right)q_{u,l}\left(0\right)q_{u,l}(N_e-1){]}^T$

其中N_e为不大于min{N_d，u/2|u＝0，…K-1}的非负整数，(·)^*为共轭操作，而2N_e/N_d，u则为第u个用户的滚降因子。

频域滤波是对共轭对称扩展后的频域信号p_u，l(i)和频域滤波器系数w(i)进行点乘，然后乘以j^u，将其值赋给第u个用户所对应的一组子载波，生成发送信号矢量x_u，l，其中x_u，l的第i个元素为

表示从

到集合{0，…，N_s，u-1}的映射，即将第

个频域信号映射到第i个OFDM子载波上，

表示第u个用户所占用的子载波的序号集合。

如图3所示，在本发明的实施例中，

其中

式中，c₀为第0个用户的中心子载波，取值为0到N_c-1之间的任一整数，((x))_N为取模操作，即x除以N以后的余数。

第u个用户的频域滤波器系数w_u(k)为：

$w_u\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\β}& 0\≤k\≤{2N}_e-1\\ \sqrt{2}& {2N}_e\≤k\≤N_{d,u}-1\\ \mathrm{\β}(N_{s,u}-1-i)& N_{d,u}\≤k\≤N_{s,u}-1\end{array}\right.$

其中β(i)为频域成型函数，取值满足β²(i)+β²(2N_e-1-i)＝2；

反快速傅立叶变换：

在本发明实施例中，对频域发送信号矢量x_u，l进行N_c点反快速傅立叶变换以完成多载波调制，得到第u个用户第l块的时域信号s_u，l。

插入循环前缀：

在本发明实施例中，插入循环前缀的过程为将s_u，l的最后N_g个信号放到s_u，l的前面，生成第u个用户第l块的发送信号。

如图2所示，为本发明方法中的接收信号处理方法，包括以下内容。

去除循环前缀：

在本发明实施例中，去除循环前缀的过程为将接收信号分割为长度为N_g+N_c的块，取后N_c个信号，得到第l块的N_c维时域接收信号矢量r_l。

快速傅立叶变换：

在本发明实施例中，对r_l进行N_c点的快速傅立叶变换，得到N_c维频域接收信号矢量y_l。

接收信号预处理：

在本发明的实施例中，用y_u，l表示第u个用户的接收信号，y_u，l的维度为N_d，u，其第i个元素为

其中y_l(n)为y_l的第n个元素，

为

的逆映射。

将用户分为两组，偶数序号(u＝0，2，4，…)为第一组，奇数序号(u＝1，3，5…)为第二组，第一组用户和第二组用户交错排列，对第二组用户的接收信号进行共轭反向操作，和第一组用户信号组成新的接收信号矢量为

${\tilde{y}}_l={[y_{0,l}^T,{\left(J_{N_{d,1}}{y}_{1,l}^{*}\right)}^T,...,y_{K-2,l}^T,{\left(J_{N_{d,K-1}}{y}_{K-1,l}^{*}\right)}^T]}^T$ 其中J_N表示N×N维反向矩阵，其反对角线上的元素为1，其余均为0；

利用先验信息的多用户联合频域均衡：

在本发明实施例中，软输入表示均衡器能够使用译码器反馈的软信息作为先验信息输入以提高信息量。

在本发明实施例中，令

则通过对接收信号的预处理，d_l和

之间可以用以下公式来表示：

${\tilde{y}}_l=B_l\stackrel{\‾}{I}\stackrel{\‾}{W}{d}_l+{\tilde{z}}_l$

其中B_l为等效信道参数矩阵，

$\stackrel{\‾}{I}=\mathrm{diag}(\left[\begin{array}{cc}{0}_{N_{d,0}}& I_{N_{d,0}}\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{0}_{N_{d,1}}& I_{N_{d,0}}\end{array}\right],...\left[\begin{array}{cc}{0}_{N_{d,1}}& I_{N_{d,0}}\end{array}\right])$

$\stackrel{\‾}{W}=\mathrm{diag}({\stackrel{\‾}{W}}_{{2N}_{d,0}},{\stackrel{\‾}{W}}_{{2N}_{d,1}},...{\stackrel{\‾}{W}}_{{2N}_{d,K-1}}),$

