CN100586221C - 基于正交频分多址接入的反向信号收发方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及移动通信领域，公开了一种基于正交频分多址接入的反向信号收发方法和设备，使得反向控制信道在高速信道条件下的性能可以大大提高，同时降低接收端的多径搜索和进行相关的复杂度。本发明中，改变了反向控制信道资源结构，将反向信道资源块划分为更小的块，使得终端信号在更小的时频块中进行传输，以降低快速变化的信道对反向控制信道的影响。终端根据MACID或随机选择承载本终端的信号的时频块，使得每个时频块所承载的用户数较为均匀。如果待发信号的长度小于预定长度，则对待发信号进行纠错编码和交织，在接收端进行相应的纠错解码。

Description

基于正交频分多址接入的反向信号收发方法和设备

技术领域

本发明涉及移动通信领域，特别涉及正交频分多址接入(OrthogonalFrequency Multiple Access，简称“OFDMA”)技术。

背景技术

近些年来，以正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称“OFDM”)为代表的多载波传输技术受到了人们的广泛关注。多载波传输把数据流分解为若干个独立的子数据流，每个子数据流将具有低得多的比特速率。用这样低比特率形成的低速率多状态符号去调制相应的子载波，就构成了多个低速率符号并行发送的传输系统。

OFDM作为一种复用技术，将多路信号复用在不同正交子载波上。传统的频分复用(Frequency Division Multiplexing，简称“FDM”)技术将带宽分成几个子信道，中间用保护频带来降低干扰，它们同时发送数据。OFDM系统比传统的FDM系统要求的带宽要少得多。由于使用无干扰正交载波技术，单个载波间无需保护频带。这样使得可用频谱的使用效率更高。另外，OFDM技术可动态分配在子信道上的数据。为获得最大的数据吞吐量，多载波调制器可以智能地分配更多的数据到信道条件好的子信道上。

OFDM将经过编码的待传输数据作为频域信息，将其调制为时域信号，并在信道上传输，而在接收端则进行逆过程解调。OFDM系统的调制和解调可以分别由逆离散傅立叶变换(Inverse Discrete Fourier Transform，简称“IDFT”)和离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform，简称“DFT”)来代替。通过N点IDFT运算，把频域数据符号变换为时域数据符号，经过载波调制之后，发送到信道中。在接收端，将接收信号进行相干解调，然后将基带信号进行N点DFT运算，即可获得发送的数据符号。在实际应用中，IDFT/DFT采用逆快速傅立叶变换(Inverse Fast Fourier Transform，简称“IFFT”)和快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，简称“FFT”)来实现。FFT技术的采用使得OFDM系统的复杂度大大降低，再加上高性能信息处理器件比如可编程逻辑器件(Programmable Logic Device，简称“PLD”)、数字信号处理器(Digital Signal Processor，简称“DSP”)、微处理器(MicroProcessor，简称“μP”)等的发展和应用，使得OFDM系统的实现更加容易，成为应用最广的一种多载波传输方案。

通过向不同的终端分配不同的子载波，可以实现OFDM的多址接入，即OFDMA。在OFDMA系统中，对不同终端指配不同的资源(时间、空间、频率资源)来实现不同终端对资源的共享，同时系统必需指示每一个终端其数据将在哪些资源上传送。当终端数增加时，用于传送资源指配信息的开销将增大。对于反向控制信道，每个信道传送的信令较短，系统可分配的资源数有限，同时不同终端不同信道间的数据无法通过编码来提高传输性能。因此，需要将待传送的信令映射为Walsh(沃什)码，将不同信道不同终端的信号添加不同的扰码后进行叠加，此时不同信道不同终端发送的信号可看作是干扰来处理，在保证控制信道性能的条件下，在固定资源(或可变资源，但终端可以根据其变化规律知道其位置)上传送信息无需发送资源指配信息，降低了控制信息的开销。

其中，Walsh码是一种正交扩频码，通常作为扩频码用于扩频系统中。Walsh码可以消除或抑制多址干扰(MAI)。同时，Walsh码也可用于信息序列的传送，例如，10比特信息系列可以映射成长度为1024比特的Walsh码，在接收端用1024个Walsh码与接收到的信息序列做相关，由于Walsh码的正交性，通过检测最大的相关峰可以恢复出信息序列。属于不同终端不同信道的信息序列映射成Walsh码后加不同的扰码来实现不同终端不用信道对相同物理资源的复用。

目前，在国际电气电子工程师协会(Institute of Electrical and ElectronicsEngineers，简称“IEEE”)802.20的标准中，为了提高系统的通信质量，在OFDM系统反向控制信道中提出了一种类似扩频的方案，在OFDM系统中利用Walsh码的特性来传送控制信息。每个控制信道中传送的帧长并不一样，一般小于等于10比特，对不满10比特的控制信息，补零为10比特后再传送，如图1所示。如5比特的信道质量指示(Channel Quality Indication，简称“CQI”)信息通过补零，得到10比特信息序列。对这10比特信息序列首先进行HADAMARD映射(即从1024×1024的HADAMARD正交矩阵中选择其中一行或一列)，得到一个1024比特长的Walsh码，再对该Walsh码进行加扰，不同信道加不同的扰码，以区别其它信道。不同信道加扰后的Walsh码进行相加合并，合并后的1024比特用另一个扰码加扰，以区别不同的蜂窝小区或扇区。输出的1024比特被分成8个子块，每块含128个比特，对每个块进行128点的FFT变换，输出128个复数值，最后得到的1024个复数值被携带在OFDM系统中连续的128个子载波和8个符号上，如图2所示。

接收端首先对经过信道衰落的信号通过OFDM接收系统做FFT，然后再做128点的IDFT，这两个步骤是发射端中OFDM系统IFFT和128点DFT的逆过程。为了克服多径信道环境下的能量最大径的偏移，采用8级循环移位，对每一级循环移位进行解扰后分别进行相关。1024长度的Walsh码相关后将有1024个相关峰，每个相关峰对应一个10比特的信息。对8级循环移位将有8*1024个相关峰，取其中最大相关峰对应的信息比特作为输出。接收结构如图3和图4所示，图3为单天线的接收结构，图4为双天线的接收结构。

但是，由于OFDM系统存在着它固有的频率选择性衰落，以及移动通信中固有的时间选择性衰落，因而每个控制信道所采用的1024比特长的Walsh正交码在接收端将不再正交，这样使得接收端对控制信道的接收性能大大下降。该系统在车速很高时如250km/h时10比特的误帧率非常高，无法满足系统的要求。同时8级延迟的情况下做1024长度的相关运算复杂度非常高，不利于系统实现。

为了提高在高速信道条件下的系统性能，在上述方案的基础上做了改进：在发送端中，用区分扇区的扰码对Walsh码进行加扰后，增加了一个1024比特长度的交织器，通过交织的方法改变了角度扩展的连续性，并随机分散在1024比特长的Walsh码上，如图5所示。在接收端中，在上述方案的接收基础上，对经过解扰之后的信号进行解交织，其余部分保持不变。由于高速移动信道存在多普勒频移，信道变化较快，其中一个特点就是角度扩展快速连续变化。而Walsh码是一种规则的序列，这种角度扩展会极大地影响到接收信号的结构，破坏了Walsh码本身的正交性。因此，通过交织将Walsh码的发送顺序打乱，使角度扩展的变化近似于随机的噪声，可改善控制信道在高速移动环境下的性能。

如果控制信道信令长度N小于10比特，则将N比特直接映射为2^N位的Walsh码，通过重复为1024比特序列后传送，如图6所示，也可以补零为10比特后映射为1024的Walsh码。后续的处理与N比特补零后映射为1024比特长的Walsh码处理相同。在接收端，通过平均来消除多普勒频移的影响。

