CN109039981B - 无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法及系统，所述频偏估计方法包括以下步骤：步骤S1，使用窄带解调参考信号进行频偏估计；步骤S2，获取初始的最大频偏值；步骤S3，计算得到本地窄带解调参考信号的时域数据的相位值；步骤S4，对接收到的窄带解调参考信号的时域信号进行频偏补偿，并计算频偏补偿后的窄带解调参考信号时域数据的相位值；步骤S5，计算得到接收的窄带解调参考信号和本地窄带解调参考信号之间的相位差；步骤S6，对所述相位差计算其方差；步骤S7，通过所述方差的最小方差值计算最后的频偏估计值。本发明能够使得所述无线综测仪在保证频偏估计精度的基础上，还极大的扩展了频偏估计范围。

Description

无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法及系统

技术领域

本发明涉及一种频偏估计方法，尤其涉及一种无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法，并涉及采用了该无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法的频偏估计系统。

背景技术

正交频分复用OFDM技术由于其频谱利用率高、抗多径衰落能力强和传输可靠等特点，已经成为移动通信系统中最具竞争力的传输技术。OFDM技术的高频谱利用率和传输可靠性均以子载波间隔的正交性为基础，载波频偏的存在破坏了子载波间的正交性，导致严重的子载波间隔干扰(ICI)，带来信噪比损失，从而降低整个系统的性能，因此载波同步在OFDM系统中显得尤为重要。而在实际的系统中，很多因素都会带来系统频率偏差，如收发机之间本振频率偏差、采样或信道环境的时变特性以及多普勒频移等。

针对OFDM频偏估计问题的解决方式有：有学者提出了利用循环前缀的频率同步方法以及使用重复符号的频率同步方法，其优点是频率偏移估计精度高，但这两种方法频偏估计的动态范围比较小。还有学者提出利用训练序列的时间频率同步方法，得到的频偏估计精度高，能实现频率粗同步和精同步，但时间同步的性能不好。另外有学者提出了利用一个训练符号同时得到频偏粗同步和精同步方法，具有时间同步时目标函数尖锐，漏捕和虚警概率小的优点，能实现频率粗同步和精确同步，但不能同时获得高精度和大范围的估计范围。上述方法中，为了具有大的频率偏移估计范围，用于同步的训练序列一般采用重复序列构成；在相同的时间长度中，重复序列数目越多，估计范围越大，但估计精度越差。

NB-IOT(NarrowBand Internet of Things，窄带IOT)是一种基于蜂窝的窄带物联网技术，支持低功耗设备在广域网的蜂窝数据连接。NB-IOT主要应用于低吞吐量、能容忍较大时延且低移动性的场景，如智能电表、遥感器和智能建筑等。NB-IOT可直接部署于已有的GSM或LTE网络中，即可复用现有基站以降低部署成本，实现平滑升级。

NB-IOT上行链路定义了窄带物理层上行共享信道(NPUSCH)和窄带物理层随机接入信道(NPRACH)。本专利主要涉及到NPUSCH信道的符号定时同步。在NB-IOT系统中，窄带物理上行共享信道(NPUSCH)主要用来传输终端的数据信息和控制信息。NB-IOT系统的上行发射带宽为180kHz，并且上行同时支持3.75kHz和15kHz子载波间隔，多址方式为单载波频分多址(SC-FDMA)。采用3.75kHz的子载波间隔只支持单子载波调度，而15kHz的子载波间隔同时支持单子载波和多子载波的调度。为更好适配3.75kHz的子载波间隔，协议定义了新的长度为2ms的窄带时隙结构。如下图2和图3所示，一个无线帧包含5个窄带时隙，每个窄带时隙包含7个正交频分复用(OFDM)符号。