其中diag(_X1，X₂，…X_N)表示一个分块对角阵，其对角线上的矩阵依次为X₁，X₂，…X_N。

d_l的第m个元素的最小均方误差估计为

其中

其中 ${\stackrel{\‾}{V}}_l=\mathrm{diag}({\stackrel{\‾}{v}}_{0,l}{I}_{N_{d,0}},{\stackrel{\‾}{v}}_{1,l}{I}_{N_{d,1}},...{\stackrel{\‾}{v}}_{K-1,l}{I}_{N_{d,K-1}}),$

为第u个用户的符号方差的平均值，

表示数学期望，e_m表示一矢量，其第m个元素为1，其余为0。

软解调：

在本发明实施例中，软解调过程为根据联合频域均衡的输出Ω_m和

计算每个编码比特的对数似然比，送给解交织器。比特b_i的对数似然比由以下公式计算

$L_D\left(b_i\right)=\log \frac{{\mathrm{\Σ}}_{a:b_i=+1}P\left({\hat{d}}_l\left(m\right)\right|d_l\left(m\right)=\mathrm{\α})}{{\mathrm{\Σ}}_{a:b_i=-1}P\left({\hat{d}}_l\left(m\right)\right|d_l\left(m\right)=\mathrm{\α})}$

其中α为d_l(m)所有可能的取值，且

$P\left({\hat{d}}_l\left(m\right)\right|d_l\left(m\right)=\mathrm{\α})=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}{\mathrm{\φ}}_m}}\exp \{-\frac{{({\hat{d}}_l\left(m\right)-{\mathrm{\Ω}}_m\mathrm{\α})}^2}{{2\mathrm{\Ω}}_m(1-v_m{\mathrm{\Ω}}_m)}\}$

其中为与结果无关的常数项，v_m为该符号对应的方差。

解交织：

在本发明实施例中，解交织为发送端比特交织的逆过程。

软输入软输出译码：

在本发明实施例中，软输入软输出译码过程为根据发送端不同的编码方式和软解调器输出的编码比特的似然比，计算新的似然比，输出给译码器。例如卷积码的软输出维特比译码，Turbo码的迭代译码等等。

交织：

在本发明实施例中，交织即按照发送端比特交织的顺序对译码输出似然比进行交织。

均值方差重建：

在本发明实施例中，均值方差重建过程为根据交织后的似然比和发送端的符号映射计算符号的均值和平均方差。令b_j，j＝1，…，M_c为映射到符号d_u，l(m)的M_c个比特，L_C(b_j)为对应的译码输出似然比，则d_u，l(m)的均值

和平均方差

根据以下公式计算：

其中

为α所有可能的取值所组成的一个集合，并且

$P(d_{u,l}\left(m\right)=\mathrm{\α})=\underset{j=1}{\overset{M_c}{\mathrm{\Π}}}\frac{1}{1+\exp (-b_j{L}_c\left(b_j\right))}.$

如图4所示，为本发明采用双发送天线的实施例中用户侧发送信号生成方法，该方法包括以下内容：

信源：

在本发明的实施例中，信源生成二进制符号0，1构成的比特序列，表示待传输的信息。

差错控制编码，比特交织和符号映射：

在本发明的实施例中，差错控制编码为将二进制比特序列加入冗余信息，获得编码比特的过程，包括众所周知的卷积码，涡轮(Turbo)码和低密度奇偶校验(LDPC)码等。比特交织为将编码比特以一定的规则打乱顺序，可以采用质数交织器，随机交织器等。符号映射用脉冲幅度调制将二进制比特序列映射为实值的基带符号。将映射后的符号分为长度为2N_d，u的块，用d_u，l(m)表示第u个用户第l块的第m个信号，其矢量形式用2N_d，u维矢量d_u，l来表示。其中2N_d，u表示中第u个用户在一个分块(即OFDM符号)所需传输的复数符号的个数，可根据用户需求无线资源确定。

