CN108199994B - 一种无线综测仪ofdm信号频偏估计方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种无线综测仪OFDM信号频偏估计方法及系统，属于OFDM技术领域。本发明方法包括：短训练序列粗频偏估计步骤；长训练序列频偏补偿步骤；长训练序列细频偏估计步骤；频偏补偿步骤；频域变换及频域数据均衡处理步骤；频域导频数据提取步骤；残留频偏估计步骤；最终频偏估计值获取步骤。本发明还提供了一种实现所述频偏估计方法的系统。本发明的有益效果为：获得更小的估计误差，使得无线综测仪可以更精确的对被测设备的频偏值进行估计，并且测量跳动范围很小，稳定性好，可以很好的满足生产测试。

Description

一种无线综测仪OFDM信号频偏估计方法及系统

技术领域

本发明涉及OFDM技术领域，尤其涉及一种无线综测仪OFDM信号频偏估计方法及系统。

背景技术

正交频分复用(简称OFDM)技术由于其频谱利用率高、抗多径衰落能力强、传输可靠等特点，已经成为移动通信系统中最具竞争力的传输技术。OFDM技术的高频谱利用率和传输可靠性均以子载波间隔的正交性为基础，载波频偏的存在破坏了子载波间的正交性，导致严重的子载波间隔干扰(ICI)，带来信噪比损失，从而降低整个系统的性能。因此载波同步在OFDM系统中显得尤为重要。而在实际的系统中，很多因素都会带来系统频率偏差，如收发机之间本振频率偏差，采样，信道环境的时变特性，多普勒频移等。

针对OFDM频偏估计问题的解决：有学者提出了利用循环前缀的频率同步方法以及使用重复符号的频率同步方法，其优点是频率偏移估计精度高，但这两种方法频偏估计的动态范围比较小。还有学者提出利用训练序列的时间频率同步方法，得到的频偏估计精度高，能实现频率粗同步和精同步，但时间同步的性能不好。另外有学者提出了利用一个训练符号同时得到频偏粗同步和精同步方法，具有时间同步时目标函数尖锐，漏捕和虚警概率小的优点，能实现频率粗同步和精确同步，但不能同时获得高精度和大范围的估计范围。上述方法中，为了具有大的频率偏移估计范围，用于同步的训练序列一般采用重复序列构成。在相同的时间长度中，重复序列个数越多，估计范围越大，但估计精度越差。

IEEE802.11标准中定义了每帧起始的前导符号，接收端利用该符号进行同步和信道估计。一个IEEE802.11a标准的帧格式如图1所示，由10个相同的短训练序列、2个相同的长训练序列和1.6us时长的循环前缀组成，总的持续时间为16us，再后面是SIGNAL(信号)域符号和DATA(数据)域符号，SIGNAL域用来传输一些带宽，调制参数等一些控制参数，DATA域主要传输用户数据。

其中，802.11n/ac标准在802.11a帧结构的基础上还增加一些用于信道估计，频偏估计的训练序列结构，但是由于本专利频偏估计不涉及这些训练序列，所以这里不做讨论，只以基础的802.11OFDM结构作为讨论对象。802.11不但有短训练序列和长训练序列，在后续的SIGNAL域和DATA域也插入了N_p个导频，其中导频的数目与带宽相关，802.11a的20MHz在频域插入了4个导频，导频在OFDM符号内的频率位置为p_i(p_i＝-21,-7,7，21,i＝0,1,2,3)。

生产测试的时候，通常采用有线连接，将DUT(被测设备)连接到综测仪。DUT与无线综测仪是两个独立的系统，因此噪声影响，特别是本振频率的不一致会导致载波出现偏差，影响了综测仪的解调性能。