其中，图2和图3中的一个时隙的时频资源网格(包含

个子载波和

个SC-FDMA符号)。对于Δf＝15kHz，一个无线帧的时隙编号为n_s∈{0,1,…,19}，

对于Δf＝3.75kHz，n_s∈{0,1,…,4}，，

NB-IOT上行链路引入了资源单元的概念，上行数据的调度和HARQ-ACK信息的发送都是以资源单元为单位。一个资源单元定义为时域中

个连续SC-FDMA符号和频域中

个连续子载波，其中

和

如下表所示：

NPUSCH不同格式包含的资源单元和时隙数

由上表可知：一、对于single tone NPUSCH而言，如果使用一个3.75kHz子载波间隔，则其RU在时域上的跨度为32ms；如果使用一个单一的15kHz子载波，则其RU在时域上的跨度为8ms。

二、对于multi-tone NPUSCH而言，使用3个子载波时，其RU在时域上的跨度为4ms；使用6个子载波时，其RU在时域上的跨度为2ms；使用12个子载波时，其RU在时域上的跨度为1ms。

三、对于NPUSCH format 2而言，如果使用一个单一的3.75kHz子载波，则其RU在时域上的跨度为8ms，如果使用一个单一的15kHz子载波，则其RU在时域上的跨度为2ms。

四、在NB-IOT系统中，对于NPUSCH Format 1，物理上行共享信道每个时隙还有一个导频序列，即窄带解调参考信号(NDMRS，Narrow Demodulation Reference Signal)。其中每两个相邻的NDMRS具有相同的传输时间间隔(相隔7个OFDM符号)。参考信号NDMRS主要用于物理上行共享信道的信道估计和时间、频率同步。

生产测试的时候，通常采用有线连接，将DUT连接到综测仪(综合测试仪的简称)。DUT与综测仪是两个独立的系统，因此噪声影响，特别是本振频率的不一致会导致载波出现偏差，影响了综测仪的解调性能。

考虑一个OFDM通信系统，发射机通过载波调制将基带信号进行上变频，然后在接收机通过使用相同的本地载波将信号进行下变频到基带。但是在接收过程中由于发射机和接收机信号发生器不稳定引起的相位噪声，或者由多普勒频移f_d所引起的CFO。令f_c和f′_c分别便是发射机和接收机的载波频率，则两者的差值f_offset＝f_c-f′_c，定义归一化载波频偏(CFO)与子载波间隔的比值：

其中Δf为子载波间隔，f_offset为发送端和接收端的频率偏差，ε为频率偏差的归一化值。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是需要提供一种如何在保证频偏估计精度的基础上，还能够扩展频偏估计范围的无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法，并进一步提供采用了该无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法的频偏估计系统。