虽然通过增加信道交织器的方法，对高速信道中的信道衰落的角度扩展进行随机化处理能够改善高速条件下的性能，但仍然不能完全消除高速移动信道衰落对Walsh码正交性的破坏，系统性能的提高有限。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种基于正交频分多址接入的反向信号收发方法和设备，使得反向控制信道在高速信道条件下的性能可以大大提高，同时降低接收端的多径搜索和进行相关的复杂度。

为实现上述目的，本发明提供了一种正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，包含以下步骤：

预先改变反向控制信道资源结构，将一个物理帧中物理信道资源划分为至少两个时频块，每个时频块由连续的子载波和少于一个物理帧符号数的连续的正交频分多址OFDM符号组成；

终端将待发信号映射为正交码，经离散傅立叶变换DFT后承载在一个所述时频块中以OFDM方式发送。

其中，每个所述时频块的OFDM符号数根据小区中终端的最大设计时速确定。

此外在所述方法中，所述正交码为Walsh码。

此外在所述方法中，所述待发信号为控制信道信号；

将用于区分所述待发信号所属终端所属控制信道的扰码对属于不同控制信道的映射为正交码后的信号分别进行加扰，并将经加扰的各控制信道信号合并，再将用于区分所述待发信号所属小区的扰码对合并后的信号进行再次加扰，将经再次加扰后的信号进行DFT后承载在一个所述时频块中以OFDM方式发送。

此外在所述方法中，各所述时频块均匀地承载各所述终端的信号。

此外在所述方法中，各所述时频块通过以下方式均匀地承载各所述终端的信号：

所述终端根据媒体接入层标识号或随机选择承载本终端的信号的所述时频块。

此外在所述方法中，所述待发信号长度大于所述时频块所能承载的信息长度时，将该待发信号进行分割，分割后的各待发信号长度小于或等于N比特，所述N比特为所述时频块所能承载的信息长度，N为整数；

所述终端将用于区分所述待发信号所属终端所属控制信道的不同扰码对所述分割后的各部分待发信号分别映射为正交码后的信号分别进行加扰，并将加扰后的信号合并，再将用于区分所述待发信号所属小区的扰码对合并后的信号进行再次加扰后进行DFT，并将经DFT后的信号承载在同一个所述时频块中以OFDM方式发送。

此外在所述方法中，所述终端将长度大于所述时频块所能承载的信息长度的待发信号通过一个物理帧的物理信道资源块发送，将长度小于N比特的待发信号通过所述时频块发送，所述N比特为所述时频块所能承载的信息长度。

此外在所述方法中，所述待发信号长度大于所述时频块所能承载的信息长度时，将该待发信号中的N比特信号通过所述时频块发送，根据该待发信号中的其余比特信号选择用于承载信号的时频块，通过该终端所选择的时频块表示所述其余比特信号，所述N比特为所述时频块所能承载的信息长度。

此外在所述方法中，如果所述待发信号长度大于N比特，则对该待发信号进行纠错编码或补零后进行分割，将分割后的各部分待发信号分别进行正交码的映射、并将映射后的正交码进行级联、加扰与合并，将合并后的信号进行DFT后承载在一个所述时频块中以OFDM方式发送。

此外在所述方法中，如果所述待发信号长度大于N比特且小于M×N比特，则通过以下方式之一将该待发信号长度转换为M×N比特，M为整数：

对所述待发信号进行补零操作；

将所述待发信号进行纠错编码；

所述终端对长度为M×N比特的待发信号进行分割，分割后的各部分待发信号长度均为N比特。

此外在所述方法中，所述终端对经纠错编码后的信号进行交织，并将经交织后的信号进行所述分割。

此外在所述方法中，所述待发信号长度小于所述时频块所能承载的信息长度时，所述终端对该待发信号进行补零或编码，将该待发信号长度转换为N比特，所述N比特为所述时频块所能承载的信息长度。

此外在所述方法中，如果所述小区中终端的最大设计时速为200-400千米/小时，则所述时频块由连续的子载波和连续的等于或小于4个的OFDM符号组成；如果所述小区中终端的最大设计时速大于400千米/小时，则所述时频块由连续的子载波和连续的等于或小于2个的OFDM符号组成。

此外在所述方法中，如果所述一个物理帧中物理信道资源由连续的256个子载波和连续的8个OFDM符号组成，则所述时频块由连续的64个子载波和连续的2个OFDM符号组成，或

由连续的64个子载波和连续的4个OFDM符号组成，或

由连续的128个子载波和连续的2个OFDM符号组成，或

由连续的128个子载波和连续的4个OFDM符号组成，或

由连续的256个子载波和连续的2个OFDM符号组成，或

由连续的256个子载波和连续的4个OFDM符号组成；

如果所述一个物理帧中物理信道资源由连续的128个子载波和连续的8个OFDM符号组成，则所述时频块由连续的64个子载波和连续的2个OFDM符号组成，或

由连续的64个子载波和连续的4个OFDM符号组成，或

由连续的128个子载波和连续的2个OFDM符号组成，或

由连续的128个子载波和连续的4个OFDM符号组成。

本发明还提供了一种正交频分多址接入系统中反向信号接收方法，包含以下步骤：

预先改变反向控制信道资源结构，将一个物理帧中物理信道资源划分为至少两个时频块，每个时频块由连续的子载波和少于一个物理帧符号数的连续的OFDM符号组成；

网络侧从所述时频块中接收OFDM信号，经逆离散傅立叶变换IDFT后通过与各候选正交码作相关，解出终端的发送信号。

其中，每个所述时频块的OFDM符号数根据小区中终端的最大设计时速确定。

此外在所述方法中，还包含以下步骤：

所述网络侧先将用于区分接收信号所属小区的扰码对经IDFT后的信号进行解扰，再将用于区分接收信号所属终端所属控制信道的扰码对解扰后的信号进行再次解扰，将经再次解扰后的信号与各候选正交码作相关，解出终端的发送信号。

此外在所述方法中，如果所述终端将待发信号分割成至少两个信令进行发送，则所述网络侧对解出的该终端的经分割后的各信令进行合并。

此外在所述方法中，如果所述终端通过承载OFDM信号的时频块表示待发信号的部分信息，则所述网络侧根据收到的OFDM信号和承载该OFDM信号的时频块获取终端的发送信号。

此外在所述方法中，如果所述终端将待发信号进行纠错编码后发送，则所述网络侧对解出的该终端的信号进行纠错译码。

此外在所述方法中，如果所述终端将待发信号进行纠错编码和交织后发送，则所述网络侧对解出的该终端的信号进行解交织后再进行所述纠错译码。

此外在所述方法中，网络侧通过至少2个天线从所述时频块中接收OFDM信号，经IDFT后并分别与各候选正交码作相关，将从各天线收到的且经相关后的信号相应合并，解出终端的发送信号。