考虑一个OFDM通信系统，发射机通过载波调制将基带信号进行上变频，然后在接收机通过使用相同的本地载波将信号进行下变频到基带。但是在接收过程中由于发射机和接收机信号发生器不稳定引起的相位噪声，或者由多普勒频移f_d所引起的CFO(CarrierFrequency Offset，载波频偏)。因此，令f_c和f′_c分别代表是发射机和接收机的载波频率，则两者的差值f_offset＝f_c-f′_c，定义归一化载波频偏(CFO)与子载波间隔的比值：

其中，Δf为子载波间隔，f_offset为发送端和接收端的频率偏差，ε为频率偏差的归一化值。

假设发射机和接收机之间仅存在ε大小的CFO，没有任何的相位噪声。则时域接收信号可以表示为：

其中，n＝1,2,…N为时域采样点的序号，k＝1,2,…,N为频域子载波序号，N为一个OFDM符号的采样点个数，H[k]为每个子载波的频域信道参数。X[k]为发送的频域数据，ε为接收端产生的归一化频偏参数，z[n]为时域的信道高斯噪声，j为虚数单位。

基于802.11协议的OFDM帧格式，一般使用的频偏估计技术有基于循环前缀的频偏估计和基于训练序列的频偏估计。

基于循环前缀的频偏估计技术分析如下：

当符号正确同步时，大小为ε的CFO会引起接收信号2πnε/N大小的相位旋转。因此，在假设信道影响可以忽略不计的情况下，CFO会引起循环前缀(CP)和相应的OFDM符号后部(相隔N个采样点)之间存在大小为

的相位差。然后，可以根据二者相乘之后的相角找出CFO，因此在一个CP间隔内采样取平均后的CFO估计值为：

其中这里arg{}表示取反正切，也可以用tan-¹()表示，所以上式中CFO估计的范围是

因此，这种技术不能用于估计整数的CFO。其中，N_CP为循环前缀的采样点数，tan-¹()表示反正切函数,并通过反正切函数求出归一化频偏值，y^*[n]表示取共轭。

另外一种基于训练序列的频偏估计分析如下：

将训练符号在更短的时间内进行重复，可以实现更大范围CFO值估计的目的。假设D为OFDM符号长度与训练序列的长度之比，它是一个整数，即假设OFDM符号采样点数为N，重复序列的长度为N_s，则

当存在重复的训练序列x[n]所和x[n+N_s]所相同时(即

)，则依据这个原理即能够估计出的CFO为：

这种技术能够估计出的CFO范围是|ε|≤D/2，并且估计范围随着D的增大而增大。但是用于相关性计算的采样数减少到了原来的1/D。

基于循环前缀算法的估计精度与循环前缀CP的长度有关，循环前缀CP长度越长估计精度越高。基于循环前缀的频偏估计可以很好的适应信道的变化，但是循环前缀容易受到符号间干扰的影响，造成估计的准确度下降。由于IEEE802.11循环前缀的长度只有符号的1/4，其中还需要排除由于加窗等影响而不能使用的长度，因此使用循环前缀进行频谱估计精度不高。一种常用的方法是使用IEEE802.11的短训练序列和长训练序列进行频偏估计。但是在无线综测仪系统中，由于需要对接收的信号进行频偏估计，以确定DUT的性能，所以对频偏估计的精度有更高的要求，单纯基于训练序列的频偏估计还是有残偏的存在，并且会导致频偏估计的跳动。

发明内容

为解决现有技术中的问题，本发明提供一种无线综测仪OFDM信号频偏估计方法，采用使用长短训练序列和导频符号进行联合频偏估计，可以获得更好的频偏估计性能，本发明还提供一种实现所述信号频偏估计方法的系统。