对此，本发明提供一种无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法，包括以下步骤：

步骤S1，使用窄带解调参考信号进行频偏估计；

步骤S2，获取初始的最大频偏值；

步骤S3，计算得到本地窄带解调参考信号的时域数据的相位值，得到第一相位值；

步骤S4，对接收到的窄带解调参考信号的时域信号进行频偏补偿，并计算频偏补偿后的窄带解调参考信号时域数据的相位值，得到第二相位值；

步骤S5，通过第二相位值和第一相位值之间的差值，计算得到接收的窄带解调参考信号和本地窄带解调参考信号之间的相位差；

步骤S6，对所述相位差计算其方差；

步骤S7，通过所述方差的最小方差值计算最后的频偏估计值。

本发明的进一步改进在于，所述步骤S1中，通过公式

进行频偏估计，其中，

为频偏估计的频偏值，N为正交频分复用的子载波个数，Q为第2个窄带解调参考信号符号在第一个采样时间的整数采样点偏移量，k为频域子载波序号，

A为信道幅度响应，θ为信道相位响应，ε为接收端产生的归一化频偏参数，

为第一个窄带解调参考信号的信道响应，

为第二个窄带解调参考信号的信道响应，j为虚数单位，angle(*)为取角度值，

取

的复数共轭，exp(jθ)为指数函数。

本发明的进一步改进在于，所述步骤S2中，通过公式|f_e,max|<15kHz获取初始的最大频偏值|f_e,max|，其中，

f_e为初始的频偏值，Δf为子载波间隔，

为由频偏引起的相位偏差，T_s为时域采样点的间隔时间；

为整数，

代表频偏的旋转倍数。

本发明的进一步改进在于，所述步骤S3中，通过公式

计算得到第一相位值，其中，

为复数符号的第一相位值，L_NDMRS(n)为本地产生窄带解调参考信号时域的单载波频分多址符号，angle(*)为取角度值。

本发明的进一步改进在于，所述步骤S4包括以下子步骤：

步骤S401，获得当前需要补偿的频偏值；

步骤S402，使用所述频偏值对接收的窄带解调参考信号进行频偏补偿；

步骤S403，计算频偏补偿后的窄带解调参考信号的相位值。

本发明的进一步改进在于，所述步骤S401中，通过公式

获取初始的频偏值

其中，

所述步骤S402中，通过公式

对接收的窄带解调参考信号进行频偏补偿，其中，R_NDMRS(n)为从接收到的窄带物理上行共享信道信号中提取第一个窄带解调参考信号时域的单载波频分多址符号，0≤n≤N-1；所述步骤S403中，通过公式

计算频偏补偿后的窄带解调参考信号的相位值，

为计算后得到的第二相位值。

本发明的进一步改进在于，所述步骤S5中，通过公式

计算得到接收的窄带解调参考信号和本地窄带解调参考信号之间的相位差diffP(n)，其中，[*]_(-π,π)表示对求得的相位差换算到(-π,π)的范围。

本发明的进一步改进在于，所述步骤S6中，通过公式

对所述相位差diffP(n)计算其方差，l为初始的频偏索引，diffP_avg为相位差的均值，diffP_avg2为相位差的均方值，diffP_var(l)为相位差的方差值，sqrt(*)为取平方根值。

本发明的进一步改进在于，所述步骤S7中，通过公式

计算最后的频偏估计值f_e′，其中，

为所述方差的最小值，

为计算最小值。

本发明还提供一种无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计系统，采用了如上所述的无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：针对窄带物理上行共享信道的频偏估计问题，提出了首先使用窄带解调参考信号进行频偏估计，然后在预先设置好的频偏范围内对可能的频偏值进行搜索，再根据接收到的窄带解调参考信号相位与本地窄带解调参考信号相位之间的相位差的最小方差值，来最后确定频偏估计值，进而能够使得所述无线综测仪在保证频偏估计精度的基础上，还极大的扩展了频偏估计范围。

附图说明

图1是本发明一种实施例的工作流程示意图；

图2是本发明一种实施例的窄带物联网的一种子载波间隔下的时隙结构示意图；

图3是本发明一种实施例的窄带物联网的另一种子载波间隔下的时隙结构示意图；

图4是本发明一种实施例的详细工作流程示意图；

图5是本发明一种实施例在子载波间隔为15kHz情况下窄带物理上行共享信道的时域结构图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的较优的实施例作进一步的详细说明。

本例先对术语进行解释：NB-IOT(Narrow Band Internet of Things)为窄带物联网，NPUSCH(Narrowband Physical Uplink Shared Channel)为窄带物理上行共享信道，OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)为正交频分复用，GSM(GlobalSystem for Mobile Communication)为全球移动通信系统，LTE(Long Term Evolution)为长期演进，SC-FDMA(Single-carrier Frequency-Division Multiple Access)为单载波频分多址，ICI(Inter-Carrier Interference)为载波间干扰，DUT(Device Under Test)为待测件或待测设备，CFO(Carrier Frequency Offset)为载波频偏，CP(Cyclic Prefix)为循环前缀。

