KR20050082968A - 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서채널 품질 정보 송/수신 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하고, 미리 설정된 설정 개수의 서브 캐리어 대역들의 집합인 서브 채널들을 구비하는 무선 통신 시스템에서, 송신기가 채널 품질 정보를 미리 설정되어 있는 코딩 방식으로 코딩한 후 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하고, 상기 변조된 채널 품질 정보를 미리 설정되어 있는 서브 채널에 할당한 후 상기 채널 품질 정보가 할당된 서브 채널 신호를 역고속 푸리에 변환 및 무선 주파수 처리하여 송신한다. 그러면 수신기는 무선 주파수 신호를 수신하고, 상기 수신한 무선 주파수 신호를 기저 대역 신호로 변환한 후 고속 푸리에 변환한 후, 상기 고속 푸리에 변환된 신호들에서 미리 설정된 서브 채널 신호를 추출하며, 상기 추출한 서브 채널 신호를 송신기에서 적용한 변조 방식에 상응하는 방식으로 복조한 후, 상기 복조된 서브 채널 신호를 상기 송신기에서 적용한 코딩 방식에 상응하는 방식으로 디코딩하여 채널 품질 정보를 복원한다.

Description

직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서 채널 품질 정보 송/수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING/RECEIVING CHANNEL QUALITY INFORMATION IN A COMMUNICATION SYSTEM USING ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING SCHEME}
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 채널 품질 정보를 송수신하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
이동 통신 시스템이 급속하게 발전해나감에 따라 요구되는 데이터양과 그 처리 속도 역시 급속하게 증가하고 있다. 일반적으로, 무선 채널에서 데이터를 고속으로 전송할 경우 다중 경로 페이딩(multipath fading), 도플러 확산(doppler spread) 등의 영향으로 인해 높은 비트 에러 레이트(BER: Bit Error Rate)를 가지게 된다. 따라서, 무선 채널에 적합한 무선 접속 방식이 요구되며, 비교적 낮은 송신 전력, 비교적 낮은 탐지 확률 등의 장점을 가지는 대역 확산 변조 방식이 널리 사용되고 있다.
상기 대역 확산 방식은 크게 직접 시퀀스 확산 스펙트럼(DSSS: Direct Sequence Spread Spectrum, 이하 'DSSS' 라 칭하기로 한다) 방식과, 주파수 호핑 확산 스펙트럼(FHSS: Frequency Hopping Spread Spectrum, 이하 'FHSS'라 칭하기로 한다) 방식으로 분류된다. 상기 DSSS 방식은 무선 채널에서 발생하는 다중 경로 현상을 상기 무선 채널의 경로 다이버시티(path diversity)를 이용하는 레이트(Rake) 수신기를 사용하여 적극적으로 대처할 수 있는 방식이다. 그러나, 상기 DSSS 방식은 10 Mbps의 전송 속도까지는 효율적으로 사용될 수 있으나 10Mbps 이상의 고속 데이터를 전송할 경우 칩(chip)간 간섭이 증가함에 따라 하드웨어 복잡도가 급속히 증가하고, 다중 사용자 간섭(multi-user interference)에 의해 수용할 수 있는 사용자의 용량에 한계가 있다는 단점을 가지고 있다.
상기 FHSS 방식은 데이터를 랜덤 시퀀스(random sequence)에 의해 주파수를 이동하면서 송신하기 때문에 다중 채널 간섭 및 협대역 임펄스성 잡음(narrow band impulse noise)의 영향을 줄일 수 있는 방식이다. 그러나, 상기 FHSS 방식은 송신기와 수신기간의 정확한 동기가 매우 중요한 요소로 작용하여 비교적 고속 데이터를 전송할 경우에는 동기 획득이 난이하다는 단점을 가지고 있다.
한편, 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식은 유무선 채널에서 고속 데이터 전송에 적합한 방식으로 활발하게 연구되고 있는 방식이다. 상기 OFDM 방식은 멀티-캐리어(multi-carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(symbol)열을 병렬 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들로 변조하여 전송하는 멀티캐리어 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.
상기 OFDM 방식은 상기에서 설명한 바와 같이 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어들을 사용하기 때문에 주파수 사용 효율이 높아지고, 송신기 및 수신기에서 상기 다수의 서브 캐리어 신호들을 변복조하는 과정은 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)와 DFT(Discrete Fourier Transform)를 수행한 것과 동일하게 되어, 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다)과 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform， 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)을 사용하여 고속으로 수행할 수 있다.
상기 OFDM 방식은 고속 데이터 전송에 적합하기 때문에 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11a와, HIPELAN/2의 고속 무선 LAN(Local Area Network)과, IEEE 802.16과, 디지털 오디오 방송(DAB: Digital Audio Broadcasting)과, 디지털 지상 텔레비전 방송(DTTB: Digital Terrestrial Television Broadcasting)과, ADSL(Asymmetric Digital Subscriber Line)과 VDSL(Veri-high data rate Digital Subscriber Line)의 표준 방식으로 채택되었다.
한편, 상기 OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다) 심벌의 주파수 영역(frequency domain)의 구조는 서브 캐리어들로 정의된다. 상기 서브 캐리어들은 데이터 전송에 사용되는 데이터 서브 캐리어와, 각종 추정(estimation)의 목적을 위해 미리 설정된 특정 패턴(pattern)의 심벌을 전송하는데 사용되는 파일럿(pilot) 서브 캐리어와, 보호 구간(guard interval) 및 DC 성분을 위한 널(null) 서브 캐리어의 3가지 종류로 분류된다. 여기서, 상기 널 서브캐리어를 제외한 나머지 서브 캐리어들, 즉 데이터 서브 캐리어들 및 파일럿 서브 캐리어들이 유효 서브 캐리어들이 된다.
또한, 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭하기로 한다) 방식은 상기 유효 서브 캐리어들을 다수의 서브 캐리어 집합, 즉 서브 채널(sub-channel)로 분할하여 사용하는 방식이다. 여기서, 상기 서브 채널이라 함은 적어도 1개 이상의 서브 캐리어들로 구성되는 채널을 의미하며, 상기 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들은 인접할 수도 있고 혹은 인접하지 않을 수도 있다. 상기에서 설명한 바와 같이 상기 OFDMA 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'OFDMA 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)은 다수의 사용자들에게 동시에 서비스를 제공할 수 있다.
그러면 여기서 도 1을 참조하여 일반적인 OFDMA 통신 시스템의 서브 채널 할당 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 1은 일반적인 OFDMA 통신 시스템의 서브 채널 할당 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, 상기 OFDMA 통신 시스템에서 사용하는 서브 캐리어들은 시간 영역(time domain)에서 DC 성분을 나타내는 DC 서브 캐리어와, 주파수 영역(frequency domain)의 고주파(high frequency) 대역, 즉 시간 영역의 보호 구간을 나타내는 서브 캐리어들과, 유효 서브 캐리어들로 구성된다. 상기 유효 서브 캐리어들은 다수의 서브 채널들로 구성되며, 상기 도 1에는 상기 유효 서브 캐리어들을 3개의 서브 채널, 즉 서브 채널 1 내지 서브 채널 3으로 구성한 경우가 도시되어 있다.
한편, 상기에서 설명한 바와 같은 고속 데이터 전송을 지원하기 위해서 다양한 방식들이 사용되고 있으며, 특히 적응적 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding, 이하 'AMC'라 칭하기로 한다) 방식이 사용되고 있다. 상기 AMC 방식은 셀(cell), 즉 기지국(BS: Base Station)과 이동 가입자 단말기(MSS: Mobile Subscriber Station, 이하 'MSS'라 칭하기로 한다) 사이의 채널 상태에 따라 서로 다른 변조 방식과 코딩 방식을 결정해서, 상기 셀 전체의 사용 효율을 향상시키는 데이터 전송 방식을 말한다. 상기 AMC 방식은 다수개의 변조 방식들과 다수개의 코딩 방식들을 가지며, 상기 변조 방식들과 코딩 방식들을 조합하여 채널 신호를 변조 및 코딩한다. 통상적으로 상기 변조 방식들과 코딩 방식들의 조합들 각각을 변조 및 코딩 방식(MCS ; Modulation and Coding Scheme, 이하 'MCS'라 칭하기로 한다)이라고 하며, 상기 MCS들의 수에 따라 레벨(level) 1에서 레벨(level) N까지 복수개의 MCS들을 정의할 수 있다. 즉, 상기 AMC 방식은 상기 MCS의 레벨을 상기 MSS와 현재 무선 접속되어 있는 기지국 사이의 채널 상태에 따라 적응적으로 결정하여 상기 기지국 전체 시스템 효율을 향상시키는 방식이다.
상기 OFDMA 통신 시스템에서 상기 AMC 방식을 사용하기 위해서는 MSS가 상기 MSS 자신이 속한 기지국에게 다운링크(downlink)의 채널 상태, 즉 채널 품질 정보(CQI: Channel Quality Information, 이하 'CQI'라 칭하기로 한다)를 알려주어야만 한다. 현재, IEEE 802.16 통신 시스템에서 MSS는 보고 요구(REP-REQ: Report Request, 이하 'REP-REQ'라 칭하기로 한다)/보고 응답(REP-RSP: Report Response, 이하 'REP-RSP'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하여 다운링크의 CQI를 해당 기지국으로 통보하도록 규정하고 있다.