本发明还提供了一种终端设备，包含：

映射模块，用于将待发信号映射为正交码；

离散傅立叶变换DFT模块，用于将经所述映射模块映射后的信号进行DFT；

发送模块，用于将经所述DFT模块变换后的信号承载在一个由连续的子载波和少于一个物理帧符号数的连续的OFDM符号组成的时频块中，以OFDM方式进行发送；

所述时频块通过预先改变反向控制信道资源结构，对一个物理帧中物理信道资源进行划分得到，该物理信道资源划分为至少两个时频块。

其中，还包含：

第一加扰模块，用于将用于区分所述待发信号所属终端所属控制信道的扰码对经所述映射模块映射后的信号进行加扰后输出；

合并模块，用于将所述第一加扰模块输出的信号进行合并后输出；

第二加扰模块，用于将用于区分所述待发信号所属小区的扰码对所述合并模块输出的信号进行再次加扰后输出；

所述DFT模块对所述第二加扰模块输出的信号进行DFT变换。

本发明还提供了一种正交频分多址接入系统中反向信号接收设备，包含：

接收模块，用于从由连续的子载波和少于一个物理帧符号数的连续的OFDM符号组成的时频块中接收OFDM信号；

逆离散傅立叶变换IDFT模块，用于对所述接收模块收到的OFDM信号进行IDFT；

解相关模块，用于将经所述IDFT模块变换后的信号与各候选正交码作相关，解出终端的发送信号；

所述时频块通过预先改变反向控制信道资源结构，对一个物理帧中物理信道资源进行划分得到，该物理信道资源划分为至少两个时频块。

其中，还包含：

解扰模块，用于先将用于区分接收信号所属小区的扰码对所述IDFT模块变换后的信号进行解扰，再将用于区分接收信号所属终端所属信道的扰码对解扰后的信号进行再次解扰；

所述解相关模块将经所述解扰模块两次解扰后的信号与各候选正交码作相关，解出终端的发送信号。

此外，还包含用于合并信号的合并模块；

所述接收模块通过至少2个天线从所述时频块中接收OFDM信号，经IDFT模块变换后，由所述解相关模块将经IDFT模块变换后的信号分别与各候选正交码作相关后输出；

所述合并模块将所述解相关模块输出的从各天线收到的且经相关后的信号相应合并，解出终端的发送信号。

本发明还提供了一种正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，包含以下步骤：

如果终端的待发信号长度小于预设长度，则将该待发信号进行纠错编码，得到预设长度的编码信号，并将该编码信号映射为正交码后加扰，经离散傅立叶变换DFT后再以OFDM方式发送。

其中，所述终端对经纠错编码后的信号进行交织，并将经交织的信号映射为正交码后加扰，经DFT后再以OFDM方式发送。

此外在所述方法中，所述正交码为Walsh码；

所述纠错编码为以下之一：

REED-MULLER编码、汉明码、BCH码。

本发明还提供了一种正交频分多址接入系统中反向信号接收方法，包含以下步骤：

网络侧将接收到的OFDM信号经逆离散傅立叶变换IDFT后再解扰，将解扰后的信号与各候选正交码作相关，并对解出的终端信号进行纠错译码后输出。

其中，所述网络侧对解出的终端信号进行解交织后，再进行所述纠错译码。

本发明还提供了一种终端设备，包含：

用于在终端的待发信号长度小于预设长度时，将该待发信号进行纠错编码得到预设长度的编码信号的模块；

用于将所述编码信号映射为正交码的模块；

用于对映射所得的正交码加扰的模块；

用于对经加扰后的信号进行离散傅立叶变换DFT的模块；

和用于将经DFT后的信号以OFDM方式发送的模块。

其中，还包含：

用于对所述编码信号进行交织的模块；

所述用于将所述编码信号映射为正交码的模块将交织后的信号映射为正交码。

本发明还提供了一种正交频分多址接入系统中反向信号接收设备，包含：

用于接收OFDM信号的模块；

用于对收到的OFDM信号进行经逆离散傅立叶变换IDFT的模块；

用于对经IDFT后的信号解扰的模块；

用于将解扰所得的信号与各候选正交码作相关，解出终端信号的模块；

和用于对解出的终端信号进行纠错译码后输出的模块。

其中，还包含：

用于对解出的终端信号进行解交织后输出的模块；

所述进行纠错译码后输出的模块对经解交织后的信号进行纠错译码后输出。

通过比较可以发现，本发明的技术方案与现有技术的主要区别在于，预先将一个物理帧中物理信道资源划分为至少两个时频块，每个时频块由连续的子载波和少于一个物理帧符号数的连续的OFDM符号组成，每个时频块的OFDM符号数根据小区中终端的最大设计时速确定。终端将待发信号映射为正交码，经DFT后承载在一个时频块中以OFDM方式发送，网络侧从时频块中接收OFDM信号，经IDFT后通过与候选正交码作相关，解出终端的发送信号。由于改变了反向控制信道资源结构，将反向信道资源块划分为更小的块，使得终端信号在更小的时频块中进行传输，以降低快速变化的信道对反向控制信道的影响，从而使得反向控制信道在高速信道条件下的性能可以大大提高。比如说，对于5M带宽512个子载波的OFDM系统，采用小于或等于4个OFDM符号来承载码分复用的控制信令能够满足350公里/小时下的控制信道传输性能。而且，由于终端信号的长度序列减小，使得接收端进行相关的复杂度得以降低。

对映射为正交码后的信号进行加扰，区分不同终端的不同控制信道，使得每个时频块承载多个终端的信号，每个终端可以有多个信道的信号，保证了信道资源能被充分利用。

终端根据媒体接入层标识号(MAC ID)或随机选择承载本终端的信号的时频块，使得每个时频块所承载的用户数较为均匀，在不增加开销的情况下获得了较好的分布效果。

对于5M OFDM系统，如果每个时频块由连续的64个子载波和连续的4个OFDM符号组成，则可以在获得多径分集增益同时减少时延扩展带来的影响。并且，由于子载波数较少，因此需要搜索的多径数也减少，降低了接收端的多径搜索复杂度。如果每个时频块由连续的128个子载波和连续的2个OFDM符号组成，则可以使得控制信道的传输性能能够支持更高的速度。

如果待发信号的长度大于时频块所能承载的信息长度，则将该待发信号分割后承载在同一个时频块中以OFDM方式发送，并在接收端做合并；或者，对该待发信号进行纠错编码或补零后进行分割，将分割后的各部分待发信号进行级联，将级联的信号进行DFT后承载在一个时频块中以OFDM方式发送。保证了当控制信令较长时，也能应用本发明方案，扩大了本发明方案的应用范围。

如果待发信号的长度大于时频块所能承载的信息长度N比特，且小于M×N比特，则终端通过对该待发信号进行纠错编码，使其长度等于M×N比特，再将长度为M×N比特的待发信号分割为M个长度为N比特的信令后发送，并在接收端做合并后进行纠错译码，使得信号在传输质量上有较大的增益。