假设发射机和接收机之间仅存在ε大小的CFO，没有任何的相位噪声。则时域接收信号可以表示为：

其中，n＝0,2,…N-1为时域采样点的序号，k＝0,2,…,N-1为频域子载波序号，N为OFDM子载波个数，H[k]为每个子载波的频域信道参数，X[k]为发送的频域数据，ε为接收端产生的归一化频偏参数，z[n]为时域的信道高斯噪声。基于NPUSCH信道的帧格式，一般使用的频偏估计技术有基于循环前缀的频偏估计和基于NDMRS的频偏估计。

基于CP的时域CFO估计技术分析如下：当符号同步完美时，大小为ε的CFO会引起接收信号2πnε/N大小的相位旋转。因此，在假设信道影响可以忽略不计的情况下，CFO会引起CP和相应的OFDM符号后部(相隔N个采样点)之间存在大小为

的相位差。然后，可以根据二者相乘之后的相角找出CFO，因此在一个CP间隔内采样取平均后的CFO估计值为：

由于使用tan^-1()来实现arg()，所以上式中CFO估计的范围是

因此这种技术不能用于估计整数CFO，因此基于CP的CFO估计技术可以估计的频率范围为|f_offset|≤|ε|*Δf＝7.5kHz(Δf＝15kHz)和|f_offset|≤|ε|*Δf＝1.875kHz(Δf＝3.75kHz)。

基于NDMRS的频域CFO估计技术分析如下：根据IDFT可以理解，在频率有个偏移体现在时域位相位旋转。假设频率偏移为ε，它是对子载波间隔Δf的归一化。则对应两个时隙的RS信号，频率偏移后的时域信号分别为：

和

其中x₁(n)和x₂(n)为本地发送的NDMRS信号。其中这里是以第一个NDMRS时域符号(不含CP)的第一个时间采样点作为参考时间，N为OFDM子载波个数，Q为两个窄带解调参考信号的时域间隔点数。则上面两个式子的FFT输出为：

和

则将上式进行相关就可以获得频偏值为：

因此，使用导频跟踪估计的频偏范围是

即|ε|≤1/15，则估计的频偏范围为：|f_offset,max|＝|ε|*Δf＝1kHz(Δf＝15kHz)和|f_offset,max|＝|ε|*Δf＝0.25kHz(Δf＝3.75kHz)。

基于循环前缀算法的估计精度与循环前缀CP的长度有关，循环前缀CP长度越长估计精度越高。基于循环前缀的频偏估计可以很好的适应信道的变化，但是循环前缀容易受到符号间干扰的影响，造成估计的准确度下降。由于NPUSCH信道的SC-FDMA符号的循环前缀相对比较短，其中还需要排除由于加窗等影响而不能使用的长度，因此使用循环前缀进行频偏估计精度不高。

一种常用的方法是使用NPUSCH信道的NDMRS序列进行频偏估计，使用NDMRS进行频偏估计虽然可以获得较好的精度，但是从上面的分析可以看出，频偏估计范围比较小。在无线综测仪的系统中，由于DUT厂家各异，有些DUT在没有校准的情况下，可能会出现较大的频偏，如果直接使用NDMRS进行频偏估计，并不能准确的估计出频偏值。由于需要对接收的信号进行频偏估计，以确定DUT的性能，所以对频偏估计的要在保证精度的情况下，尽量扩大估计的动态范围。

针对这种情况，本例首先使用NDMRS进行频偏估计，然后再进行时域动态搜索获得较大的频偏估计范围，进而可以在保证频偏估计精度的前提下，扩大频偏估计范围。

因此，如图1和图4所示，本例提供一种无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法，包括以下步骤：

步骤S1，使用窄带解调参考信号进行频偏估计；

步骤S2，获取初始的最大频偏值；

步骤S3，计算得到本地窄带解调参考信号的时域数据的相位值，得到第一相位值；

步骤S4，对接收到的窄带解调参考信号的时域信号进行频偏补偿，并计算频偏补偿后的窄带解调参考信号时域数据的相位值，得到第二相位值；

步骤S5，通过第二相位值和第一相位值之间的差值，计算得到接收的窄带解调参考信号和本地窄带解调参考信号之间的相位差；

步骤S6，对所述相位差计算其方差；

步骤S7，通过所述方差的最小方差值计算最后的频偏估计值。

NPUSCH信道包含DMRS序列，对于NPUSCH Format1格式，假设子载波间隔为Δf，时隙数为N_slot，如图5所示的子载波间隔为15kHz情况下NPUSCH信道的时域结构图。