즉, IEEE 802.16 통신 시스템에서 기지국은 특정 MSS에게 REP-REQ 메시지를 송신하고, 상기 REP-REQ 메시지를 수신한 MSS는 다운 링크의 CQI를 생성하여 REP-RSP 메시지를 통해 상기 기지국으로 송신한다. 여기서, 상기 CQI는 일 예로 캐리어대 간섭 잡음비(CINR: Carrier to Interference and Noise Ratio) 또는 수신 전계 강도(RSSI: Receive Signal Strength Indicator)의 평균값과 표준 편차값이 될 수 있다. 그런데, 상기 REP-REQ 메시지는 상기 MSS가 상기 REP-RSP 메시지를 송신할 수 있는 업링크(uplink) 자원 할당에 대한 정보를 전혀 포함하고 있지 않기 때문에 상기 MSS는 상기 기지국으로 업링크 자원 할당을 요구하기 위해 랜덤 접속(random access)을 시도하게 된다. 상기 랜덤 접속은 상기 REP-RSP 메시지 송신을 지연시킬 수 있으며, 따라서 상기 AMC 방식을 적용함에 있어 정확한 CQI가 적용되지 못한다는 단점을 가지게 된다. 또한, 상기 REP-RSP 메시지 송신은 시그널링 오버헤드(signalling overhead)로 작용하게 된다는 단점을 가진다.
따라서, 시그널링 오버헤드를 최소화시키면서도 실시간으로 정확한 CQI를 전송하는 방안에 대한 필요성이 대두되고 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 OFDM 통신 시스템에서 시그널링 오버헤드를 최소화하여 CQI를 송수신하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 OFDM 통신 시스템에서 실시간 CQI를 송수신하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 송신 장치는; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하고, 미리 설정된 설정 개수의 서브 캐리어 대역들의 집합인 서브 채널들을 구비하는 무선 통신 시스템에서, 채널 품질 정보를 송신하는 장치에 있어서, 상기 채널 품질 정보를 미리 설정되어 있는 코딩 방식으로 코딩하는 인코더와, 상기 코딩된 채널 품질 정보를 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하는 변조기와, 상기 변조된 채널 품질 정보를 미리 설정되어 있는 서브 채널에 할당하는 서브 채널 할당기와, 상기 채널 품질 정보가 할당된 서브 채널 신호를 역고속 푸리에 변환한 후 무선 주파수 처리하여 송신하는 송신기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 수신 장치는; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하고, 미리 설정된 설정 개수의 서브 캐리어 대역들의 집합인 서브 채널들을 구비하는 무선 통신 시스템에서, 채널 품질 정보를 수신하는 장치에 있어서, 무선 주파수 신호를 수신하고, 상기 수신한 무선 주파수 신호를 기저 대역 신호로 변환한 후 고속 푸리에 변환하는 수신기와, 상기 고속 푸리에 변환된 신호들에서 미리 설정된 서브 채널 신호를 추출하는 서브 채널 추출기와, 상기 추출한 서브 채널 신호를 송신 장치에서 적용한 변조 방식에 상응하는 방식으로 복조하는 복조기와, 상기 복조된 서브 채널 신호를 상기 송신 장치에서 적용한 코딩 방식에 상응하는 방식으로 디코딩하여 채널 품질 정보를 복원하는 디코더를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 송신 방법은; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하고, 미리 설정된 설정 개수의 서브 캐리어 대역들의 집합인 서브 채널들을 구비하는 무선 통신 시스템에서, 채널 품질 정보를 송신하는 방법에 있어서, 상기 채널 품질 정보를 미리 설정되어 있는 코딩 방식으로 코딩하는 과정과, 상기 코딩된 채널 품질 정보를 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하는 과정과, 상기 변조된 채널 품질 정보를 미리 설정되어 있는 서브 채널에 할당하는 과정과, 상기 채널 품질 정보가 할당된 서브 채널 신호를 역고속 푸리에 변환한 후 무선 주파수 처리하여 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 수신 방법은; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하고, 미리 설정된 설정 개수의 서브 캐리어 대역들의 집합인 서브 채널들을 구비하는 무선 통신 시스템에서, 채널 품질 정보를 수신하는 방법에 있어서, 무선 주파수 신호를 수신하고, 상기 수신한 무선 주파수 신호를 기저 대역 신호로 변환한 후 고속 푸리에 변환하는 과정과, 상기 고속 푸리에 변환된 신호들에서 미리 설정된 서브 채널 신호를 추출하는 과정과, 상기 추출한 서브 채널 신호를 송신기에서 적용한 변조 방식에 상응하는 방식으로 복조하는 과정과, 상기 복조된 서브 채널 신호를 상기 송신기에서 적용한 코딩 방식에 상응하는 방식으로 디코딩하여 채널 품질 정보를 복원하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
도 2는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'OFDMA 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 2를 참조하면, 먼저 상기 송신기는 인코더(encoder)(211)와, 변조기(modulator)(213)와, 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(215)와, 서브 채널 할당기(sub-channel allocator)(217)와, 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다)기(219)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(221)와, 보호 구간 삽입기(guard interval inserter)(223)와, 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(225)와, 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 'RF'라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(227)로 구성된다.
먼저, 송신하고자 하는 채널 품질 정보(CQI: Channel Quality Information, 이하 'CQI'라 칭하기로 한다)가 발생하면, 상기 CQI를 나타내는 비트(이하 'CQI 비트'라 칭하기로 한다)는 상기 인코더(211)로 입력된다. 여기서, 상기 CQI는 일 예로 캐리어대 간섭 잡음비(CINR: Carrier to Interference and Noise Ratio) 또는 수신 전계 강도(RSSI: Receive Signal Strength Indicator)의 평균값과 표준 편차값이 될 수 있다. 상기 인코더(211)는 상기 CQI 비트를 입력하여 미리 설정되어 있는 코딩(coding) 방식으로 코딩한 후 상기 변조기(213)로 출력한다. 여기서, 상기 코딩 방식은 일 예로 미리 설정된 코딩 레이트(coding rate)를 가지는 블록 코딩(block coding) 방식 등이 될 수 있다.
상기 변조기(213)는 상기 인코더(211)에서 출력한 코딩된 비트(coded bits)를 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌로 생성하여 상기 직렬/병렬 변환기(215)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식은 차등 위상 쉬프트 키잉(DPSK: Differential Phase Shift Keying, 이하 'DPSK'라 칭하기로 한다) 방식, 일 예로, DBPSK(Differential Binary Phase Shift Keying) 방식 혹은 DQPSK(Differential Quadrature Phase Shift Keying) 방식 등이 될 수 있다. 상기 직렬/병렬 변환기(215)는 상기 변조기(213)에서 출력하는 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 서브 채널 할당기(217)로 출력한다. 상기 서브 채널 할당기(217)는 상기 직렬/병렬 변환기(215)에서 출력한 병렬 변환된 변조된 심벌들을 미리 설정되어 있는 CQI 채널(CQICH: CQI CHannel, 이하 'CQICH'라 칭하기로 한다)을 구성하는 서브 채널에 할당한 후 IFFT기(219)로 출력한다. 여기서, 상기 서브 채널이라 함은 적어도 1개 이상의 서브 캐리어(sub-carrier)들로 구성되는 채널을 의미하며, 상기 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들은 인접할 수도 있고 혹은 인접하지 않을 수도 있다. 또한, 본 발명의 실시예에서는 상기 CQI를 송신하기 위한 새로운 채널, 즉 CQICH를 새롭게 제안하는 것이며, 상기 CQICH는 임의의 한 서브 채널이 되는 것이다. 물론, 상기 도 2에 도시하지는 않았으나 상기 서브 채널 할당기(217)로는 상기 CQICH뿐만 아니라 나머지 서브 채널 역시 할당될 수 있음은 물론이다.
상기 IFFT기(219)는 상기 서브 채널 할당기(217)에서 출력한 신호를 입력하여 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(221)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(221)는 상기 IFFT기(219)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 보호 구간 삽입기(223)로 출력한다. 상기 보호 구간 삽입기(223)는 상기 병렬/직렬 변환기(221)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(225)로 출력한다. 여기서, 상기 보호 구간은 상기 OFDMA 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 간섭을 제거하기 위해서 삽입된다. 상기 보호 구간은 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플(sample)들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 'cyclic prefix' 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 'cyclic postfix' 방식중 어느 한 방식으로 삽입된다.
상기 디지털/아날로그 변환기(225)는 상기 보호 구간 삽입기(223)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(227)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(227)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(225)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 에어(air)상으로 전송한다.
상기 도 2에서는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDMA 통신 시스템의 송신기 구조에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 3을 참조하여 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDMA 통신 시스템의 수신기 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 3은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDMA 통신 시스템의 수신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 3을 참조하면, 상기 수신기는 RF 처리기(311)와, 아날로그/디지털 변환기(analog/digital converter)(313)와, 보호 구간 제거기(guard interval remover)(315)와, 직렬/병렬 변환기(317)와, 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform， 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)기(319)와, 서브 채널 추출기(321)와, 병렬/직렬 변환기(323)와, 복조기(de-modulator)(325)와, 디코더(decoder)(327)로 구성된다.