对经纠错编码的信号进行交织后再映射为正交码，从而进一步提高系统的性能。

附图说明

图1是根据现有技术中小于10比特待发信号映射为1024比特序列示意图；

图2是根据现有技术中发送反向控制信道信号示意图；

图3是根据现有技术中单天线接收反向控制信道信号示意图；

图4是根据现有技术中双天线接收反向控制信道信号示意图；

图5是根据现有技术中交织发送反向控制信道信号示意图；

图6是根据现有技术中小于10比特待发信号映射后重复为1024比特示意图；

图7是根据本发明第一实施方式的OFDMA系统中反向信号发送方法流程图；

图8是根据本发明第一实施方式的OFDMA系统中反向信号发送方法示意图；

图9是根据本发明第一实施方式的OFDMA系统中反向信号发送方法中一个物理帧内的物理信道资源块大小示意图；

图10是根据本发明第一实施方式的OFDMA系统中反向信号发送方法中时频块划分示意图；

图11是根据本发明第二实施方式的OFDMA系统中反向信号接收方法流程图；

图12是根据本发明第二实施方式的OFDMA系统中反向信号接收方法示意图；

图13是根据本发明第三实施方式的OFDMA系统中反向信号接收方法示意图；

图14是根据本发明第四实施方式的OFDMA系统中反向信号发送方法中时频块划分示意图；

图15是根据本发明第四实施方式的OFDMA系统中反向信号发送方法示意图；

图16是根据本发明第四实施方式的OFDMA系统中反向信号发送方法所对应的单天线接收方法示意图；

图17是根据本发明第四实施方式的OFDMA系统中反向信号发送方法所对应的双天线接收方法示意图；

图18是根据本发明第五实施方式的OFDMA系统中反向信号发送方法流程图；

图19是根据本发明第六实施方式的OFDMA系统中反向信号接收方法流程图；

图20是根据本发明方案的OFDMA系统中反向信号发送方法中待发信号分割示意图；

图21是根据本发明方案的OFDMA系统中反向信号发送方法中对小于8比特长度的待发信号补零/编码或对其映射后的正交码重复为256比特序列的示意图；

图22是根据本发明第十二实施方式的OFDM系统中反向信号发送方法流程图；

图23是根据本发明第十三实施方式的OFDM系统中反向信号接收方法流程图；

图24是根据本发明第五实施方式的OFDMA系统中反向信号发送方法中对待发信号进行编码和交织的示意图；

图25是根据本发明第五实施方式的OFDMA系统中反向信号发送方法中对交织后的信号进行分割的示意图；

图26是根据本发明第六实施方式的OFDMA系统中反向信号接收方法中对合并后的信号进行解交织和译码的示意图；

图27是根据本发明方案的OFDMA系统中反向信号发送方法中对大于8比特长度的待发信号进行编码后直接分割的示意图；

图28是根据本发明方案的OFDMA系统中反向信号发送方法中对小于8比特长度的待发信号进行编码与交织后映射为正交码的示意图；

图29是根据本发明第八实施方式的OFDMA系统中反向信号发送方法中对大于8比特长度的待发信号编码后分割为2个7比特信号序列的示意图；

图30是根据本发明第十二实施方式的OFDM系统中反向信号发送方法中对大于10比特长度的待发信号进行编码、交织和Walsh码映射的示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述。

本发明的核心在于，预先将一个物理帧内用来承载控制信道的物理信道资源划分为更小的时频块，每个时频块由连续的子载波和连续的少于一个物理帧符号数的OFDM符号组成，每个时频块的OFDM符号数根据小区中终端的最大设计时速确定。比如说，如果小区中终端的最大设计时速为200-400千米/小时，则时频块由连续的子载波和连续的小于或等于4个的OFDM符号组成；如果小区中终端的最大设计时速大于400千米/小时，则时频块由连续的子载波和连续的小于或等于2个的OFDM符号组成。

终端将待发信号映射为正交码，经DFT后承载在一个时频块中以OFDM方式发送，网络侧从时频块中接收OFDM信号，经IDFT后通过与各候选正交码作相关，解出终端的发送信号。每个时频块可以承载多个终端的信号，每个终端可以有多个控制信道的信号，各终端的信号均匀地分布在各个时频块中。

以上对本发明的核心作了简单介绍，下面根据该原理，对本发明的第一实施方式OFDMA系统中反向信号发送方法进行详细阐述。本实施方式中以5M带宽512个子载波的OFDM系统为例，根据小区中终端的最大设计时速预先将一个物理帧内用来承载控制信道的物理信道资源划分为4个的时频块，每个时频块由连续的64个子载波和连续的4个OFDM符号组成。

如图7所示，在步骤710中，终端将各控制信道的待发信号映射为正交码，本实施方式中，正交码为Walsh码，各控制信道的待发信号为8比特。比如说，如图8所示，终端将CQI、REQ和其他控制信道的8比特待发信号分别通过Walsh码的映射，使各控制信道得到256比特的信号。

接着，进入步骤720，终端将用于区分待发信号所属终端所属控制信道的扰码分别对各控制信道信号进行加扰后合并。针对上述案例，终端对每一个控制信道的256比特信号以相应的信道扰码进行加扰，该信道扰码是根据MAC ID和不同的控制信道所生成的，因此能够区分不同终端的不同控制信道。然后，将CQI、REQ和其他控制信道的经信道扰码加扰后的256比特信号以及256比特的导频信号进行合并，得到一个256比特的信号序列，如图8所示。

接着，进入步骤730，终端将用于区分该信号序列所属小区的扰码对合并后的信号进行再次加扰，其中，小区包含全向小区或扇形小区。针对上述案例，终端对合并后的256比特的信号序列以小区扰码进行再次加扰，以便区别不同的蜂窝小区或扇区，如图8所示。

接着，进入步骤740，终端将经再次加扰后的信号经DFT后承载在一个时频块中以OFDM方式发送。在现有技术中，终端将发送信号承载在一个物理帧中物理信道资源内发送，对于5M带宽512个子载波的OFDM系统而言，一个物理帧中物理信道资源由连续的128个子载波和连续的8个符号组成，如图9所示。而在本实施方式中，根据小区中终端的最大设计时速预先将一个物理帧内用来承载控制信道的物理信道资源划分为4个的时频块，每个时频块由连续的64个子载波和连续的4个OFDM符号组成，如图10所示。由于经再次加扰和DFT后的信号承载在比反向信道资源块更小的一个时频块中以OFDM方式发送，因此，不但可以降低快速变化的信道对反向控制信道的影响，使得反向控制信道在高速信道条件下的性能可以大大提高，而且，可以在获得多径分集增益同时减少时延扩展带来的影响，比如说，在本实施方式中，通过采用4个OFDM符号来承载终端的发送信号能够满足350公里/小时下的控制信道传输性能。

具体地说，针对上述案例，终端将经小区扰码加扰后的256比特信号序列进行64点的DFT变换，并根据MAC ID的后两位或随机地选择时频块，将经DFT变换后的信号序列承载在所选择的一个时频块中以OFDM方式发送，如图8所示。由于一个时频块承载的终端信号是经过根据MAC ID和不同的控制信道所生成的信道扰码加扰后的信号，因此，每个时频块可以承载多个终端的信号，而且，每个终端可以发送多个控制信道的信号，保证了信道资源能被充分利用。

另外，由于终端根据MAC ID或随机选择承载本终端的信号的时频块，因此，每个时频块所承载的用户数较为均匀，在不增加开销的情况下获得了较好的分布效果。当然，只要能达到每个时频块所承载的用户数较为均匀的分布效果即可，并不仅限于本实施方式中的选择方法。

本发明的第二实施方式OFDMA系统中反向信号接收方法对应于第一实施方式中的发送方法，本实施方式的接收方法为单天线的接收方法，具体如图11所示。

在步骤1101中，网络侧从时频块中接收OFDM信号。具体地说，如图12所示，网络侧对从一个由连续的64个子载波和连续的4个OFDM符号组成的时频块中接收到的OFDM信号进行FFT变换，然后再进行64点的IDFT变换。由于时频块的子载波数减少到64，因此只需要在4条径上做搜索，大大降低了多径搜索复杂度。

接着，进入步骤1102，网络侧对收到的OFDM信号进行IDFT后，将用于区分接收信号所属小区的扰码对经IDFT后的信号进行解扰，其中，小区包含全向小区或扇形小区。也就是说，网络侧用小区扰码对经64点IDFT后的信号进行解扰，得到解扰后的信号。

接着，进入步骤1103，网络侧将用于区分不同终端不同控制信道的扰码对解扰后的信号进行再次解扰。也就是说，网络侧用根据MAC ID和不同的控制信道所生成的信道扰码对经小区扰码解扰后的信号进行再次解扰，得到该终端的控制信道信号。比如说，网络侧用该终端的CQI信道的信道扰码对经小区扰码解扰后的信号进行再次解扰，得到该终端的CQI信道的256比特信号。