则对应两个时隙的NDMRS信号，频率偏移后的时域信号分别为：

和

其中x₁(n)和x₂(n)为本地发送的NDMRS信号。其中这里是以第一个NDMRS时域符号(不含CP)的第一个时间采样点作为参考时间，NOFDM子载波个数，Q为两个窄带解调参考信号的时域间隔点数。则上面两个式子的FFT输出为：

和

为了消除不同时隙的NDMRS产生序列的差别，这里将接收到的频域NDMRS数据除以本地产生的NDMRS序列，因此可以得到：

和

其中A为信道幅度响应，θ为信道相位响应，这里假设在一帧数据内两者是近似恒定的。则所述步骤S1将上式进行相关就可以获得频偏值为：

因此，使用导频跟踪估计的频偏范围是

即

则估计的频偏范围为：|f_offset,max|＝|ε|*Δf＝1kHz(Δf＝15kHz)和|f_offset,max|＝|ε|*Δf＝0.25kHz(Δf＝3.75kHz)。

由上面分析可知，进行频偏估计的两个NDMRS符号之间相隔的时域采样时间为D＝QT_s。因此由频偏引起的相位偏差为

其中

则本例所述步骤S2由公式

的估计，根据频偏引起的相位偏差可以计算得到频偏估计值：

其中

为整数，因此为了获得更大的频偏估计范围，就需要通过其他方法获得

的准确的值。这里首先假设DUT的最大频偏值为|f_e,max|<15kHz。

因此只需要在

范围内进行搜索以获得正确的频偏估计值。

的详细搜索算法如下所述：

本例所述步骤S3中，首先在本地产生NDMRS时域的SC-FDMA符号，假设为L_NDMRS(n),0≤n≤N-1，并取得复数符号的相位如下所示：

由于需要搜索的

范围为

因此最后的频偏估计值有以下几种可能，本例所述步骤S401中，

从接收到的NPUSCH信号中提取第一个NDMRS时域SC-FDMA符号设为R_NDMRS(n),0≤n≤N-1。

接下来就是对所有可能的频偏估计值对提取的NDMRS符号进行频偏补偿，并且求出频偏补偿后的NDMRS符号的点相位值。因此，本例所述步骤S402中，

其中

本例所述步骤S403求出对应的相位值为：

本例所述步骤S5将接收信号的相位值与本地存储的相位值求差，并保证相位差在±π范围以内。即

其中[*]_(-π,π)表示对求得的相位差换算到(-π,π)的范围。

本例所述步骤S6对求得的相位差使用公式

求N点的方差。

值得一提的是，在所述步骤S6中，当频偏索引l＜L(即

时)，返回步骤S401；即判断频率搜索范围是否结束，如果结束则跳到步骤S7，否则继续返回步骤S401～步骤S6，不断搜索和处理，直到断频率搜索范围结束，如图4所示；L为预设的频率搜索范围参数，本例L优选为15。

最后，本例所述步骤S7使得方差值最小的l即为最后估计值：

因此最后的频偏估计值为：

由此可以看出基于NDMRS搜索的频偏估计算法，可以在保证原有频偏估计精度的情况下，极大的扩展频偏估计范围，可以很好的满足生产测试。综上，所述无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法，以及采用了所述无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法的频偏估计系统，是基于NDMRS和搜索的联合频偏估计，其详细工作流程如图4所示。