먼저, 상기 도 2에서 설명한 바와 같이 송신기에서 송신한 신호는 다중 경로 채널(multipath channel)을 겪고 잡음이 가산된 형태로 상기 수신기의 수신 안테나(Rx antenna)를 통해서 수신된다. 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 RF 처리기(311)로 입력되고, 상기 RF 처리기(311)는 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 중간 주파수(IF: Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후 상기 아날로그/디지털 변환기(313)로 출력한다. 상기 아날로그/디지털 변환기(313)는 상기 RF 처리기(311)에서 출력한 아날로그 신호를 디지털 변환한 후 상기 보호 구간 제거기(315)로 출력한다. 상기 보호 구간 제거기(315)는 상기 아날로그/디지털 변환기(313)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 제거한 후 상기 직렬/병렬 변환기(317)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(317)는 상기 보호 구간 제거기(315)에서 출력한 직렬 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 FFT기(319)로 출력한다. 상기 FFT기(319)는 상기 직렬/병렬 변환기(317)에서 출력한 신호를 N-포인트 FFT를 수행한 후 상기 서브 채널 추출기(321)로 출력한다. 상기 서브 채널 추출기(321)는 상기 FFT기(319)에서 출력한 신호를 입력하여 CQICH가 매핑되어 있는 서브 채널을 추출한 후 상기 병렬/직렬 변환기(323)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(323)는 상기 서브 채널 추출기(321)에서 출력한 병렬 신호를 직렬 변환하여 상기 복조기(325)로 출력한다.
상기 복조기(325)는 상기 병렬/직렬 변환기(323)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 송신기에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조한 후 상기 디코더(327)로 출력한다. 상기 디코더(327)는 상기 복조기(325)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 송신기에서 적용한 코딩 방식에 상응하는 디코딩 방식으로 디코딩하여 최종 CQI 비트로 복원한다.
상기 도 3에서는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하는 OFDMA 통신 시스템의 수신기 구조에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 4를 참조하여 도 2의 인코더(211) 및 변조기(213) 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 4는 도 2의 인코더(211) 및 변조기(213) 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 4를 참조하면, 상기 인코더(211)는 (m,n) 블록 인코더(block encoder)로 구현되며, 상기 변조기(213)는 스위치(switch)(411)와, DBPSK 변조기(413)와, DQPSK 변조기(415)로 구성된다. 먼저, n 비트(n bits)의 CQI 비트가 입력되면 상기 CQI 비트는 (m,n) 블록 인코더(211)로 입력된다. 상기 (m,n) 블록 인코더(211)는 상기 n비트의 CQI 비트를 블록 코딩하여 m개의 심벌(m symbols)로 생성한 후 상기 스위치(411)로 출력한다. 상기 스위치(411)는 상기 (m,n) 블록 인코더(211)에서 출력한 신호를 상기 송신기에서 적용하는 변조 방식에 따라, 즉 상기 송신기가 DBPSK 방식을 사용할 경우에는 상기 DBPSK 변조기(413)로 출력하고, 이와는 달리 상기 송신기가 DQPSK 방식을 사용할 경우에는 상기 DQPSK 변조기(415)로 출력한다. 상기 DBPSK 변조기(413)는 상기 (m,n) 블록 인코더(211)에서 출력한 신호를 DBPSK 방식으로 변조하여 m + 1개의 변조 심벌(m + 1 symbols)로 출력한다. 또한, 상기 DQPSK 변조기(415)는 상기 (m,n) 블록 인코더(211)에서 출력한 신호를 DQPSK 방식으로 변조하여 개의 변조 심벌( symbols)로 출력한다.
상기 도 4에서는 도 2의 인코더(211) 및 변조기(213) 구조에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 5를 참조하여 도 4의 (m,n) 블록 인코더(211) 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 5는 도 4의 (m,n) 블록 인코더(211) 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 5를 참조하면, 상기 (m,n) 블록 인코더(211)는 스위치(511)와, (2n-1 , n) 상호 직교 인코더(bi-orthogonal encoder)(513)와, (2n , n) 직교 인코더(orthogonal encoder)(515)와, (517)와, 스위치(519)와, 천공기(puncturer)(521)와, 반복기(repeater)(523)로 구성된다. 상기 도 4에서 설명한 바와 같이 n 비트의 CQI 비트가 입력되면, 상기 스위치(511)는 상기 (m,n) 블록 인코더(211)에서 적용하는 코딩 방식에 따라 상기 (2n-1 , n) 상호 직교 인코더(513)와, (2n , n) 직교 인코더(515)와, (517) 중 어느 한 인코더로 상기 CQI 비트를 출력한다. 여기서, 상기 (2n-1 , n) 상호 직교 인코더(513)는 상기 n 비트의 CQI 비트를 인코딩하여 2n-1개의 심벌(2n-1 symbols)로 출력하고, 상기 (2n , n) 직교 인코더(515)는 상기 n 비트의 CQI 비트를 인코딩하여 2n개의 심벌(2n symbols)로 출력하고, (517)는 상기 n 비트의 CQI 비트를 인코딩하여 개의 심벌( symbols)로 출력한다.
상기 (2n-1 , n) 상호 직교 인코더(513)와, (2n , n) 직교 인코더(515)와, (517) 중 어느 한 인코더에서 출력된 신호는 상기 스위치(519)로 입력되고, 상기 스위치(519)는 상기 입력되는 신호를 상기 (m,n) 블록 인코더(211)의 출력 심벌수 m과 비교하여 천공할 필요가 있을 경우에는 상기 천공기(521)로 출력하고, 이와는 달리 반복할 필요가 있을 경우에는 상기 반복기(523)로 출력한다. 여기서, 상기 천공기(521)는 입력되는 신호를 상기 심벌수 m에 일치하도록 천공하여 출력하며, 상기 반복기(523)는 상기 입력되는 신호를 상기 심벌수 m에 일치하도록 반복하여 출력한다.
그러면 여기서 도 22를 참조하여 상기 도 4의 (m,n) 블록 인코더(211)에서 생성 가능한 블록 코드에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 22는 도 4의 (m,n) 블록 인코더(211)에서 생성 가능한 (m,n) 블록 코드의 종류들을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 22를 설명하기에 앞서, 먼저 상기 도 5에서 설명한 바와 같이 상기 (m,n) 블록 인코더(211)는 (2n-1 , n) 상호 직교 인코더(513)와, (2n , n) 직교 인코더(515)와, (517) 중 어느 한 인코더를 사용하여 코딩된 심벌들을 출력하고, 상기 코딩된 심벌들을 천공기(521)를 통해 천공하거나 혹은 반복기(523)를 통해 반복함으로써 최종적으로 (m,n) 블록 코드를 생성한다. 따라서, 상기 (m,n) 블록 코드를 생성하는 방식은 다양할 수 있으며, 상기 도 22에서는 본 발명의 실시예에 따라 자기 상관성(autocorrelation)이 최대가 되고, 다른 코드들과의 상호 상관성(cross correlation)은 최소가 되도록하는 (m,n) 블록 코드를 생성하는 방식이 도시되어 있다. 특히, 상기 도 22에는 상기 CQI가 5비트로 구성될 경우를 일 예로 한 경우의 (m,n) 블록 코드를 생성하는 방식이 도시되어 있다.
상기 도 22에는 (11,5) 블록 코드와, (17,5) 블록 코드와, (23,5) 블록 코드와, (22,5) 블록 코드와, (34,5) 블록 코드와, (46,5) 블록 코드와, (20,5) 블록 코드와, (10,5) 블록 코드 생성 방식이 도시되어 있다. 상기 (11,5) 블록 코드는 5 비트의 CQI 비트를 1번째 심벌부터 16번째 심벌까지 16개의 심벌들로 구성된 (16,5) 상호 직교 코드로 생성한 후, 상기 16개의 심벌들중 5개의 심벌들, 즉 2번째 심벌과, 5번째 심벌과, 8번째 심벌과, 11번째 심벌과, 14번째 심벌을 천공하여 최종적으로 (11,5) 블록 코드로 생성한다. 또한, 상기 (17,5) 블록 코드는 5 비트의 CQI 비트를 1번째 심벌부터 16번째 심벌까지 16개의 심벌들로 구성된 (16,5) 상호 직교 코드로 생성한 후, 상기 16개의 심벌들중 1개의 심벌, 즉 1번째 심벌을 반복하여 최종적으로 (17,5) 블록 코드로 생성한다.
또한, 상기 (23,5) 블록 코드는 5 비트의 CQI 비트를 1번째 심벌부터 32번째 심벌까지 32개의 심벌들로 구성된 (32,5) 직교 코드로 생성한 후, 상기 32개의 심벌들중 9개의 심벌, 즉 1번째 심벌부터 9번째 심벌을 천공하여 최종적으로 (23,5) 블록 코드로 생성한다. 또한, 상기 (22,5) 블록 코드는 5 비트의 CQI 비트를 1번째 심벌부터 32번째 심벌까지 32개의 심벌들로 구성된 (32,5) 직교 코드로 생성한 후, 상기 32개의 심벌들중 10개의 심벌, 즉 1번째 심벌부터 10번째 심벌을 천공하여 최종적으로 (22,5) 블록 코드로 생성한다.
또한, 상기 (34,5) 블록 코드는 5 비트의 CQI 비트를 1번째 심벌부터 32번째 심벌까지 32개의 심벌들로 구성된 (32,5) 직교 코드로 생성한 후, 상기 32개의 심벌들중 2개의 심벌, 즉 1번째 심벌과 2번째 심벌을 반복하여 최종적으로 (34,5) 블록 코드로 생성한다. 또한, 상기 (46,5) 블록 코드는 5 비트의 CQI 비트를 1번째 심벌부터 32번째 심벌까지 32개의 심벌들로 구성된 (32,5) 직교 코드와, 1번째 심벌부터 16번째 심벌까지의 16개의 심벌들로 구성된 (16,5) 상호 직교 코드로 생성한 후, 상기 48개의 심벌들중 2개의 심벌, 즉 1번째 심벌과 2번째 심벌을 천공하여 최종적으로 (46,5) 블록 코드로 생성한다.