本发明方法包括如下步骤：

S1：短训练序列粗频偏估计：在帧同步后，采用短训练序列进行粗频偏估计；

S2：长训练序列频偏补偿：采用短训练序列估计的粗频偏对长训练序列进行频偏补偿；

S3：长训练序列细频偏估计：采用频偏补偿后的长训练序列进行细频偏估计；

S4：频偏补偿：获取由短训练序列和长训练序列相加后的总频偏，对长训练序列、SIGNAL域、DATA域数据进行补偿；

S5：频域变换：采用训练序列进行信道估计，并对DATA域数据在频域进行均衡处理；

S6：频域导频数据提取：提取频域DATA域相邻符号的导频数据，并与本地发送的导频数据进行相关操作；

S7：残留频偏估计：利用相关操作后的导频数据进行残留频偏估计，并取平均值；

S8：最终频偏估计值获取：将步骤S4获取的总频偏与步骤S8获取的平均值相加，得到最终频偏估计值。

进一步地，在步骤S1中，所述帧同步采用帧同步算法找到OFDM信号的帧头，在粗频偏估计中，取时域中间第l₁到l₂个短训练序列进行粗频偏估计，其中，0其l₁＜l₂其10。

进一步地，所述粗频偏估计的计算公式为：

其中，m为短训练序列的符号索引，D为重复比例因子，计算公式为：

N为一个OFDM符号的采样点数(FFT点数)，N_STS为短训练序列的采样数，n＝0,1,…N_STS-1，为短训练序列时域采样点的序号，y^*[n+(m-1)*N_STS]前一个短训练序列的采样点取值，y[n+m*N_STS]为后一个短训练序列的采样点取值。

进一步地，在步骤S2中，所述长训练序列频偏补偿后的信号计算公式为：

其中，a＝N_preLTS,N_preLTS+1,…,N_preLTS+2*N_LTS-1为长训练序列的索引，N_preLTS为长训练序列起始位置之前的采样点数，N_LTS为一个长训练序列OFDM符号的采样点数，j为虚数单位，e为自然对数的底，由欧拉公式可知，

y_LTS[a所为频偏补偿后的长训练序列，y[a所为补偿之前的长训练序列，N为一个OFDM符号的采样点数(FFT点数)，对于长训练序列N_LTS＝N。

进一步地，在步骤S3中，细频偏估计的计算公式为：

其中，(y_LTS[a])^*为第一个长训练序列，y_LTS[a+N_LTS]为第二个长训练序列,a为长训练序列的索引。

进一步地，在步骤S4中，总频偏

补偿后的数据为：

其中，y_l[b所表示第l个OFDM数据符号的第b个采样点频偏补偿后的值，N_l＝l*N为当前OFDM符号前面的采样点数，N为一个OFDM符号的采样点数。

进一步地，在步骤S5中，对接收到的时域OFDM数据进行FFT变换到频域，其变换公式为：

其中，k为频域子载波索引，取值范围0～N-1。

进一步地，在步骤S6中，相关操作后的导频数据为：

Y′_l[p_i]＝Y_l[p_i]·C(i)，i＝0,1,…,N_p-1

其中，N_p为频域OFDM符号中导频子载波的数目，p_i为导频的频域位置，Y_l[p_i]所为第l个频域OFDM符号中第p_i个位置上的导频频域数据，Y′_l[p_i]所为相关后的导频频域数据，C(i)为本地产生的导频数据，i为导频数目的索引值。

进一步地，在步骤S7中，残留频偏估计的公式为：

其中，N_OFDM＝N+N_CP为一个包含了循环前缀的OFDM符号的长度，N_CP为循环前缀的采样长度,ε_p真实的频偏值，

为估计的频偏值，然后，对相邻的两个导频数据计算出的残留频偏估计值求平均值。

本发明还提供一种实现所述信号频偏估计方法的系统，包括：

短训练序列粗频偏估计模块：用于在帧同步后，采用短训练序列进行粗频偏估计；

长训练序列频偏补偿模块：用于通过短训练序列估计的粗频偏对长训练序列进行频偏补偿；长训练序列细频偏估计模块：用于通过频偏补偿后的长训练序列进行细频偏估计；

频偏补偿模块：用于获取由短训练序列和长训练序列相加后的总频偏，对长训练序列、SIGNAL域、DATA域数据进行补偿；

频域变换模块：用于通过训练序列进行信道估计，并对DATA域数据在频域进行均衡处理；频域导频数据提取模块：用于提取频域DATA域相邻符号的导频数据，并与本地发送的导频数据进行相关操作；