接着，进入步骤1104，网络侧将经信道扰码解扰后的信号与各候选正交码作相关，解出终端的发送信号。具体地说，如图12所示，由于仅需在4条径上做搜索，因此采用4级循环移位，对每一级循环移位进行两次解扰后分别进行相关。256比特长度的Walsh码相关后将有256个相关峰，每个相关峰对应一个8比特的信息。对4级循环移位将有4*256个相关峰，取其中最大相关峰对应的8信息比特作为该终端的控制信道的信号输出。不难发现，由于终端信号的长度序列减小(为256比特)，因此接收端进行相关的复杂度能得以降低。

本发明的第三实施方式OFDMA系统中反向信号接收方法与第二实施方式中的接收方法大致相同，其区别仅在于，在第一实施方式中，网络侧通过单天线从时频块中接收OFDM信号，而在本实施方式中，网络侧通过双天线从时频块中接收OFDM信号。

具体地说，如图13所示，网络侧通过双天线从时频块中接收OFDM信号。对从时频块中收到的OFDM信号的处理与第二实施方式大致相同，其区别仅在于，将从各天线收到的且经相关后的信号相应合并，解出终端的发送信号。也就是说，将从两个天线收到的且经相应的循环移位进行两次解扰后及相关后的信号进行合并，最终得到合并后的4*256个相关峰，取其中最大相关峰对应的8比特信息作为该终端的控制信道的信号输出。

本发明的第四实施方式OFDMA系统中反向信号发送方法与第一实施方式大致相同，其区别仅在于，在第一实施方式中，根据小区中终端的最大设计时速预先将一个物理帧内用来承载控制信道的物理信道资源划分为4个的时频块，每个时频块由连续的64个子载波和连续的4个OFDM符号组成，而在本实施方式中，根据小区中终端的最大设计时速预先将一个物理帧内用来承载控制信道的物理信道资源划分为4个的时频块，每个时频块由连续的128个子载波和连续的2个OFDM符号组成，其划分方法如图14所示。也就是说，终端将经小区加扰加扰后的256比特信号序列进行128点的DFT变换，再将经DFT变换后的信号序列承载在所选择的一个由连续的128个子载波和连续的2个OFDM符号组成的时频块中以OFDM方式发送，如图15所示。

由于时频块的子载波数较多时分集增益将增加，但多径影响也增加，需要在多条径上搜索，子载波数较少时需要搜索的多径数减少，复杂度降低，但分集增益也减少；时频块的连续OFDM符号数与系统支持的速度相关，支持的速度越大，连续OFDM符号数就应越小，控制信道的传输性能。因此，在第一实施方式中，每个时频块由连续的64个子载波和连续的4个OFDM符号组成，则可以在获得多径分集增益同时减少时延扩展带来的影响，并且，由于子载波数较少，因此需要搜索的多径数也减少，降低了接收端的多径搜索复杂度。而在本实施方式中，每个时频块由连续的128个子载波和连续的2个OFDM符号组成，则可以使得控制信道的传输性能能够支持更高的速度。

不难发现，在实际应用中，可以根据一个物理帧内用来承载控制信道的物理信道资源块大小和所支持的小区中终端的最大时速对该物理信道资源块进行划分。

比如说，如果该物理信道资源块由连续的256个子载波和连续的8个OFDM符号组成，则可以将该物理信道资源块划分为16个时频块，每个时频块由连续的64个子载波和连续的2个OFDM符号组成；或将该物理信道资源块划分为8个时频块，每个时频块由连续的64个子载波和连续的4个OFDM符号组成；或将该物理信道资源块划分为8个时频块，每个时频块由连续的128个子载波和连续的2个OFDM符号组成；或将该物理信道资源块划分为4个时频块，每个时频块由连续的128个子载波和连续的4个OFDM符号组成；或将该物理信道资源块划分为4个时频块，每个时频块由连续的256个子载波和连续的2个OFDM符号组成；或将该物理信道资源块划分为2个时频块，每个时频块由连续的256个子载波和连续的4个OFDM符号组成。

如果该物理信道资源块由连续的128个子载波和连续的8个OFDM符号组成，则可以将该物理信道资源块划分为8个时频块，每个时频块由连续的64个子载波和连续的2个OFDM符号组成；或将该物理信道资源块划分为4个时频块，每个时频块由连续的64个子载波和连续的4个OFDM符号组成；或将该物理信道资源块划分为4个时频块，每个时频块由连续的128个子载波和连续的2个OFDM符号组成；或将该物理信道资源块划分为2个时频块，每个时频块由连续的128个子载波和连续的4个OFDM符号组成。

对应于本实施方式的发送方法，反向信号的接收方法与第二实施方式或第三实施方式类似。如果网络侧通过单天线接收反向信号，则与第二实施方式相类似，如图16所示；如果网络侧通过双天线接收反向信号，则与第三实施方式相类似，如图17所示。因此，对应于本实施方式发送方法的反向信号接收方法在此不再赘述。

本发明的第五实施方式OFDMA系统中反向信号接收方法与第一实施方式大致相同，其区别仅在于，在第一实施方式中，终端发送的各控制信道的待发信号为8比特，正好等于一个时频块所能承载的信息长度，而在本实施方式中，终端发送的各控制信道的待发信号大于一个时频块所能承载的信息长度，因此，需要对该待发信号进行分割，使得分割后的待发信号的长度小于或等于一个时频块所能承载的信息长度。为了使信号能在传输质量上有较大的增益，还可以对该待发信号进行编码，具体流程如图18所示。

在步骤1801中，终端对各控制信道的信号分别进行纠错编码。比如说，各控制信道的待发信号长度为10比特，而一个时频块所能承载的信息长度仅为8比特。因此，在本步骤中，先将各控制信道的待发信号进行纠错编码，纠错编码可以是REED-MULLER编码、汉明码、或BCH码，得到16比特编码信号。通过对待发信号进行纠错编码，可使信号在传输质量上有较大的增益。

接着，进入步骤1802，终端将各控制信道的编码信号进行交织。也就是说，终端对各控制信道的16比特编码信号分别进行交织，如图24所示，从而进一步提高系统的性能。

接着，进入步骤1803，终端对各控制信道的交织后的信号进行分割，使得分割后的各部分待发信号的长度均为一个时频块所能承载的信息长度。针对上述案例，如图25所示，将各控制信道的交织后的16比特信号分割为两部分，每部分待发信号的长度均为8比特，使得各部分待发信号的长度均为一个时频块所能承载的8比特信息长度。

由于经分割后的各部分待发信号长度均为8比特，与第一实施方式中的待发信号长度相同，将同一个控制信道的各部分待发信号承载在同一个时频块中发送其实也可以看作是将不同控制信道的待发信号承载在同一个时频块中发送，将用于区分待发信号所属终端所属控制信道的不同扰码分别对映射为正交码后的各部分待发信号进行加扰，只需在接收端作相应的合并即可，因此，步骤1804至步骤1807与步骤710至步骤740相对应，在此不再赘述。

在本实施方式中，即使待发信号的长度大于时频块所能承载的信息长度，仍通过对该待发信号进行分割使其承载在一个时频块中以OFDM方式发送，保证了当控制信令较长时，也能应用本发明方案，扩大了本发明方案的应用范围。并且，由于先将待发信号进行了纠错编码，因此可使得信号在传输质量上有较大的增益。