또한, 상기 (20,5) 블록 코드는 5 비트의 CQI 비트를 1번째 심벌부터 32번째 심벌까지 32개의 심벌들로 구성된 (32,5) 직교 코드로 생성한 후, 상기 32개의 심벌들중 12개의 심벌, 즉 1번째 심벌과, 4번째 심벌과, 6번째 심벌과, 7번째 심벌과, 8번째 심벌과, 10번째 심벌과, 11번째 심벌과, 12번째 심벌과, 13번째 심벌과, 14번째 심벌과, 15번째 심벌과, 16번째 심벌을 천공하여 최종적으로 (20,5) 블록 코드로 생성한다. 또한, 상기 (10,5) 블록 코드는 5 비트의 CQI 비트를 1번째 심벌부터 16번째 심벌까지 16개의 심벌들로 구성된 (16,5) 상호 직교 코드로 생성한 후, 상기 16개의 심벌들중 6개의 심벌, 즉 1번째 심벌과, 2번째 심벌과, 3번째 심벌과, 5번째 심벌과, 9번째 심벌과, 16번째 심벌을 천공하여 최종적으로 (10,5) 블록 코드로 생성한다.
상기에서 설명한 바와 같이 어떤 코드를 어떻게 천공 혹은 반복하는지에 따라 상기 (m,n) 블록 코드의 자기 상관은 최대화되고, 상호 상관 특성은 최소화되게 된다.
상기 도 5에서는 도 4의 (m,n) 블록 인코더(211) 구조에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 6을 참조하여 도 2의 변조기(213) 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 6은 도 2의 변조기(213) 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 6을 참조하면, 먼저 상기 변조기(213)는 상기 (m,n) 블록 인코더(211)에서 출력한 블록 코드를 DPSK 방식으로 변조한다. 여기서, 상기 DPSK 방식은 수신 신호를 복조하기 위해 캐리어의 절대적인 위상 정보를 필요로 하지 않고, 단지 수신 신호 심벌들간의 위상차 정보만을 필요로 한다. 이렇게, 상기 수신 신호 심벌들간의 위상차 정보만이 필요한 이유는 상기 DPSK 방식이 송신하고자 하는 정보를 송신 신호 심벌의 위상에 포함시키지 않고, 연속한 송신 신호들간의 위상차에 포함시키는 방식이기 때문이다. 그래서, 상기 DPSK 방식을 사용할 경우 수신기는 non-coherent 검출(이하 'non-coherent detection'라 칭하기로 한다)을 지원할 수 있게 된다. 상기에서 설명한 바와 같이 상기 DPSK 방식을 사용할 경우 수신기는 non-coherent detection을 지원할 수 있어 송신기는 상기 CQICH의 복조를 위해 따로 기준 신호(reference signal), 즉 파일럿 신호(pilot signal)를 송신할 필요가 없다.
상기 변조기(213)는 로직 네트워크(logic network)(611)와, 크기 레벨 쉬프트기(amplitude-level shifter)(613)와, 지연기(delay unit)(615)와, 곱변조기(product modulator)(617)로 구성된다. 먼저, 임의의 시점 k에서 상기 (m,n) 블록 인코더(211)에서 출력한 블록 코드를 {bk}라고 표현하기로 하며(input binary sequence {bk}) , 상기 로직 네트워크(611)에서 출력하는 차등 변조 신호를 {dk}(differentially encoded sequence(first Symbol arbitrary) {dk}}라고 표현하기로 한다. 여기서, 상기 k는 샘플 인덱스(sample index)를 나타낸다(sample index k). 입력단에서의 이진 신호열(input binary sequence)은 로직 네크워크(611)과 지연 블록을 거쳐 차등 변조된 symbol열(differentially encoded sequence)로 변환되어 부호화된다.
상기 크기 레벨 쉬프트기(613)는 상기 로직 네트워크(611)에서 출력하는 DPSK 변조된 신호 {dk}를 크기 레벨 쉬프트한 후(amplitude level shifted sequence) 상기 곱변조기(617)로 출력한다. 상기 곱변조기(617)는 상기 크기 레벨 쉬프트기(613)에서 출력한 신호를 입력하여 곱변조한 후 최종 DPSK 변조 심벌(differentially encoded signal)로 출력한다. 한편, 상기 지연기(615)는 상기 로직 네트워크(611)에서 출력한 신호를 입력하여 비트 구간(bit duration) Tb만큼 지연한 후 상기 로직 네트워크(611)로 출력한다.
그러면 여기서 상기 DPSK 방식이 DBPSK 방식 및 DQPSK 방식을 경우를 각각 일 예로 하여 상기 변조기(213) 동작에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, 상기 DBPSK 방식을 사용하여 DBPSK 신호를 생성하는 동작에 대해서 도 7을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 7은 도 2의 변조기(213)가 DBPSK 방식을 사용하여 DBPSK 신호를 생성하는 과정을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 7을 참조하면, 상기 변조기(213)는 상기 도 6에서 설명한 바와 같은 구성을 가지며, 일 예로 길이 10인 블록 코드 {bk}(k = 1, 2, 3, ... , 10)가 입력되면 상기 로직 네트워크(611)는 상기 길이 10인 블록 코드 {bk}(k = 1, 2, 3, ... , 10)에서 임의의 한 비트를 기준 비트(reference bit)로 선택하여 차등 변조한 후 길이가 11인 차등 변조 신호 {dk}(k = 0, 1, 2, 3, ... , 10)를 상기 크기 레벨 쉬프트기(613)로 출력한다. 상기 도 7에서는 임의의 k-1 시점에서의 블록 코드 bk가 임의의 k 시점에서의 차등 변조 신호 비트 dk-1와 상이한 경우를 가정한 것이다. 상기 크기 레벨 쉬프트기(613)는 크기 레벨을 쉬프트한 후 상기 곱 변조기(617)로 출력한다. 상기 곱 변조기(617)는 상기 크기 레벨 쉬프트기(615)에서 출력한 신호를 위상값 를 곱해 최종 DBPSK 변조 심벌로 출력한다. 여기서, 상기 DBPSK 변조 심벌의 위상 Θk(k = 0, 1, 2, ... , 10)에 차등 변조 신호 {dk}의 정보가 부호화 되었음을 상기 차등 변조 신호 비트 dk와 Θk의 비교를 통해 확인할 수 있다. 즉, 송신 신호 심벌들간의 위상차에 송신하고자 하는 정보가 표현되는 것이다.
상기 도 7에서는 DBPSK 방식을 사용하여 DBPSK 신호를 생성하는 동작에 대해서 설명하였으며, 다음으로 상기 DQPSK 방식을 사용하여 DQPSK 신호를 생성하는 동작에 대해서 도 8을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 8은 도 2의 변조기(213)가 DQPSK 방식을 사용하여 DQPSK 신호를 생성하는 과정을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 8을 설명하기에 앞서, 상기 변조기(213)가 상기 DQPSK 방식을 사용하여 DQPSK 신호를 생성하는 과정은 상기 DBPSK 방식을 사용하여 DBPSK 신호를 생성하는 과정과 거의 유사한 원리를 가진다. 다만, 4개의 위상에 송신하고자 하는 정보를 나타낼 수 있으므로 2 비트가 1개의 DQPSK 심벌로 변조된다는 점에서만 상이할 뿐이므로, 여기서는 구체적인 설명을 생략하기로 한다.
상기에서 설명한 바와 같이 상기 변조 방식으로 DPSK 방식을 사용할 경우 차등 변조가 수행되어, 상기 송신기는 임의로 선택된 기준 심벌(reference symbol)을 먼저 송신하고, 그 다음으로 상기 기준 심벌과 상기 송신기가 송신하고자 하는 정보와의 차이를 송신하게 된다. 따라서, 수신기는 수신 신호의 절대적인 위상 정보를 정확하게 파악하고 있지 않더라도 수신된 기준 심벌과 상기 기준 심벌에 연이어 수신되는 심벌과의 위상차를 측정함으로써 파일럿 신호가 별도로 송신되지 않더라도 효과적으로 복조를 할 수 있다는 장점을 가진다.
그러면 여기서 도 9를 참조하여 도 3의 복조기(325) 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 9는 도 3의 복조기(325) 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 9를 참조하면, 상기 복조기(325)는 곱셈기들(911,913)과, -90°위상 쉬프트기(-90 degree phase shifter)(915)와, 적분기들(917,919)과, 지연기(921)와, 위상 비교기(phase comparator)(923)로 구성된다. 먼저, 수신 신호 r(t)는 상기 곱셈기들(911,913) 각각으로 입력된다. 상기 곱셈기(911)는 상기 수신 신호 r(t)에 상기 -90°위상 쉬프트기(915)에서 출력하는 위상값 을 곱한 후 상기 적분기(917)로 출력한다. 또한 상기 곱셈기(913)는 상기 수신 신호 r(t)에 상기 -90°위상 쉬프트기(915)에서 출력하는 위상값 을 곱한 후 상기 적분기(919)로 출력한다.
상기 적분기(917)는 상기 곱셈기(911)에서 출력하는 신호를 상기 비트 구간 Tb 동안 적분하여 복조된 동위상(in-phase) 신호 Re{rk} = ak를 상기 지연기(921) 및 상기 위상 비교기(923)로 출력한다. 또한, 상기 적분기(919)는 상기 곱셈기(913)에서 출력하는 신호를 상기 비트 구간 Tb 동안 적분하여 복조된 직교 위상(quadrature phase)신호 Im{rk} = bk를 상기 지연기(921) 및 상기 위상 비교기(923)로 출력한다. 여기서, 상기 ak는 동위상 성분을 나타내며, 상기 bk는 직교 위상 성분을 나타낸다. 그러면 복조 신호 rk는 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
상기 수학식 1에서 상기 Θk는 송신 신호의 위상(채널 환경을 겪기 이전의 위상)을 나타내며, φ는 수신기에서 수신한 수신 신호의 위상(채널 환경을 겪은 위상)을 나타낸다. 또한, 상기 수신 신호 r(t)의 크기는 1로 normalize되었다고 가정하기로 하며, 잡음은 발생하지 않았다고 가정하기로 한다.