残留频偏估计模块：用于通过相关操作后的导频数据进行残留频偏估计，并取平均值；

最终频偏估计值获取模块：用于将总频偏与残留频偏估计平均值相加，得到最终频偏估计值。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明能够获得更小的估计误差，使得综测仪可以更精确的对被测设备的频偏值进行估计，并且测量跳动范围很小，稳定性好，可以很好的满足生产测试。

附图说明

图1为802.11a OFDM帧结构图；

图2为本发明方法流程示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明。

如图2所示，802.11a/p/g/n/ac标准帧格式都会包含短训练序列(STS)和长训练序列(LTS)，并且在数据域的频域都会插入导频数据，因此本发明采用训练序列和导频联合频偏估计技术进行精确的频偏估计。

本发明无线综测仪OFDM信号频偏估计方法包括如下步骤：

S1：短训练序列粗频偏估计：在帧同步后，采用短训练序列进行粗频偏估计；

S2：长训练序列频偏补偿：采用短训练序列估计的粗频偏对长训练序列进行频偏补偿；

S3：长训练序列细频偏估计：采用频偏补偿后的长训练序列进行细频偏估计；

S4：频偏补偿：获取由短训练序列和长训练序列相加后的总频偏，对长训练序列、SIGNAL域、DATA域数据进行补偿；

S5：频域变换：采用训练序列进行信道估计，并对DATA域数据在频域进行均衡处理；

S6：频域导频数据提取：提取频域DATA域相邻符号的导频数据，并与本地发送的导频数据进行相关操作；

S7：残留频偏估计：利用相关操作后的导频数据进行残留频偏估计，并取平均值；

S8：最终频偏估计值获取：将步骤S4获取的总频偏与步骤S8获取的平均值相加，得到最终频偏估计值。

具体地，本例以带宽为20MHz的OFDM符号对上述频偏估计方法进行详细说明。

(1)首先，在步骤S1中，所述帧同步采用帧同步算法找到OFDM信号的帧头，在帧同步之后使用短训练序列进行粗频偏估计，由于802.11有10个重复的短训练序列，其中802.11短训练序列的采样数N_STS＝16，带宽为20MHz的OFDM符号的采样数为N＝64，因此重复比例因子

为了减少ISI(符号间干扰)和加窗对符号边缘的影响，本例在粗频偏估计中，取时域中间第l₁到l₂个短训练序列进行粗频偏估计，其中，0其l₁＜l₂其10。

由y^*[n]y[n+N_STS]＝|y[n]²e^j2πε/D＝|y_l[n]|²e^j2πε/D，可得本例粗频偏估计的计算公式为：

其中，m为短训练序列的符号索引，N为一个OFDM符号的采样点数，也就是FFT点数，N_STS为短训练序列的采样数，n＝0,1,…N_STS-1，为短训练序列时域采样点的序号，y^*[n+(m-1)*N_STS]前一个短训练序列的采样点取值，y[n+m*N_STS]为后一个短训练序列的采样点取值。

根据前面的分析可知，使用802.11短训练序列可以估计的CFO的范围是

则估计的频率范围是：

|f_offset|＝|ε|*Δf≤625kHz (6)