本发明的第六实施方式OFDMA系统中反向信号接收方法对应于第五实施方式中的发送方法，具体如图19所示。

步骤1901至步骤1904与步骤1101至步骤1104相对应，在此不再赘述。

在步骤1905中，网络侧对解出的该终端的经分割后的各信令进行合并。针对上述案例，由于终端将控制信道的待发信号分割为两部分，每部分待发信号的长度为8比特且承载在一个时频块中，因此，在本步骤中，网络侧对从该时频块中接收到的且解出的该终端的该控制信道的2个8比特信令进行合并，得到16比特的信号序列。

接着，进入步骤1906，网络侧对合并后的信号序列进行解交织，恢复出16比特的编码信号，如图26所示。

接着，进入步骤1907，网络侧对经解交织后的16比特编码信号进行纠错译码，得到该终端的该控制信道的10比特发送信号。

需要说明的是，当待发信号的长度大于一个时频块所能承载的信息长度N，且小于M×N比特时，也可以通过补零操作将该待发信号的长度转换为M×N比特，如待发信号长度为10比特时，通过补零使其长度为16比特(映射为正交码后的长度将转换为2*256)，此时，接收端则无需进行相应的译码操作。如果终端通过纠错编码将待发信号的长度转换为M×N比特，但没有对该编码信号进行交织，而是直接将该编码信号进行分割，如图27所示，则接收端无需对合并后的该终端的该控制信道的16比特信号进行解交织，可直接对这16比特信号进行纠错译码。

当然，也可以直接对较长的待发信号进行分割，例如9比特的信令可以分为1个5比特的信令和1个4比特的信令来传送，如图20所示。对于长度小于一个时频块所能承载的信息长度的待发信号，如一个时频块所能承载的信息长度8比特，待发信号长度为6比特，则可以直接映射为长度为26的Walsh码，即长度为64的Walsh码，通过重复为256比特的信号序列后，承载在一个时频块中以OFDM方式发送；也可以对该待发信号进行补零或编码，使其长度转换为8比特，再承载在一个时频块中以OFDM方式发送，如图21所示。或者，也可以通过纠错编码的方式将6比特的待发信号转换为8比特的待发信号，再对其进行交织后映射为Walsh码，如图28所示。

本发明的第七实施方式OFDMA系统中反向信号发送方法与第五实施方式大致相同，其区别仅在于，在第五实施方式中，终端将经分割后的长度均为8比特的各部分待发信号承载在同一个时频块中发送，也就是将该控制信道的各部分待发信号视为承载在同一个时频块中的多个控制信道的待发信号。而在本实施方式中，当待发信号长度大于一个时频块所能承载的信息长度N比特时，将该待发信号中的N比特信号通过时频块发送，将该待发信号中的其余比特信号通过该终端所选择的时频块表示。

比如说，一个时频块所能承载的信息长度为8比特，各控制信道的待发信号的长度为10比特，则将10比特中的8比特信号(如低8位信号)进行正交码的映射、加扰与合并，再合并后的信号进行DFT后承载在一个时频块中以OFDM方式发送，其中，根据10比特中的剩余两位信号选择用于承载信号的时频块，如剩余两位信号(高2位信号)为10，则选择一个物理帧的物理信道资源块经划分后的第二个时频块。

对应于本实施方式的发送方法，反向信号的接收方法与第二实施方式或第三实施方式类似。其区别仅在于，网络侧通过接收OFDM信号、IDFT变换、解扰和解相关后，得到的8比特信号只是终端的部分的待发信号。针对上述案例，得到的8比特信号为低8位的信号，还需根据承载该OFDM信号的时频块获取剩余2位信号。针对上述案例，承载该OFDM信号的时频块是第二个时频块，因此，可获知高2位信号为10。

本发明的第八实施方式OFDMA系统中反向信号发送方法与第五实施方式大致相同，其区别仅在于，在第五实施方式中，终端将经分割后的长度均为8比特的各部分待发信号承载在同一个时频块中发送，也就是将该控制信道的各部分待发信号视为承载在同一个时频块中的多个控制信道的待发信号。而在本实施方式中，将长度大于一个时频块所能承载的信息长度N比特的待发信号进行纠错编码或补零后进行分割，将分割后的各部分待发信号分别进行正交码的映射、并将映射后的正交码进行级联、加扰与合并，将合并后的信号进行DFT后承载在一个时频块中以OFDM方式发送。

比如说，一个时频块所能承载的信息长度为8比特，终端的控制信道的待发信号长度为10比特。因此，先通过纠错编码将该10比特的待发信号扩展为14比特，再将这14比特的编码信号分割为2部分，每部分的待发信号长度为7比特。将分割后的2个7比特信令分别进行正交码的映射，得到2个长度为128比特的信号序列，对这2个长度为128比特的信号序列进行级联得到一个256比特长的信号序列，如图29所示，然后进行信道加扰、合并、和小区加扰后。将最后的256比特长的信号序列进行DFT后承载在一个时频块中以OFDM方式发送。通过将10比特的信号进行分割后，最终级联在一个时频块中以OFDM方式发送，消除了10比特信号划分成两个信号后叠加在一块发送所产生的相互干扰。

值得一提的是，虽然有多种方法可以将长度大于一个时频块所能承载的信息长度N比特的待发信号仍通过本发明方案进行发送，但是也可以将长度大于N比特的待发信号仍沿用现有技术的方案，仅对长度小于或等于N比特的待发信号通过本发明方案进行发送。也就是说，如果一个时频块所能承载的信息长度为8比特，而待发信号的长度为10比特，则仍将这10比特通过一个物理帧的物理信道资源块进行发送；如果待发信号的长度小于或等于8比特，则将待发信号通过一个时频块进行发送。

本发明第九实施方式的终端设备包含：映射模块，用于将待发信号映射为正交码；第一加扰模块，用于将用于区分该待发信号所属终端所属控制信道的扰码对经映射模块映射后的信号进行加扰后输出；合并模块，用于将第一加扰模块输出的信号进行合并后输出；第二加扰模块，用于将用于区分该待发信号所属小区的扰码对合并模块输出的信号进行再次加扰后输出；DFT模块，用于将经第二加扰模块加扰后的信号进行DFT后输出；发送模块，用于将DFT模块输出的信号承载在一个由连续的子载波和少于一个物理帧符号数的连续的OFDM符号组成的时频块中，以OFDM方式进行发送。

其中，时频块通过预先对一个物理帧中物理信道资源进行划分得到，该物理信道资源划分为至少两个时频块，每个时频块的OFDM符号数根据小区中终端的最大设计时速确定。

通过根据小区中终端的最大设计时速将反向信道资源块划分为更小的块，使得终端信号在更小的时频块中进行传输，以降低快速变化的信道对反向控制信道的影响，从而使得反向控制信道在高速信道条件下的性能可以大大提高。比如说，对于5M带宽512个子载波的OFDM系统，采用小于或等于4个OFDM符号来承载码分复用的控制信令能够满足350公里/小时下的控制信道传输性能。而且，由于终端信号的长度序列减小，使得接收端进行相关的复杂度得以降低。

本发明第十实施方式的OFDM系统中反向信号接收设备用于接收第九实施方式的终端设备所发送的信号，本实施方式中的接收设备通过单天线接收信号。该接收设备包含：接收模块，用于从由连续的子载波和少于一个物理帧符号数的连续的OFDM符号组成的时频块中接收OFDM信号；IDFT模块，用于对接收模块收到的OFDM信号进行IDFT后输出；解扰模块，用于先将用于区分接收信号所属小区的扰码对该IDFT模块输出的信号进行解扰，再将用于区分接收信号所属终端所属信道的扰码对解扰后的信号进行再次解扰；解相关模块，用于将经该解扰模块两次解扰后的信号与各候选正交码作相关，解出终端的发送信号。