한편, 상기 지연기(921)는 상기 적분기(917) 및 적분기(919)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 비트 구간 Tb 동안 지연하여 ak-1과 bk-1로 생성한 후 상기 위상 비교기(923)로 출력한다. 상기 위상 비교기(923)는 상기 지연기(921)에서 출력하는 신호 ak-1과 bk-1를 상기 적분기(917) 및 적분기(919)에서 출력하는 신호 ak 과 bk와 비교하여 최종 복조 신호를 생성한다. 이를 나타내면 하기 수학식 2 및 수학식 3과 같다.
먼저, 상기 수학식 1은 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
또한, 이전 수신 신호와 현재 수신 신호의 위상차는 하기 수학식 3을 통해 계산할 수 있다.
상기에서 설명한 바와 같이 수신 신호를 복조함에 있어 파일럿 신호는 필요하지 않게 되어 non-coherent detection이 가능하게 된다.
상기 도 9에서는 도 3의 복조기(325) 구조를 설명하였으며, 다음으로 도 10을 참조하여 도 3의 복조기(325) 및 디코더(327) 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 10은 도 3의 복조기(325) 및 디코더(327) 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 10을 참조하면, 먼저 상기 복조기(325)는 스위치(1011)와, DBPSK 복조기(1013)와, DQPSK 복조기(1015)로 구성되며, 상기 디코더(327)는 (m,n) 블록 디코더(block decoder)로 구현된다. 먼저, 상기 송신기에서 적용하는 변조 방식이 DBPSK 방식일 경우에는 m +1 개의 심벌들이 입력되고, 상기 송신기에서 적용하는 변조 방식이 DQPSK 방식일 경우에는 +1개의 심벌들이 입력된다. 그러면, 상기 스위치(1011)는 상기 송신기에서 적용한 변조 방식에 상응하게 해당 복조기, 즉 상기 DBPSK 복조기(1013) 혹은 DQPSK 복조기(1015)로 상기 입력된 신호를 출력한다.
상기 DBPSK 복조기(1013) 혹은 DQPSK 복조기(1015)는 상기 스위치(1011)로부터 입력되는 신호를 복조하여 m개의 심벌로 복조한 후 상기 (m,n) 블록 디코더(327)로 출력한다. 상기 (m,n) 블록 디코더(327)는 입력되는 신호를 디코딩하여 n 비트의 CQI로 복조한다. 여기서, 상기 DBPSK 복조기(1013) 및 DQPSK 복조기(1015) 내부 구조는 상기 도 9에서 설명한 바와 동일하다.
상기 도 10에서는 도 3의 복조기(325) 및 디코더(327) 구조에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 11을 참조하여 도 3의 디코더(327) 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 11은 도 3의 디코더(327) 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 11을 참조하면, 먼저 상기 디코더(327)는 상기 도 10에서 설명한 바와 같이 (m,n) 블록 디코더로 구현된다. 상기 (m,n) 블록 디코더(327)는 M개의 곱셈기들(1111-1, 1111-2, ... , 1111-M)과, M개의 누적기(accumulator)들(1113-1, 1113-2, ... , 1113-M)과, 최대값 선택기(1115)와, (m,n) 블록 인코더(1117)로 구성된다.
먼저, 상기 복조기(325)에서 출력한 신호를 {xk}라고 표현하기로 하며, 상기 복조기(325)에서 출력한 신호 {xk}는 상기 곱셈기들(1111-1, 1111-2, ... , 1111-M) 각각으로 입력된다. 상기 곱셈기들(1111-1, 1111-2, ... , 1111-M) 각각은 상기 복조기(325)에서 출력한 신호 {xk}를 입력하여 상기 (m,n) 블록 인코더(1117)에서 생성한 M(M = 2n)개의 (m,n) 블록 코드 와 각각 비트 단위로 곱한 후 상기 누적기들(1113-1, 1113-2, ... , 1113-M) 각각으로 출력한다. 상기 누적기들(1113-1, 1113-2, ... , 1113-M) 각각은 상기 곱셈기들(1111-1, 1111-2, ... , 1111-M) 각각에서 출력한 신호를 누적한 후 상기 최대값 선택기(1115)로 출력한다. 상기 최대값 선택기(1115)는 상기 누적기들(1113-1, 1113-2, ... , 1113-M) 각각에서 출력한 신호들중 최대값을 가지는 블록 코드와 대응되는 n비트의 이진 시퀀스 로 출력한다. 여기서, 결과적으로 상기 n비트의 이진 시퀀스 가 송신기가 송신한 n 비트 CQI가 되는 것이다. 한편, 상기 디코더(327)는 블록 코드의 상호 직교 특성을 사용하여 신호를 복조하기 때문에, 상기 송신기와 수신기간에 상기 블록 코드에 대한 정보를 공유해야만 한다.
상기 도 11에서는 도 3의 디코더(327) 구조에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 12 내지 도 16을 참조하여 도 2의 서브 채널 할당기(217)의 CQICH 할당 동작에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 12는 본 발명의 실시예에 따른 CQICH를 서브 채널에 매핑하는 일 예를 도시한 도면이다.
상기 도 12를 설명하기에 앞서, 상기 OFDMA 통신 시스템은 이동 가입자 단말기(MSS: Mobile Subscriber Station, 이하 'MSS'라 칭하기로 한다)에 전용으로 CQICH를 할당해야만 하며, 따라서 상기 OFDMA 통신 시스템은 상기 MSS의 개수만큼 상기 CQICH를 할당해야만 한다. 그리고, CQI는 업링크(UL: uplink) 프레임(frame) 구조에 따라 업링크 데이터 심벌에 할당되어야만 한다.
먼저, 상기 OFDMA 통신 시스템의 업링크 프레임 구조를 다음과 같이 가정하기로 한다.
상기 OFDMA 통신 시스템에서 업링크의 유효 서브 캐리어들의 개수를 Nused라고 가정하기로 하며, 상기 OFDMA 통신 시스템의 각 OFDM 심벌의 Nused개의 유효 서브 캐리어들은 연속된 Ncont개의 서브 캐리어들로 구성된 총 Ngroup개의 그룹들로 분류된다(). 그리고, 1개의 서브 채널은 각 Ngroup개의 그룹들에서 연속된 ntone개의 서브 캐리어들을 할당하여 상기 OFDM 심벌당 개의 서브 캐리어들을 한 슬럿(slot) 동안 동일하게 사용한다. 여기서, 상기 서브 채널을 구성하는 서브 캐리어들은 동일한 프레임 구간에서는 그 위치가 변하지 않는다고 가정하기로 한다.
상기 도 12를 참조하면, 1개의 프레임이 2개의 슬럿들로 구성되고, 1개의 슬럿은 3개의 심벌들로 구성되는 경우의 서브 채널 구조가 도시되어 있으며, 또한, 연속된 2개의 서브 캐리어들의 그룹이 1개의 서브 채널을 구성하고 있다.
1개의 CQICH는 시간 영역에서는 슬럿 단위로 할당되고, 주파수 영역에서는 서브 채널의 연속된 서브 캐리어들의 단위로 할당된다. 따라서, 상기 CQICH가 사용하는 서브 캐리어들의 개수 nCQI_tone은 상기 ntone의 배수 형태를 가져야만 하며, 상기 CQICH의 심벌 개수는 상기 OFDMA 통신 시스템의 업링크에서 정의된, 1 슬럿을 구성하는 심벌들의 수 nsym의 배수 형태를 가져야만 한다. 즉, 1개의 CQICH에 할당되는 데이터 영역의 크기는 의 배수 형태를 가져야만 하는 것이다. 상기 1개의 CQICH에 할당되는 데이터 영역에는 상기에서 설명한 바와 같이 DPSK 방식으로 변조된 변조 심벌들이 포함되는 것이다.
상기와 같은 조건을 만족하는 CQICH가 1 CQICH당 nCQI_tone개의 서브 캐리어들과 nCQI_slot개의 슬럿들을 사용할 경우, 업링크에서 1개의 서브 채널당 지원 가능한 CQICH의 개수는 하기 수학식 4와 같이 결정된다.
상기 수학식 4에서 NCQI_subch는 1개의 서브 채널당 지원 가능한 CQICH의 개수를 나타내는 변수이다.
일 예로, 상기 OFDMA 통신 시스템의 유효 서브 캐리어들의 개수가 1552개이고, 상기 1552개의 유효 서브 캐리어들은 194개의 서브 캐리어들로 구성된 총 8개의 그룹들로 분류되고, 1개의 서브 채널이 상기 8개의 그룹들 각각에서 할당되는 2개의 연속하는 서브 캐리어들로 구성되어 결과적으로 1 심벌당 16개의 서브 캐리어들이 한 슬럿 동안 동일하게 사용된다고 가정하기로 한다. 상기 CQICH가 2개의 서브 캐리어들과 2개의 슬럿들을 점유하는 경우 1개의 서브 채널당 지원 가능한 CQICH의 개수는 이다. 즉, 1개의 서브 채널당 지원 가능한 CQICH 개수는 4이다.
한편, 상기에서 설명한 바와 같은 조건을 만족하는 데이터 영역을 할당받는 CQICH를 블록 인코딩 및 DPSK 변조시킬 경우 고려할 사항들은 다음과 같다.