其中

为子载波间隔，这里B₂₀＝20MHz为802.11a信号带宽，N＝64为20MHz带宽情况下一个OFDM符号的采样点数。

(2)利用短训练序列估计出来的CFO对两个长训练序列进行频偏补偿，802.11有两个重复的长训练序列，其中采样数N_LTS＝64，因此重复比例因子

由于长训练序列前面有循环前缀，因此不需要担心符号间干扰和加窗对符号边缘的影响。

在步骤S2中，所述长训练序列频偏补偿后的信号计算公式为：

其中，a＝N_preLTS,N_preLTS+1,…,N_preLTS+2*N_LTS-1为长训练序列的索引，N_preLTS为长训练序列起始位置之前的采样点数，N_LTS为一个长训练序列OFDM符号的采样点数，j为虚数单位，e为自然对数的底，由欧拉公式可知，

y_LTS[a]所为频偏补偿后的长训练序列，y[a]所为补偿之前的长训练序列，N为一个OFDM符号的采样点数(FFT点数)，对于长训练序列N_LTS＝N。

(3)使用长训练序列进行细频偏估计，在步骤S3中，细频偏估计的计算公式为：

其中，(y_LTS[a])^*为第一个长训练序列，y_LTS[a+N_LTS]为第二个长训练序列,a为长训练序列的索引。

根据前面的分析可知,使用802.11长训练练序列可以估计的CFO的范围是

则估计的频率范围是

|f_offset|＝|ε|*Δf≤156.25kHz (9)

其中

这里B₂₀＝20MHz，N＝64为20MHz带宽情况下的采样点数。

(4)在步骤S4中，使用总频偏

对数据进行频偏补偿，补偿后的数据为：

其中，y_l[b所表示第l个OFDM数据符号的第b个采样点频偏补偿后的值，N_l＝l*N为当前OFDM符号前面的采样点数，N为一个OFDM符号的采样点数。

(5)在步骤S5中，得到补偿后的数据后，将数据符号使用FFT变换到频域，然后利用相邻数据符号的导频进一步进行频偏估计。首先，对接收到的时域OFDM数据进行FFT变换到频域。其变换公式为：

其中，k为频域子载波索引，取值范围0～N-1，本文使用传统的LS(最小二乘)信道估计与均衡算法，这里不进行详细描述。

(6)这里假设802.11a/p/g/n/ac的导频数目也就是为频域OFDM符号中导频子载波的数目为N_p，导频的位置为p_i，导频的取值为Y_l[p_i]所。由于在802.11标准中每个OFDM符号的导频数据存在符号的旋转和移位，因此首先需要使用本地的导频数据与相应接收到的OFDM导频数据进行相关运算，消除极性的影响，减少频偏估计的误差。

在步骤S6中，定义一个导频相关运算后的变量Y′_l[p_i]，相关操作后的导频数据为：

Y′_l[p_i]＝Y_l[p_i]·C(i)，i＝0,1,…,N_p-1 (12)

其中，N_p为频域OFDM符号中导频子载波的数目，p_i为导频的频域位置，Y_l[p_i]所为第l个频域OFDM符号中第p_i个位置上的导频频域数据，Y′_l[p_i]所为相关后的导频频域数据，C(i)为本地产生的导频数据，i为导频数目的索引值。

(7)在步骤S7中，使用OFDM符号中的导频进行残留频偏估计的公式为：

本例使用导频进行频偏估计范围是

对于802.11协议而言，

因此|ε|≤0.4，则估计的频偏范围为：

|f_offset|＝|ε|*Δf≤125kHz (14)

其中，N_OFDM＝N+N_CP为一个包含了循环前缀的OFDM符号的长度，N_CP为循环前缀的采样长度,ε_p真实的频偏值，

为估计的频偏值，然后，对相邻的两个导频数据计算出的残留频偏估计值求平均值。

(8)最后，将步骤S4获取的总频偏与步骤S8获取的平均值相加，得到最终频偏估计值。

综上，通过上述处理过程可以看出，使用训练序列和导频的联合频偏估计算法，可以逐步的将频偏估计的更精确，经过第一步粗频偏估计值对LTS进行补偿，使得LTS频偏值减小，然后再使用频偏补偿后的LTS进行精频偏估计，再将这个频偏值对所有的数据符号进行频偏补偿，使得补偿后的数据符号频偏变小，再使用基于导频的估计计算法，可以获得更小的估计误差，最后使得综测仪可以更精确的对DUT的频偏值进行估计，并且测量跳动范围很小，可以很好的满足生产测试。