本发明第十一实施方式的OFDM系统中反向信号接收设备与第十实施方式中的接收设备大致相同，其区别仅在于，第十实施方式中的接收设备通过单天线接收信号，而本实施方式中的接收设备通过双天线接收信号。因此相较第十实施方式中的接收设备，多了一个合并模块。

具体地说，接收模块通过2个天线从时频块中接收OFDM信号，由IDFT模块分别对各天线收到的OFDM信号进行IDFT变换后，再由解扰模块对各天线收到的经IDFT变换后的信号分别进行两次解扰，并由解相关模块分别进行解相关，最后，由合并模块将解相关模块输出的从各天线收到的且经相关后的信号相应合并，解出终端的发送信号。

本发明第十二实施方式的OFDM系统中反向信号发送方法如图22所示。在本实施方式中，各控制信道的待发信号长度小于预设长度。比如说，一个物理帧中物理信道资源块由128个子载波和连续的8个OFDM符号组成，则各控制信道的待发信号的预设长度为10比特，因为10比特的信号映射为正交码后的长度为1024比特，可通过一个物理帧中的物理信道资源块发送。因此，本实施方式中的各控制信道的待发信号长度小于10比特。

在步骤2201中，终端对各控制信道的待发信号分别进行纠错编码。比如说，各控制信道的待发信号长度为8比特，则对各控制信道的待发信号分别进行纠错编码，纠错编码可以是REED-MULLER编码、汉明码、或BCH码，得到10比特编码信号。通过对待发信号进行纠错编码，可使信号在传输质量上有较大的增益。

接着，进入步骤2202，终端将各控制信道的编码信号进行交织。也就是说，终端对各控制信道的10比特编码信号分别进行交织，从而进一步提高系统的性能。

接着，进入步骤2203，终端将各控制信道的经交织后的10信号分别映射为正交码，如Walsh码，得到1024比特的信号，如图30所示。

接着，进入步骤2204，终端将用于区分待发信号所属终端所属控制信道的扰码分别对各控制信道信号进行加扰后合并。针对上述案例，终端对每一个控制信道的1024比特信号以相应的信道扰码进行加扰，该信道扰码是根据MAC ID和不同的控制信道所生成的，因此能够区分不同终端的不同控制信道。然后，将各控制信道的经信道扰码加扰后的1024比特信号以及1024比特的导频信号进行合并，得到一个1024比特的信号序列。

接着，进入步骤2205，终端将用于区分该信号序列所属小区的扰码对合并后的信号进行再次加扰，其中，小区包含全向小区或扇形小区。针对上述案例，终端对合并后的1024比特的信号序列以小区扰码进行再次加扰，以便区别不同的蜂窝小区或扇区。

接着，进入步骤2206，终端将再次加扰的信号进行DFT后，以OFDM方式发送。通过对小于预设长度的待发信号进行纠错编码，使其在传输质量上有较大的增益。并且，通过对编码后的信号进行交织，可进一步提高系统性能。

本发明第十三实施方式的OFDM系统中反向信号接收方法，对应于第十二实施方式中的发送方法，具体如图23所示。

在步骤2301中，网络侧从一个物理帧的物理信道资源中接收到OFDM信号后进行FFT变换，然后再进行IDFT变换。

接着，进入步骤2302，网络侧对收到的OFDM信号进行IDFT后，将用于区分接收信号所属小区的扰码对经IDFT后的信号进行解扰，其中，小区包含全向小区或扇形小区。也就是说，网络侧用小区扰码对IDFT后的信号进行解扰，得到解扰后的1024比特信号。

接着，进入步骤2303，网络侧将用于区分不同终端不同控制信道的扰码对解扰后的信号进行再次解扰。也就是说，网络侧用根据MAC ID和不同的控制信道所生成的信道扰码对经小区扰码解扰后的信号进行再次解扰。

接着，进入步骤2304，网络侧将经信道扰码解扰后的信号与各候选正交码作相关，解出终端的控制信道的10比特信号序列。

接着，进入步骤2305，网络侧对解出的该终端的控制信道信号序列进行解交织，恢复出10比特的编码信号。

接着，进入步骤2306，网络侧对经解交织后的10比特编码信号进行信道纠错译码，得到该终端的控制信道所发送的8比特信号。

本发明第十四实施方式的终端设备，包含：用于在终端的待发信号长度小于预设长度时，将该待发信号进行纠错编码得到预设长度的编码信号的模块；用于对编码信号进行交织的模块；用于将经交织后的信号映射为正交码的模块；用于对映射所得的正交码加扰的模块；用于对经加扰后的信号进行DFT的模块；和用于对经DFT后的信号以OFDM方式发送的模块。通过对小于预设长度的待发信号进行纠错编码，使其在传输质量上有较大的增益。并且，通过对编码后的信号进行交织，从而进一步提高系统的性能。

本发明第十五施方式的OFDMA系统中反向信号接收设备用于接收第十四方式中的终端设备所发送的信号，包含：用于接收OFDM信号的模块；用于对收到的OFDM信号进行IDFT的模块；用于对经IDFT后的信号解扰的模块；用于将解扰所得的信号与各候选正交码作相关，解出终端信号的模块；用于对解出的终端信号进行解交织后输出的模块；和用于对经解交织后的信号进行纠错译码后输出的模块。

虽然通过参照本发明的某些优选实施方式，已经对本发明进行了图示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。

Claims (28)

1.一种正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，其特征在于，包含以下步骤：

预先改变反向控制信道资源结构，将一个物理帧中物理信道资源划分为至少两个时频块，每个时频块由连续的子载波和少于一个物理帧符号数的连续的正交频分多址OFDM符号组成；

终端将待发信号映射为正交码，经离散傅立叶变换DFT后承载在一个所述时频块中以OFDM方式发送。

2.根据权利要求1所述的正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，其特征在于，每个所述时频块的OFDM符号数根据小区中终端的最大设计时速确定。

3.根据权利要求1所述的正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，其特征在于，所述正交码为Walsh码。

4.根据权利要求1所述的正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，其特征在于，所述待发信号为控制信道信号；

将用于区分所述待发信号所属终端所属控制信道的扰码对属于不同控制信道的映射为正交码后的信号分别进行加扰，并将经加扰的各控制信道信号合并，再将用于区分所述待发信号所属小区的扰码对合并后的信号进行再次加扰，将经再次加扰后的信号进行DFT后承载在一个所述时频块中以0FDM方式发送。

5.根据权利要求4所述的正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，其特征在于，各所述时频块均匀地承载各所述终端的信号。

6.根据权利要求5所述的正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，其特征在于，各所述时频块通过以下方式均匀地承载各所述终端的信号：

所述终端根据媒体接入层标识号或随机选择承载本终端的信号的所述时频块。

7.根据权利要求4所述的正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，其特征在于，所述待发信号长度大于所述时频块所能承载的信息长度时，将该待发信号进行分割，分割后的各待发信号小于或等于N比特，所述N比特为所述时频块所能承载的信息长度，N为整数；

所述终端将用于区分所述待发信号所属终端所属控制信道的不同扰码对所述分割后的各部分待发信号分别映射为正交码后的信号分别进行加扰，并将加扰后的信号合并，再将用于区分所述待发信号所属小区的扰码对合并后的信号进行再次加扰后进行DFT，并将经DFT后的信号承载在同一个所述时频块中以OFDM方式发送。

8.根据权利要求4所述的正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，其特征在于，所述终端将长度大于所述时频块所能承载的信息长度的待发信号通过一个物理帧的物理信道资源块发送，将长度小于或等于N比特的待发信号通过所述时频块发送，所述N比特为所述时频块所能承载的信息长度。