空时发送分集：

令d_u，2l和d_u，2l+1表示在第2l个分块和第2l+1个分块待发送的实值基带符号矢量。则在第2l个分块和第2l+1个分块，

第一根发送天线生成的实符号矢量分别为d_u，2l，

第二根发送天线生成的实符号矢量分别为d_u，2l+1，

其中d_u，2l和du_，2l+1分别表示在第2l个分块和第2l+1个分块待发送的实值基带符号矢量，且 ${\tilde{J}}_N=\left[\begin{array}{cc}1& \\ & -J_{N-1}\end{array}\right].$

广义离散傅立叶变换(GDFT)：

在本发明实施例中，GDFT操作为对d_u，l的第n个元素即d_u，l(n)逐个乘调制因子

然后进行2N_d，u点的快速傅立叶变换，得到第u个用户第l块的2N_d，u维频域信号矢量q_u，l。

共轭对称扩展，频域滤波和子载波映射：

在本发明实施例中，共轭对称扩展取频域信号矢量q_u，l的后N_d，u个信号，并且对其进行共轭对称扩展，得到第个流上第l块的N_s，u＝N_d，u+2N_e维频域扩展后的发送信号矢量p_u，l，

$P_{u,l}=[q_{u,l}(N_{d,u}-N_e)...q_{u,l}(N_{d,u}-1)q_{u,l}^{*}(N_{d,u}-1)...$

$q_{u,l}^{*}\left(0\right)q_{u,l}\left(0\right)q_{u,l}(N_e-1){]}^T$

其中N_e为不大于min{N_d，u/2|u＝0，…K-1}的非负整数，(·)^*为共轭操作，而2N_e/N_d，u则为第u个用户的滚降因子。

频域滤波是对共轭对称扩展后的频域信号p_u，l(i)和频域滤波器系数w(i)进行点乘，然后乘以j^u，将其值赋给第u个用户所对应的一组子载波，生成发送信号矢量x_u，l，其中x_u，l的第i个元素为

表示从

到集合{0，…，N_s，u-1}的映射，即将第

个频域信号映射到第i个OFDM子载波上，

表示第u个用户所占用的子载波的序号集合。

如图3所示，在本发明的实施例中，

其中

式中，c₀为第0个用户的中心子载波，取值为0到N_c-1之间的任一整数，((x))_N为取模操作，即x除以N以后的余数。

第u个用户的频域滤波器系数w_u(k)为：

$w_u\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\β}\left(k\right)& 0\≤k\≤{2N}_e-1\\ \sqrt{2}& {2N}_e\≤k\≤N_{d,u}-1\\ \mathrm{\β}(N_{s,u}-1-i)& N_{d,u}\≤k\≤N_{s,u}-1\end{array}\right.$

其中β(i)为频域成型函数，取值满足β²(i)+β²(2N_e-1-i)＝2；

反快速傅立叶变换：

在本发明实施例中，对频域发送信号矢量x_u，l进行N_c点反快速傅立叶变换以完成多载波调制，得到第u个用户第l块的时域信号s_u，l。

插入循环前缀：

在本发明实施例中，插入循环前缀的过程为将s_u，l的最后N_g个信号放到s_u，l的前面，生成第u个用户第l块的发送信号。

在本申请所提供的几个实施例中所披露的方法，在没有超过本申请的精神和范围内，可以通过其他的方式实现。当前的实施例只是一种示范性的例子，不应该作为本发明方法的限制。例如，多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。

以上实施例，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。

Claims (3)

1.一种可调带宽的偏移调制多载波频分多址传输方法，该传输方法包括发送信号生成过程和接收信号处理过程，确定总子载波数为N_c，总用户数为K，其特征在于，所述发送信号生成过程中，发送端第u个用户第l个分块的数字基带发送信号生成方法包含如下步骤：

1)将待传输的信息比特经过差错控制编码、比特交织和符号映射，生成长度为2N_d，u的实符号矢量d_u，l，所述N_d，u为第u个用户在一个分块中的传输的复值基带符号数量；