本发明还提供一种实现所述信号频偏估计方法的系统，包括：

短训练序列粗频偏估计模块：用于在帧同步后，采用短训练序列进行粗频偏估计；

长训练序列频偏补偿模块：用于通过短训练序列估计的粗频偏对长训练序列进行频偏补偿；长训练序列细频偏估计模块：用于通过频偏补偿后的长训练序列进行细频偏估计；

频偏补偿模块：用于获取由短训练序列和长训练序列相加后的总频偏，对长训练序列、SIGNAL域、DATA域数据进行补偿；

频域变换模块：用于通过训练序列进行信道估计，并对DATA域数据在频域进行均衡处理；频域导频数据提取模块：用于提取频域DATA域相邻符号的导频数据，并与本地发送的导频数据进行相关操作；

残留频偏估计模块：用于通过相关操作后的导频数据进行残留频偏估计，并取平均值；最终频偏估计值获取模块：用于将总频偏与残留频偏估计平均值相加，得到最终频偏估计值。

本发明针对802.11a/p/g/n/ac频偏估计问题，提出了使用长短训练序列和导频进行联合频偏估计。使用长短序列分别对频偏进行快速的估计，然后将估计值补偿OFDM符号数据，然后将OFDM符号转换到频域，使用前后的OFDM符号的导频数据进行残留频偏的估计，这样可以给综测仪带来很高的频偏估计精度和频偏估计的稳定性能。

以上所述之具体实施方式为本发明的较佳实施方式，并非以此限定本发明的具体实施范围，本发明的范围包括并不限于本具体实施方式，凡依照本发明所作的等效变化均在本发明的保护范围内。

Claims (9)

1.一种无线综测仪OFDM信号频偏估计方法，其特征在于包括如下步骤：

S1：短训练序列粗频偏估计：在帧同步后，采用短训练序列进行粗频偏估计；

S2：长训练序列频偏补偿：采用短训练序列估计的粗频偏对长训练序列进行频偏补偿；

S3：长训练序列细频偏估计：采用频偏补偿后的长训练序列进行细频偏估计；

S4：频偏补偿：获取由短训练序列和长训练序列相加后的总频偏，对长训练序列、SIGNAL域、DATA域数据进行补偿；

S5：频域变换：采用训练序列进行信道估计，并对DATA域数据在频域进行均衡处理；

S6：频域导频数据提取：提取频域DATA域相邻符号的导频数据，并与本地发送的导频数据进行相关操作；

S7：残留频偏估计：利用相关操作后的导频数据进行残留频偏估计，并取平均值；

S8：最终频偏估计值获取：将步骤S4获取的总频偏与步骤S7获取的平均值相加，得到最终频偏估计值，

所述粗频偏估计的计算公式为：

其中，m为短训练序列的符号索引，D为重复比例因子，计算公式为：

N为一个OFDM符号的采样点数，N_STS为短训练序列的采样数，n＝0，1，…N_STS-1，为短训练序列时域采样点的序号，y^*[n+(m-1)*N_STS]为前一个短训练序列的采样点取值，y[n+m*N_STS]为后一个短训练序列的采样点取值，arg()表示求反正切，l₁、l₂为短训练序列时域采样点的序号，且l₁＜l₂。

2.根据权利要求1所述的无线综测仪OFDM信号频偏估计方法，其特征在于：在步骤S1中，所述帧同步采用帧同步算法找到OFDM信号的帧头，在粗频偏估计中，取时域中间第l₁到l₂个短训练序列进行粗频偏估计，其中，0＜l₁＜l₂＜10。

3.根据权利要求2所述的无线综测仪OFDM信号频偏估计方法，其特征在于：在步骤S2中，所述长训练序列频偏补偿后的信号计算公式为：

其中，a＝N_preLTS，N_preLTS+1，…，N_preLTS+2*N_LTS-1为长训练序列的索引，N_preLTS为长训练序列起始位置之前的采样点数，N_LTS为一个长训练序列OFDM符号的采样点数，j为虚数单位，y_LTS[a]为频偏补偿后的长训练序列，y[a]为补偿之前的长训练序列。