먼저, 상기 CQICH가 개의 서브 캐리어들을 필요로할 경우, 이는 연속된 ntone개의 서브 캐리어들의 mCQI개 묶음이 1개의 CQICH를 구성하는데 사용됨을 의미한다. 여기서, 상기 mCQI개의 서브 캐리어들간에는 다중 경로 페이딩(multipath fading)의 정도가 상이하므로 각각 DPSK 방식으로 변조를 해야만 한다. 즉, 연속된 ntone개의 서브 캐리어들과 연속된 nCQI_slot개의 슬럿들로 구성된 블록에 대해서 블록 코드를 DPSK 방식으로 변조시킨 심벌들을 할당해야만 하는 것이다.
상호 이격된 서브 캐리어들간에는 채널 특성에 따라 다중 경로 페이딩의 정도가 상이하므로 기준 심벌(reference symbol)을 별도로 전송하면서 각각 DPSK 방식으로 변조를 수행해야만 한다. 상기 OFDMA 통신 시스템의 업링크에서 정의된 1개의 슬럿을 구성하는 심벌들의 수를 nsym이라고 가정하기로 하고, 상기 CQI가 n 비트로 구성되고, 상기 n 비트를 m 심벌로 출력하는 (m , n) 블록 인코더를 사용할 경우 상기 DBPSK 방식과 DQPSK 방식을 사용할 경우에 대해서 하기 수학식 5 및 수학식 6과 같은 관계가 성립해야만 한다.
상기 수학식 5에서 좌변은 상기 도 4의 (m,n) 블록 인코더(211)와 DBPSK 변조기(413)를 통해 블록 코딩 및 DBPSK 변조를 거친후에 생성된 심벌의 길이를 나타내며, 우변은 1개의 CQICH에 할당된 데이터 영역의 크기를 나타낸다.
상기 수학식 6에서 좌변은 상기 도 4의 (m,n) 블록 인코더(211)와 DQPSK 변조기(415)를 통해 블록 코딩 및 DQPSK 변조를 거친후에 생성된 심벌의 길이를 나타내며, 우변은 1개의 CQICH에 할당된 데이터 영역의 크기를 나타낸다.
한편, 상기 OFDMA 통신 시스템의 업링크 프레임 구조는 상기 OFDMA 통신 시스템의 규격에 상응하게 결정되므로, 상기 (m,n) 블록 인코더(211)에서 출력하는 블록 코드 m의 크기는 DBPSK 변조기를 사용하는지, DQPSK 변조기를 사용하는지에 따라 각각 하기 수학식 7 및 수학식 8에 의해 결정된다.
상기 수학식 7 및 수학식 8에서 mCQI값은 하기 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
일 예로, 상기 OFDMA 통신 시스템의 유효 서브 캐리어들의 개수가 1552개이고, 상기 1552개의 유효 서브 캐리어들은 194개의 서브 캐리어들로 구성된 총 8개의 그룹들로 분류되고, 1개의 서브 채널이 상기 8개의 그룹들 각각에서 할당되는 2개의 연속하는 서브 캐리어들로 구성되어 결과적으로 1 심벌당 16개의 서브 캐리어들이 한 슬럿 동안 동일하게 사용된다고 가정하기로 한다. 그리고, 1개의 슬럿은 3개의 심벌들로 구성되어 있을 때, 상기 CQICH가 2개의 서브 캐리어들과 2개의 슬럿들을 점유하는 경우, 상기 DBPSK 방식으로 변조를 수행할 경우 필요한 블록 코드의 길이는 이며, 이와는 달리 상기 DQPSK 방식으로 변조를 수행할 경우 필요한 블록 코드의 길이는 이다. 만약, 상기 CQI가 5비트로 구성될 경우, 상기 DBPSK 방식으로 변조를 할 경우에는 (11,5) 블록 코드가 필요하며, 상기 DQPSK 방식으로 변조를 할 경우에는 (22,5) 블록 코드가 필요한 것이다.
또 다른 예로, 상기 CQICH가 4개의 서브 캐리어들과 1개의 슬롯을 점유할 경우 상기 DQPSK 방식으로 변조를 수행할 때 필요한 블록 코드의 길이는 이다. 이 경우, 길이가 20인 블록 코드는 길이가 10인 2개의 코드로 분할되어 각각이 상기 DQPSK 방식으로 변조됨으로써 6개의 심벌들이 2번, 즉 12개의 심벌들이 생성된다. 상기 12개의 심벌들은 6개의 심벌들씩 연속하는 서브 캐리어를 가지는 1개의 슬롯에 할당된다.
상기에서 설명한 바와 같은 블록 코드들을 하기 표 1에 정리하였다.
상기 표 1에서 case 1에 해당하는 CQICH 구조가 도 13에 도시되어 있으며, case 2에 해당하는 CQICH 구조가 도 14에 도시되어 있으며, case 3에 해당하는 CQICH 구조가 도 15에 도시되어 있으며, case 4에 해당하는 CQICH 구조가 도 16에 도시되어 있다. 상기 도 15와 도 16에서 1개의 CQICH가 인접하는 2개의 서브 캐리어 묶음 2개로 구성되어 있는데, 상기 도 15와 도 16에도시되어 있는 바와 같이 반드시 인접한 서브 캐리어 묶음일 필요는 없으며, 이격될 수도 있음은 물론이다.
한편, 상기 CQICH 신호를 송신할 때 상기에서 설명한 바와 같은 구조보다 높은 신뢰성을 확보하기 위해 리던던시(redundancy)를 증가시킬 수 있다. 즉, 2개의 동일한 CQICH를 1개의 프레임을 통해 송신하여 높은 신뢰성을 확보하는 것이다. 이 경우, 한번에 송신되는 동일한 CQICH의 수를 ncopy라고 할 때 상기 수학식 5 및 수학식 6은 하기 수학식 10 및 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
이렇게, 신뢰성 확보를 위해 동일한 CQICH를 반복 송신할 경우 수신기 구조 역시 상기 반복 송신하는 CQICH 구조에 상응하게 변경되어야만 하는데, 이를 도 17을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 도 17은 도 3의 복조기(325) 및 디코더(327) 또 다른 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 17을 참조하면, 먼저 상기 복조기(325)는 스위치(1701)와, DBPSK 복조기(1711)와, DQPSK 복조기(1713)와, 스위치(1703)와, DBPSK 복조기(1715)와, DQPSK 복조기(1719)와, 가산기(1721)로 구성되며, 또한 상기 디코더(327)는 (m,n) 블록 디코더(block decoder)(1723)로 구현된다. 상기 스위치(1701)와, DBPSK 복조기(1711)와, DQPSK 복조기(1713)는 상기 도 10에서 설명한 스위치(1011)와, DBPSK 복조기(1013)와, DQPSK 복조기(1015)와 실질적으로 동일한 역할을 수행하며, 상기 스위치(1703)와, DBPSK 복조기(1715)와, DQPSK 복조기(1717) 역시 상기 도 10에서 설명한 스위치(1011)와, DBPSK 복조기(1013)와, DQPSK 복조기(1015)와 실질적으로 동일한 역할을 수행하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 또한, (m,n) 블록 디코더(1723) 역시 상기 도 10에서 설명한 (m,n) 블록 디코더(327)와 동일한 역할을 수행하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 다만, 상기에서 설명한 바와 같이 CQICH가 반복 전송되므로 가산기(1719)가 비트 단위로 상기 복조된 m개의 심벌들을 가산하는 면에서만 상기 도 10에서 설명한 복조기(325) 및 디코더(327) 구조와 상이할 뿐이다.
한편, 상기에서 설명한 바와 같은 CQICH 구성을 하기 표 2에 정리하였다.
상기 표 2에 나타낸 CQICH 구성은 상기 OFDMA 통신 시스템의 유효 서브 캐리어들의 개수가 1552개이고, 상기 1552개의 유효 서브 캐리어들은 194개의 서브 캐리어들로 구성된 총 8개의 그룹들로 분류되고, 1개의 서브 채널이 상기 8개의 그룹들 각각에서 할당되는 2개의 연속하는 서브 캐리어들로 구성되어 결과적으로 1 심벌당 16개의 서브 캐리어들이 한 슬럿 동안 동일하게 사용된다고 가정한 경우의 CQICH 구성을 나타낸 것이며, 1개의 슬럿은 3개의 심벌들로 구성되어 있다. 여기서, 상기 CQICH가 4개의 서브 캐리어들과 1개의 슬럿을 점유하는 경우(총 12개의 서브 캐리어들을 점유하는 경우)를 Option 0으로 표기하였으며, 상기 CQICH가 8개의 서브 캐리어들과 1개의 슬럿을 점유하는 경우(총 24개의 서브 캐리어들을 점유하는 경우)를 Option 1로 표기하였다. 즉, 상기 표 2에는 상기 OFDMA 통신 시스템에서 사용 가능한 블록 코드가 (10,5) 블록 코드와 (20,5) 블록 코드라고 가정하면, 상기 CQICH 구성이 나타나 있는 것이다.
여기서, 상기 DQPSK 방식을 사용할 경우에는 2개의 CQICH를 동시에 전송함으로써 각각 12개의 서브 캐리어들과(Option 0) 24개의 서브 캐리어들(Option 1)을 송신하여 채널 코딩 이득(channel coding gain)을 획득하는 것이다. 상기 Option 0에 해당하는 CQICH 구성은 도 18에 도시하였으며, 상기 Option 1에 해당하는 CQICH 구성은 도 19에 도시하였다.