9.根据权利要求4所述的正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，其特征在于，所述待发信号长度大于所述时频块所能承载的信息长度时，将该待发信号中的N比特信号通过所述时频块发送，根据该待发信号中的其余比特信号选择用于承载信号的时频块，通过该终端所选择的时频块表示所述其余比特信号，所述N比特为所述时频块所能承载的信息长度。

10.根据权利要求4所述的正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，其特征在于，如果所述待发信号长度大于所述时频块所能承载的信息长度，则对该待发信号进行纠错编码或补零后进行分割，将分割后的各部分待发信号分别进行正交码的映射，并将映射后的正交码进行级联、加扰与合并，将合并后的信号进行DFT后承载在一个所述时频块中以OFDM方式发送。

11.根据权利要求7所述的正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，其特征在于，如果所述待发信号大于N比特且小于M×N比特，则通过以下方式之一将该待发信号的长度转换为M×N比特，M为整数：

对所述待发信号进行补零操作；

将所述待发信号进行纠错编码；

所述终端对长度为M×N比特的待发信号进行分割，分割后的各部分待发信号的长度均为N比特。

12.根据权利要求11所述的正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，其特征在于，所述终端对经纠错编码后的信号进行交织，并将经交织后的信号进行所述分割。

13.根据权利要求4所述的正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，其特征在于，所述待发信号长度小于所述时频块所能承载的信息长度时，所述终端对该待发信号进行补零或编码，将该待发信号长度转换为N比特，所述N比特为所述时频块所能承载的信息长度。

14.根据权利要求2所述的正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，其特征在于，如果所述小区中终端的最大设计时速为200-400千米/小时，则所述时频块由连续的子载波和连续的等于或小于4个的OFDM符号组成；如果所述小区中终端的最大设计时速大于400千米/小时，则所述时频块由连续的子载波和连续的等于或小于2个的OFDM符号组成。

15.根据权利要求14所述的正交频分多址接入系统中反向信号发送方法，其特征在于，如果所述一个物理帧中物理信道资源由连续的256个子载波和连续的8个OFDM符号组成，则所述时频块由连续的64个子载波和连续的2个OFDM符号组成，或

由连续的64个子载波和连续的4个OFDM符号组成，或

由连续的128个子载波和连续的2个OFDM符号组成，或

由连续的128个子载波和连续的4个OFDM符号组成，或

由连续的256个子载波和连续的2个OFDM符号组成，或

由连续的256个子载波和连续的4个OFDM符号组成；

如果所述一个物理帧中物理信道资源由连续的128个子载波和连续的8个OFDM符号组成，则所述时频块由连续的64个子载波和连续的2个OFDM符号组成，或

由连续的64个子载波和连续的4个OFDM符号组成，或

由连续的128个子载波和连续的2个OFDM符号组成，或

由连续的128个子载波和连续的4个OFDM符号组成。

16.一种正交频分多址接入系统中反向信号接收方法，其特征在于，包含以下步骤：

预先改变反向控制信道资源结构，将一个物理帧中物理信道资源划分为至少两个时频块，每个时频块由连续的子载波和少于一个物理帧符号数的连续的OFDM符号组成；

网络侧从所述时频块中接收OFDM信号，经逆离散傅立叶变换IDFT后通过与各候选正交码作相关，解出终端的发送信号。

17.根据权利要求16所述的正交频分多址接入系统中反向信号接收方法，其特征在于，每个所述时频块的OFDM符号数根据小区中终端的最大设计时速确定。

18.根据权利要求17所述的正交频分多址接入系统中反向信号接收方法，其特征在于，还包含以下步骤：

所述网络侧先将用于区分接收信号所属小区的扰码对经IDFT后的信号进行解扰，再将用于区分接收信号所属终端所属控制信道的扰码对解扰后的信号进行再次解扰，将经再次解扰后的信号与各候选正交码作相关，解出终端的发送信号。

19.根据权利要求18所述的正交频分多址接入系统中反向信号接收方法，其特征在于，如果所述终端将待发信号分割成至少两个信令进行发送，则所述网络侧对解出的该终端的经分割后的各信令进行合并。

20.根据权利要求18所述的正交频分多址接入系统中反向信号接收方法，其特征在于，如果所述终端通过承载OFDM信号的时频块表示待发信号的部分信息，则所述网络侧根据收到的OFDM信号和承载该OFDM信号的时频块获取终端的发送信号。

21.根据权利要求18所述的正交频分多址接入系统中反向信号接收方法，其特征在于，如果所述终端将待发信号进行纠错编码后发送，则所述网络侧对解出的该终端的信号进行纠错译码。

22.根据权利要求21所述的正交频分多址接入系统中反向信号接收方法，其特征在于，如果所述终端将待发信号进行纠错编码和交织后发送，则所述网络侧对解出的该终端的信号进行解交织后再进行所述纠错译码。

23.根据权利要求18所述的正交频分多址接入系统中反向信号接收方法，其特征在于，网络侧通过至少2个天线从所述时频块中接收OFDM信号，经IDFT后并分别与各候选正交码作相关，将从各天线收到的且经相关后的信号相应合并，解出终端的发送信号。

24.一种终端设备，其特征在于，包含：

映射模块，用于将待发信号映射为正交码；

离散傅立叶变换DFT模块，用于将经所述映射模块映射后的信号进行DFT；

发送模块，用于将经所述DFT模块变换后的信号承载在一个由连续的子载波和少于一个物理帧符号数的连续的OFDM符号组成的时频块中，以OFDM方式进行发送；

所述时频块通过预先改变反向控制信道资源结构，对一个物理帧中物理信道资源进行划分得到，该物理信道资源划分为至少两个时频块。

25.根据权利要求24所述的终端设备，其特征在于，还包含：

第一加扰模块，用于将用于区分所述待发信号所属终端所属控制信道的扰码对经所述映射模块映射后的信号进行加扰后输出；

合并模块，用于将所述第一加扰模块输出的信号进行合并后输出；

第二加扰模块，用于将用于区分所述待发信号所属小区的扰码对所述合并模块输出的信号进行再次加扰后输出；

所述DFT模块对所述第二加扰模块输出的信号进行DFT变换。

26.一种正交频分多址接入系统中反向信号接收设备，其特征在于，包含：

接收模块，用于从由连续的子载波和少于一个物理帧符号数的连续的OFDM符号组成的时频块中接收OFDM信号；

逆离散傅立叶变换IDFT模块，用于对所述接收模块收到的OFDM信号进行IDFT；

解相关模块，用于将经所述IDFT模块变换后的信号与各候选正交码作相关，解出终端的发送信号；

所述时频块通过预先改变反向控制信道资源结构，对一个物理帧中物理信道资源进行划分得到，该物理信道资源划分为至少两个时频块。

27.根据权利要求26所述的正交频分多址接入系统中反向信号接收设备，其特征在于，还包含：

解扰模块，用于先将用于区分接收信号所属小区的扰码对所述IDFT模块变换后的信号进行解扰，再将用于区分接收信号所属终端所属信道的扰码对解扰后的信号进行再次解扰；

所述解相关模块将经所述解扰模块两次解扰后的信号与各候选正交码作相关，解出终端的发送信号。

28.根据权利要求26所述的正交频分多址接入系统中反向信号接收设备，其特征在于，还包含用于合并信号的合并模块；

所述接收模块通过至少2个天线从所述时频块中接收OFDM信号，经IDFT模块变换后，由所述解相关模块将经IDFT模块变换后的信号分别与各候选正交码作相关后输出；

所述合并模块将所述解相关模块输出的从各天线收到的且经相关后的信号相应合并，解出终端的发送信号。

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