4.根据权利要求3所述的无线综测仪OFDM信号频偏估计方法，其特征在于：在步骤S3中，细频偏估计的计算公式为：

其中，(y_LTS[a])^*为第一个长训练序列，y_LTS[a+N_LTS]为第二个长训练序列，a为长训练序列的索引。

5.根据权利要求3所述的无线综测仪OFDM信号频偏估计方法，其特征在于：在步骤S4中，总频偏

补偿后的数据为：

其中，y_l[b]表示第l个OFDM数据符号的第b个采样点频偏补偿后的值，N_l＝l*N为当前OFDM符号前面的采样点数，N为一个OFDM符号的采样点数，y[b]为第b个采样点的值。

6.根据权利要求5所述的无线综测仪OFDM信号频偏估计方法，其特征在于：在步骤S5中，对接收到的时域OFDM数据进行FFT变换到频域，其变换公式为：

其中，k为频域子载波索引，取值范围0～N-1。

7.根据权利要求6所述的无线综测仪OFDM信号频偏估计方法，其特征在于：在步骤S6中，相关操作后的导频数据为：

Y′_l[p_i]＝Y_l[p_i]·C(i)，i＝0，1，…，N_p-1

其中，N_p为频域OFDM符号中导频子载波的数目，p_i为导频的频域位置，Y_l[p_i]为第l个频域OFDM符号中第p_i个位置上的导频频域数据，Y′_l[p_i]为相关后的导频频域数据，C(i)为本地产生的导频数据，i为导频数目的索引值。

8.根据权利要求7所述的无线综测仪OFDM信号频偏估计方法，其特征在于：在步骤S7中，残留频偏估计的公式为：

其中，N_OFDM＝N+N_CP为一个包含了循环前缀的OFDM符号的长度，N_CP为循环前缀的采样长度，ε_p为真实的频偏值，

为估计的频偏值，(Y′_l+1[p_i])^*为第l+1个频域OFDM符号中第p_i个相关后的导频频域数据的共轭，然后，对相邻的两个导频数据计算出的残留频偏估计值求平均值。

9.一种实现权利要求1-8任一项所述的无线综测仪OFDM信号频偏估计方法的系统，其特征在于包括：

短训练序列粗频偏估计模块：用于在帧同步后，采用短训练序列进行粗频偏估计；

长训练序列频偏补偿模块：用于通过短训练序列估计的粗频偏对长训练序列进行频偏补偿；

长训练序列细频偏估计模块：用于通过频偏补偿后的长训练序列进行细频偏估计；

频偏补偿模块：用于获取由短训练序列和长训练序列相加后的总频偏，对长训练序列、SIGNAL域、DATA域数据进行补偿；

频域变换模块：用于通过训练序列进行信道估计，并对DATA域数据在频域进行均衡处理；

频域导频数据提取模块：用于提取频域DATA域相邻符号的导频数据，并与本地发送的导频数据进行相关操作；

残留频偏估计模块：用于通过相关操作后的导频数据进行残留频偏估计，并取平均值；

最终频偏估计值获取模块：用于将总频偏与残留频偏估计平均值相加，得到最终频偏估计值，

所述粗频偏估计的计算公式为：

其中，m为短训练序列的符号索引，D为重复比例因子，计算公式为：

N为一个OFDM符号的采样点数，N_STS为短训练序列的采样数，n＝0，1，…N_STS-1，为短训练序列时域采样点的序号，y^*[n+(m-1)*N_STS]为前一个短训练序列的采样点取值，y[n+m*N_STS]为后一个短训练序列的采样点取值，arg()表示求反正切，l₁、l₂为短训练序列时域采样点的序号，且l₁＜l₂。

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