그러면 여기서 본 발명의 실시예에 따른 CQICH을 통한 CQI 송신과 기존의 CQI 송신, 즉 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16의 보고 요구(REP-REQ: Report Request, 이하 'REP-REQ'라 칭하기로 한다)/보고 응답(REP-RSP: Report Response, 이하 'REP-RSP'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하여 CQI를 송신하는 경우를 비교하여 설명하기로 한다.
먼저, 본 발명의 실시예에 따른 CQICH을 통한 CQI 송신을 살펴보면, 일 예로 5비트로 구성된 CQI를 송신하는 경우, 상기 5비트의 CQI 비트는 (20,5) 블록 코드로 변환되고, DQPSK 방식으로 변조된 후 다시 복사되어 송신된다. 한편, 상기 REP-REQ/REP-RSP 방식에서 상기 REP-RSP 메시지는 8비트의 헤더(header) 부분과 Report Response TLV(T: 1byte, L: 1 byte, V: 2 bytes - 32 bits total)로 구성되며, 따라서 REP-RSP 메시지는 총 40비트로 구성된다. 상기 40 비트로 구성된 REP-RSP 메시지는 적정한 변조 및 코딩 방식으로 변조되어 상기 IEEE 802.16에서 규정하는 데이터 채널 프로세스를 거쳐 송신된다. 본 발명의 실시예에 따른 CQI 비트 송신과 IEEE 802.16의 CQI 비트 송신의 백색 가산성 가우시안 잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise, 이하 'AWGN'이라 칭하기로 한다)및 ITU Pedestrain-B 채널에 대한 성능을 도 20 및 도 21에 나타내었다.
상기 도 20은 AWGN 채널과 ITU Pedestrain-B 채널에서 본 발명의 실시예에 따른 CQI 비트 송신의 성능을 나타낸 그래프이다.
상기 도 21은 AWGN 채널과 ITU Pedestrain-B 채널에서 IEEE 802.16에 따른 CQI 비트 송신의 성능을 나타낸 그래프이다.
상기 도 20 및 도 21을 설명하기에 앞서, 먼저 채널은 AWGN 채널 및 ITU Pedestrain-B 채널이며, 수신기가 2개의 수신 안테나들을 사용하며, 상기 IEEE 802.16에 대해서는 송신 전력 제어를 수행하는 경우에 대한 CQI 비트 송신 성능을 나타내며, 본 발명의 실시예에 대해서는 송신 전력 제어를 수행하는 경우 및 수행하지 않는 2가지 경우에 대한 CQI 비트 송신 성능을 나타낸다. 또한, 상기 IEEE 802.16은 QPSK 방식과 코딩 레이트 R = 1/6을 사용하며, 본 발명의 실시예에서는 (20,5) 블록 코딩과 DQPSK 방식을 사용한다고 가정하기로 한다.
상기 도 20 및 도 21에 도시되어 있는 바와 같이 비트 에러 레이트가 1%인 지점에서 요구되는 SINR은 상기 IEEE 802.16의 경우 0.2[dB]이며, 본 발명의 실시예의 경우 0.6[dB]로서, IEEE 802.16이 0.4[dB] 정도의 이득을 가진다. 한편, 전체 OFDMA 통신 시스템의 오버헤드(overhead)를 살펴보면 다음과 같다,
(1) IEEE 802.16
CQI를 필요할 경우에만 송신할 경우 의 오버헤드가 발생하며, 매 프레임마다 송신할 경우 의 오버헤드가 발생한다.
(2) 본 발명
CQI를 매 프레임마다 송신할 경우 의 오버헤드가 발생한다. 상기에서 설명한 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 CQI 송신이 IEEE 802.16에 비해서 그 오버헤드를 최소화시키게 되는 것이다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, OFDMA 통신 시스템에서 최소의 시그널링 오버헤드를 가지면서도 매프레임마다 CQI를 송신하도록 함으로써 실시간으로 정확한 CQI가 반영되도록 한다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명은 상기 CQI를 송신할 때 non-coherent detection을 가능하게 하여 상기 CQI 송신을 위한 별도의 파일럿을 송신할 필요가 없어 상기 파일럿 송신으로 인한 오버헤드 역시 최소화시킬 수 있다는 이점을 가진다.
도 1은 일반적인 OFDMA 통신 시스템의 서브 채널 할당 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 2는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDMA 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 3은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDMA 통신 시스템의 수신기 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 4는 도 2의 인코더(211) 및 변조기(213) 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 5는 도 4의 (m,n) 블록 인코더(211) 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 6은 도 2의 변조기(213) 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 7은 도 2의 변조기(213)가 DBPSK 방식을 사용하여 DBPSK 신호를 생성하는 과정을 개략적으로 도시한 도면
도 8은 도 2의 변조기(213)가 DQPSK 방식을 사용하여 DQPSK 신호를 생성하는 과정을 개략적으로 도시한 도면
도 9는 도 3의 복조기(325) 구조를 도시한 도면
도 10은 도 3의 복조기(325) 및 디코더(327) 구조를 도시한 도면
도 11은 도 3의 디코더(327) 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 CQICH를 서브 채널에 매핑하는 일 예를 도시한 도면
도 13은 본 발명의 실시예에 따른 CQICH를 서브 채널에 매핑하는 다른 예를 도시한 도면
도 14는 본 발명의 실시예에 따른 CQICH를 서브 채널에 매핑하는 또 다른 예를 도시한 도면
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 CQICH를 서브 채널에 매핑하는 또 다른 예를 도시한 도면
도 16은 본 발명의 실시예에 따른 CQICH를 서브 채널에 매핑하는 또 다른 예를 도시한 도면
도 17은 도 3의 복조기(325) 및 디코더(327) 또 다른 구조를 도시한 도면
도 18은 본 발명의 실시예에 따른 CQICH를 서브 채널에 매핑하는 또 다른 예를 도시한 도면
도 19는 본 발명의 실시예에 따른 CQICH를 서브 채널에 매핑하는 또 다른 예를 도시한 도면
도 20은 AWGN 채널과 ITU Pedestrain-B 채널에서 본 발명의 실시예에 따른 CQI 비트 송신의 성능을 나타낸 그래프
도 21은 AWGN 채널과 ITU Pedestrain-B 채널에서 IEEE 802.16에 따른 CQI 비트 송신의 성능을 나타낸 그래프
도 22는 도 4의 (m,n) 블록 인코더(211)에서 생성 가능한 (m,n) 블록 코드의 종류들을 개략적으로 도시한 도면

Claims (40)

  1. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하고, 미리 설정된 설정 개수의 서브 캐리어 대역들의 집합인 서브 채널들을 구비하는 무선 통신 시스템에서, 채널 품질 정보를 송신하는 방법에 있어서,
    상기 채널 품질 정보를 미리 설정되어 있는 코딩 방식으로 코딩하는 과정과,
    상기 코딩된 채널 품질 정보를 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하는 과정과,
    상기 변조된 채널 품질 정보를 미리 설정되어 있는 서브 채널에 할당하는 과정과,
    상기 채널 품질 정보가 할당된 서브 채널 신호를 역고속 푸리에 변환한 후 무선 주파수 처리하여 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 코딩 방식은 블록 코딩 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 채널 품질 정보는 n 비트로 구성되며, 상기 코딩 방식은 (m,n) 블록 코딩 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 n 비트 채널 품질 정보를 (m,n) 블록 코딩 방식으로 코딩하는 과정은;
    상기 n 비트 채널 품질 정보를 (2n-1,n) 상호 직교 코딩 방식으로 코딩하는 과정과,
    상기 (2n-1,n) 상호 직교 코딩 방식으로 코딩된 신호를 천공하여 상기 (m,n) 블록 코드로 생성하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 n은 5이고, m은 11이면; (16,5) 상호 직교 코드의 16개의 심벌들중 순차적으로 2번째 심벌과, 5번째 심벌과, 8번째 심벌과, 11번째 심벌과, 14번째 심벌을 천공함을 특징으로 하는 상기 방법.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 n은 5이고, m은 10이면; (16,5) 상호 직교 코드의 16개의 심벌들중 순차적으로 1번째 심벌과, 2번째 심벌과, 3번째 심벌과, 5번째 심벌과, 9번째 심벌과, 16번째 심벌을 천공함을 특징으로 하는 상기 방법.
  7. 제3항에 있어서,
    상기 n 비트 채널 품질 정보를 (m,n) 블록 코딩 방식으로 코딩하는 과정은;
    상기 n 비트 채널 품질 정보를 (2n-1,n) 상호 직교 코딩 방식으로 코딩하는 과정과,
    상기 (2n-1,n) 상호 직교 코딩 방식으로 코딩된 신호를 반복하여 상기 (m,n) 블록 코드로 생성하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 n은 5이고, m은 17이면; (16,5) 상호 직교 코드의 16개의 심벌들중 순차적으로 1번째 심벌을 반복함을 특징으로 하는 상기 방법.
  9. 제3항에 있어서,
    상기 n 비트 채널 품질 정보를 (m,n) 블록 코딩 방식으로 코딩하는 과정은;
    상기 n 비트 채널 품질 정보를 (2n,n) 직교 코딩 방식으로 코딩하는 과정과,
    상기 (2n,n) 직교 코딩 방식으로 코딩된 신호를 천공하여 상기 (m,n) 블록 코드로 생성하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 n은 5이고, m은 23이면; (32,5) 직교 코드의 32개의 심벌들중 순차적으로 1번째 심벌 내지 9번째 심벌을 천공함을 특징으로 하는 상기 방법.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 n은 5이고, m은 22이면; (32,5) 직교 코드의 32개의 심벌들중 순차적으로 1번째 심벌 내지 10번째 심벌을 천공함을 특징으로 하는 상기 방법.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 n은 5이고, m은 20이면; (32,5) 직교 코드의 32개의 심벌들중 순차적으로 1번째 심벌과, 4번째 심벌과, 6번째 심벌과, 7번째 심벌과, 8번째 심벌과, 10번째 심벌 내지 16번째 심벌을 천공함을 특징으로 하는 상기 방법.