因此，本例针对窄带物理上行共享信道的频偏估计问题，提出了首先使用窄带解调参考信号进行频偏估计，然后在预先设置好的频偏范围内对可能的频偏值进行搜索，再根据接收到的窄带解调参考信号相位与本地窄带解调参考信号相位之间的相位差的最小方差值，来最后确定频偏估计值，进而能够使得所述无线综测仪在保证频偏估计精度的基础上，还极大的扩展了频偏估计范围。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤S1，使用窄带解调参考信号进行频偏估计；

步骤S2，获取初始的最大频偏值；

步骤S3，计算得到本地窄带解调参考信号的时域数据的相位值，得到第一相位值；

步骤S4，对接收到的窄带解调参考信号的时域信号进行频偏补偿，并计算频偏补偿后的窄带解调参考信号时域数据的相位值，得到第二相位值；

步骤S5，通过第二相位值和第一相位值之间的差值，计算得到接收的窄带解调参考信号和本地窄带解调参考信号之间的相位差；

步骤S6，对所述相位差计算其方差；

步骤S7，通过所述方差的最小方差值计算最后的频偏估计值。

2.根据权利要求1所述的无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法，其特征在于，所述步骤S1中，通过公式

进行频偏估计，其中，

为频偏估计的频偏值，N为正交频分复用的子载波个数，Q为两个窄带解调参考信号的时域间隔点数，k为频域子载波序号，

A为信道幅度响应，θ为信道相位响应，ε为接收端产生的归一化频偏参数，

为第一个窄带解调参考信号的信道响应，

为第二个窄带解调参考信号的信道响应，j为虚数单位，angle(*)为取角度值，

取

的复数共轭，exp(jθ)为指数函数。

3.根据权利要求2所述的无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法，其特征在于，所述步骤S2中，通过公式|f_e,max|<15kHz获取初始的最大频偏值|f_e,max|，其中，

f_e为初始的频偏值，Δf为子载波间隔，

为由频偏引起的相位偏差，T_s为时域采样点的间隔时间；

为整数，

代表频偏的旋转倍数。

4.根据权利要求3所述的无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法，其特征在于，所述步骤S3中，通过公式

计算得到第一相位值，其中，

为复数符号的第一相位值，L_NDMRS(n)为本地产生窄带解调参考信号时域的单载波频分多址符号，angle(*)为取角度值。

5.根据权利要求4所述的无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法，其特征在于，所述步骤S4包括以下子步骤：

步骤S401，获得当前需要补偿的频偏值；

步骤S402，使用所述频偏值对接收的窄带解调参考信号进行频偏补偿；

步骤S403，计算频偏补偿后的窄带解调参考信号的相位值。

6.根据权利要求5所述的无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法，其特征在于，所述步骤S401中，通过公式

获取初始的频偏值，其中，

所述步骤S402中，通过公式

对接收的窄带解调参考信号进行频偏补偿，其中，R_NDMRS(n)为从接收到的窄带物理上行共享信道信号中提取第一个窄带解调参考信号时域的单载波频分多址符号，0≤n≤N-1；所述步骤S403中，通过公式

计算频偏补偿后的窄带解调参考信号的相位值，

为计算后得到的第二相位值。

7.根据权利要求6所述的无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法，其特征在于，所述步骤S5中，通过公式

计算得到接收的窄带解调参考信号和本地窄带解调参考信号之间的相位差diffP(n)，其中，[*]_(-π,π)表示对求得的相位差换算到(-π,π)的范围。

8.根据权利要求7所述的无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法，其特征在于，所述步骤S6中，通过公式

对所述相位差diffP(n)计算其方差，l为初始的频偏索引，diffP_avg为相位差的均值，diffP_avg2为相位差的均方值，diffP_var(l)为相位差的方差值，sqrt(*)为取平方根值。

9.根据权利要求8所述的无线综测仪窄带物理上行共享信道的频偏估计方法，其特征在于，所述步骤S7中，通过公式

计算最后的频偏估计值f_e′，其中，

为所述方差的最小值，

为计算最小值。

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