2)将所述实符号矢量d_u，l的所有元素逐个与调制因子

相乘，得到的结果组成新的符号矢量，其中n＝0…2N_d，u-1，

然后对所述新的符号矢量进行2N_d，u点的快速傅立叶变换，得到频域信号矢量q_u，l；

3)取所述频域信号矢量q_u，l的后N_d，u个信号，并且对所述后N_d，u个信号进行共轭对称扩展，得到N_s，u＝N_d，u+2N_e维频域扩展后的发送信号矢量p_u，l，

$p_{u,l}=[q_{u,l}(N_{d,u}-N_e)\·\·\·q_{u,l}(N_{d,u}-1)q_{u,l}^{*}(N_{d,u}-1)\·\·\·$

$q_{u,l}^{*}\left(0\right)q_{u,l}\left(0\right)q_{u,l}{(N_e-1)]}^T$

其中N_e为不大于min{_Nd，u/2|u＝0，…K-1}的非负整数，(·)*为共轭操作；

4)根据所述p_u，l成发送信号矢量x_u，l，其中x_u，l的第i个元素为

$x_{u,l}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}{j}^u{w}_u\left(M_u\left(i\right))p_{u,l}\left(M_u\left(i\right)\right)\right),& i\∈T_u\\ 0,& i\∈T_u\end{array}\right.$

其中Iu表示第u个用户所占用的子载波序号集合，w_u(k)表示第u个用户的频域滤

波器系数，Mu(i)表示从Iu到集合{0，…，N_s，u-1}的映射；

5)对发送信号矢量x_u，l做N_c点离散傅立叶反变换，插入循环前缀，得到第l个分块的数字基带发送信号。

2.根据权利要求1所述的可调带宽的偏移调制多载波频分多址传输方法，其特征在于，所述步骤4)中，第u个用户所占用的子载波序号集合Iu为：

其中

式中，c₀为第0个用户的中心子载波，取值为0到N_c-1之间的任一整数；

所述第u个用户的频域滤波器系数w_u(k)为：

$w_u\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\β}\left(k\right)& 0\≤k\≤2N_e-1\\ \sqrt{2}& 2N_e\≤k\≤N_{d,u}-1\\ \mathrm{\β}(N_{s,u}-1-i)& N_{d,u}\≤k\≤N_{s,u}-1\end{array}\right.$

其中β(i)为频域成型函数，取值满足β²(i)+β²(2N_e-1-i)＝2；

所述传输方法的接收信号处理过程中，接收端的数字基带处理信号处理包括以下步骤：

a)将第l个分块的接收信号去除循环前缀，然后进行N_c点离散傅立叶变换，得到频域接收信号矢量；

b)对所述频域接收信号矢量进行预处理，具体为：将用户分为两组，偶数序号(u＝0，2，4，…)为第一组，奇数序号(u＝1，3，5…)为第二组，第一组用户和第二组用户交错排列，对第二组用户的接收信号进行共轭反向操作，和第一组用户信号组成新的接收信号矢量为

${\tilde{y}}_l={[y_{0,l}^T,{\left(J_{N_{d,1}}{y}_{1,l}^{*}\right)}^T,\·\·\·,y_{K-2,l}^T,{\left(J_{N_{d,K-1}}{y}_{K-1,l}^{*}\right)}^T]}^T,$

其中J_N表示N×N维反向矩阵，其反对角线上的元素为1，其余均为0；

c)根据新的接收信号矢量

进行后续的迭代检测译码得到发送信息的判决，包括利用先验信息的多用户联合频域均衡，软解调，均值方差重建，交织，解交织，软输入软输出译码步骤。

3.根据权利要求1所述的可调带宽的偏移调制多载波频分多址传输方法，其特征在于，每个用户具有两根发送天线，在第2l个分块和第2l+1个分块上，

第一根发送天线生成的实符号矢量分别为d_u，2l，

第二根发送天线生成的实符号矢量分别为d_u，2l+1，

其中d_u，2l和d_u，2l+1分别表示在第2l个分块和第2l+1个分块待发送的实值基带符号矢量，且 ${\tilde{J}}_N=\left[\begin{array}{cc}1& \\ & -J_{N-1}\end{array}\right].$

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