  13. 제3항에 있어서,
    상기 n 비트 채널 품질 정보를 (m,n) 블록 코딩 방식으로 코딩하는 과정은;
    상기 n 비트 채널 품질 정보를 방식으로 코딩하는 과정과,
    상기 방식으로 코딩된 신호를 천공하여 상기 (m,n) 블록 코드로 생성하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 n은 5이고, m은 46이면; 의 48개의 심벌들중 순차적으로 1번째 심벌과 2번째 심벌을 천공함을 특징으로 하는 상기 방법.
  15. 제1항에 있어서,
    상기 변조 방식은 차등 위상 쉬프트 키잉 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  16. 제3항에 있어서,
    상기 n 비트 채널 품질 정보를 (m,n) 블록 코딩 방식으로 코딩하는 과정은;
    상기 n 비트 채널 품질 정보를 (2n,n) 직교 코딩 방식으로 코딩하는 과정과,
    상기 (2n,n) 직교 코딩 방식으로 코딩된 신호를 반복하여 상기 (m,n) 블록 코드로 생성하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 n은 5이고, m은 34이면; (32,5) 직교 코드의 32개의 심벌들중 순차적으로 1번째 심벌과, 2번째 심벌을 반복함을 특징으로 하는 상기 방법.
  18. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하고, 미리 설정된 설정 개수의 서브 캐리어 대역들의 집합인 서브 채널들을 구비하는 무선 통신 시스템에서, 채널 품질 정보를 수신하는 방법에 있어서,
    무선 주파수 신호를 수신하고, 상기 수신한 무선 주파수 신호를 기저 대역 신호로 변환한 후 고속 푸리에 변환하는 과정과,
    상기 고속 푸리에 변환된 신호들에서 미리 설정된 서브 채널 신호를 추출하는 과정과,
    상기 추출한 서브 채널 신호를 송신기에서 적용한 변조 방식에 상응하는 방식으로 복조하는 과정과,
    상기 복조된 서브 채널 신호를 상기 송신기에서 적용한 코딩 방식에 상응하는 방식으로 디코딩하여 채널 품질 정보를 복원하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 코딩 방식은 블록 코딩 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  20. 제18항에 있어서,
    상기 변조 방식은 차등 위상 쉬프트 키잉 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  21. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하고, 미리 설정된 설정 개수의 서브 캐리어 대역들의 집합인 서브 채널들을 구비하는 무선 통신 시스템에서, 채널 품질 정보를 송신하는 장치에 있어서,
    상기 채널 품질 정보를 미리 설정되어 있는 코딩 방식으로 코딩하는 인코더와,
    상기 코딩된 채널 품질 정보를 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하는 변조기와,
    상기 변조된 채널 품질 정보를 미리 설정되어 있는 서브 채널에 할당하는 서브 채널 할당기와,
    상기 채널 품질 정보가 할당된 서브 채널 신호를 역고속 푸리에 변환한 후 무선 주파수 처리하여 송신하는 송신기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 코딩 방식은 블록 코딩 방식임을 특징으로 하는 상기 장치.
  23. 제21항에 있어서,
    상기 채널 품질 정보는 n 비트로 구성되며, 상기 인코더는 (m,n) 블록 인코더임을 특징으로 하는 상기 장치.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 (m,n) 블록 인코더는;
    상기 n 비트 채널 품질 정보를 (2n-1,n) 상호 직교 코딩 방식으로 코딩하는 (2n-1,n) 상호 직교 인코더와,
    상기 (2n-1,n) 상호 직교 코딩 방식으로 코딩된 신호를 천공하여 상기 (m,n) 블록 코드로 천공기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 n은 5이고, m은 11이면; 상기 천공기는 (16,5) 상호 직교 코드의 16개의 심벌들중 순차적으로 2번째 심벌과, 5번째 심벌과, 8번째 심벌과, 11번째 심벌과, 14번째 심벌을 천공함을 특징으로 하는 상기 장치.
  26. 제24항에 있어서,
    상기 n은 5이고, m은 10이면; 상기 천공기는 (16,5) 상호 직교 코드의 16개의 심벌들중 순차적으로 1번째 심벌과, 2번째 심벌과, 3번째 심벌과, 5번째 심벌과, 9번째 심벌과, 16번째 심벌을 천공함을 특징으로 하는 상기 장치.
  27. 제23항에 있어서,
    상기 (m,n) 블록 인코더는;
    상기 n 비트 채널 품질 정보를 (2n-1,n) 상호 직교 코딩 방식으로 코딩하는 (2n-1,n) 상호 직교 인코더와,
    상기 (2n-1,n) 상호 직교 코딩 방식으로 코딩된 신호를 반복하여 상기 (m,n) 블록 코드로 생성하는 반복기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 n은 5이고, m은 17이면; 상기 반복기는 (16,5) 상호 직교 코드의 16개의 심벌들중 순차적으로 1번째 심벌을 반복함을 특징으로 하는 상기 장치.
  29. 제23항에 있어서,
    상기 (m,n) 블록 인코더는;
    상기 n 비트 채널 품질 정보를 (2n,n) 직교 코딩 방식으로 코딩하는 (2n,n) 직교 인코더와,
    상기 (2n,n) 직교 코딩 방식으로 코딩된 신호를 천공하여 상기 (m,n) 블록 코드로 생성하는 천공기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 n은 5이고, m은 23이면; 상기 천공기는 (32,5) 직교 코드의 32개의 심벌들중 순차적으로 1번째 심벌 내지 9번째 심벌을 천공함을 특징으로 하는 상기 장치.
  31. 제29항에 있어서,
    상기 n은 5이고, m은 22이면; 상기 천공기는 (32,5) 직교 코드의 32개의 심벌들중 순차적으로 1번째 심벌 내지 10번째 심벌을 천공함을 특징으로 하는 상기 장치.
  32. 제29항에 있어서,
    상기 n은 5이고, m은 20이면; 상기 천공기는 (32,5) 직교 코드의 32개의 심벌들중 순차적으로 1번째 심벌과, 4번째 심벌과, 6번째 심벌과, 7번째 심벌과, 8번째 심벌과, 10번째 심벌 내지 16번째 심벌을 천공함을 특징으로 하는 상기 장치.
  33. 제23항에 있어서,
    상기 (m,n) 블록 인코더는;
    상기 n 비트 채널 품질 정보를 방식으로 코딩하는 인코더와,
    상기 코딩 방식으로 코딩된 신호를 천공하여 상기 (m,n) 블록 코드로 생성하는 천공기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  34. 제33항에 있어서,
    상기 n은 5이고, m은 46이면; 상기 천공기는 코드의 48개의 심벌들중 순차적으로 1번째 심벌과 2번째 심벌을 천공함을 특징으로 하는 상기 장치.
  35. 제23항에 있어서,
    상기 (m,n) 블록 인코더는;
    상기 n 비트 채널 품질 정보를 (2n,n) 직교 코딩 방식으로 코딩하는 (2n,n) 직교 인코더와,
    상기 (2n,n) 직교 코딩 방식으로 코딩된 신호를 반복하여 상기 (m,n) 블록 코드로 생성하는 천공기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  36. 제35항에 있어서,
    상기 n은 5이고, m은 34이면; 상기 천공기는 (32,5) 직교 코드의 32개의 심벌들중 순차적으로 1번째 심벌 내지 2번째 심벌을 반복함을 특징으로 하는 상기 장치.
  37. 제21항에 있어서,
    상기 변조 방식은 차등 위상 쉬프트 키잉 방식임을 특징으로 하는 상기 장치.
  38. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하고, 미리 설정된 설정 개수의 서브 캐리어 대역들의 집합인 서브 채널들을 구비하는 무선 통신 시스템에서, 채널 품질 정보를 수신하는 장치에 있어서,
    무선 주파수 신호를 수신하고, 상기 수신한 무선 주파수 신호를 기저 대역 신호로 변환한 후 고속 푸리에 변환하는 수신기와,
    상기 고속 푸리에 변환된 신호들에서 미리 설정된 서브 채널 신호를 추출하는 서브 채널 추출기와,
    상기 추출한 서브 채널 신호를 송신 장치에서 적용한 변조 방식에 상응하는 방식으로 복조하는 복조기와,
    상기 복조된 서브 채널 신호를 상기 송신 장치에서 적용한 코딩 방식에 상응하는 방식으로 디코딩하여 채널 품질 정보를 복원하는 디코더를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  39. 제38항에 있어서,
    상기 코딩 방식은 블록 코딩 방식임을 특징으로 하는 상기 장치.
  40. 제38항에 있어서,
    상기 변조 방식은 차등 위상 쉬프트 키잉 방식임을 특징으로 하는 상기 장치.
KR1020040011591A 2004-02-20 2004-02-20 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서채널 품질 정보 송/수신 장치 및 방법 KR20050082968A (ko)

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* Cited by examiner, † Cited by third party
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WO2011046396A3 (en) * 2009-10-15 2011-07-14 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for channel aggregation and guard channel indication for visible light communication
KR101121086B1 (ko) * 2010-11-10 2012-03-16 충남대학교산학협력단 유니크 워드 기반 주파수 영역 등화기 기반 단일반송파 방식을 위한 채널 추정 기법

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