CN111800366B - 复杂多径环境下的ofdm符号定时同步方法及接收设备 - Google Patents

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CN111800366B CN202010637853.1A CN202010637853A CN111800366B CN 111800366 B CN111800366 B CN 111800366B CN 202010637853 A CN202010637853 A CN 202010637853A CN 111800366 B CN111800366 B CN 111800366B
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Abstract

本发明公开了一种复杂多径信道下的OFDM符号定时同步方法及接收设备。方法包括：S1，从时域接收信号中获取含有导频的OFDM符号的频域信号，记第一频域信号；获取第一频域信号的导频信道估计值；S2，将所有第一频域信号的导频信道估计值合并获得整体导频信道估计值；S3，获得导频信道时域脉冲响应；S4，寻找信号第一径位置；S5，获得当前带宽下的OFDM符号定时同步偏差调整值；S6，对时域接收信号进行定时同步偏差修正。增加参与计算的导频参考信号数量，平滑噪声影响，使其在普遍存在的复杂多径环境中仍然具有很高的定时同步精度；受噪声、多径干扰影响小，不占用额外的频带资源的优点，具有很高的实用价值。

Description

复杂多径环境下的OFDM符号定时同步方法及接收设备
技术领域
本发明属于无线或有线通信领域，涉及OFDM符号定时同步方法，特别是涉及一种复杂多径信道下的OFDM符号定时同步方法及接收设备。
背景技术
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)作为无线通信中的最具有研究价值和应用前景的技术方案之一，具有频谱资源利用率高、带宽扩展性强、抗多径衰落、频谱资源分配灵活等技术优势。但其缺点也很明显，即对子载波间的正交性有严格要求。为了保证子载波间的正交性，就需要同步足够精确，否则，会直接影响子载波之间的正交性，引起子载波间干扰和符号间干扰(Inter Symbol Interferenc，ISI)，最终导致OFDM系统通信质量下降。因此，必须在接收端进行进行频率同步与OFDM符号定时同步。
OFDM符号定时同步偏差主要是由接收机本地晶振不稳定和多径衰落信道引起的，接收端的首要工作之一就是对接收信号进行OFDM符号定时同步，在OFDM符号中加入循环前缀(Cyclic Prefix，CP)一定程度上减小了OFDM系统对符号定时同步偏差的敏感程度。由图1中多径信道下的OFDM符号结构可知，只要FFT(Fast Fourier Transformation，快速傅里叶变换)窗的起始点落在最后一条径L的循环前缀的起点和第一径的循环前缀的最后一个点之间，都不会引入符号间干扰和子载波间干扰，即ISI-free区域，在该区域里的任何一个值都可以作为FFT窗的起始位置。但是，最常用的方式是将ISI-free区域的最后一个点作为FFT窗的起始点，这样做的好处是有利于后面的均衡处理。
传统基于训练序列和训练符号的OFDM符号定时同步算法大多是能量最大值检测算法，认为具有足够能量的任何一径位置都可以作为OFDM符号定时同步位置，在AWGN(Additive white Gaussian noise，高斯白噪声)信道中可以获得较好的性能。但是，在复杂的多径衰落信道中，能量值最大的位置不一定是信号第一径位置，定时同步点在能量最大径上，可能导致FFT窗落在数据域内，严重影响信号解调的准确性。
现有基于CRS(Cell-specific reference signal，小区特定参考信号)的OFDM符号定时同步算法中的样本数量较少，在噪声干扰较大的复杂多径环境中，有用信号淹没在噪声中，不易设定门限检测到信号第一径，因此定时同步的准确度不高。
发明内容
本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题，特别创新地提出了一种复杂多径信道下的OFDM符号定时同步方法及接收设备。
为了实现本发明的上述目的，根据本发明的第一个方面，本发明提供了一种复杂多径信道下的OFDM符号定时同步方法，包括：步骤S1，从时域接收信号中获取含有导频的OFDM符号的频域信号，记为第一频域信号；利用每个第一频域信号以及所述第一频域信号在发射端对应的导频频域参考信号获取所述第一频域信号的导频信道估计值；步骤S2，将所有第一频域信号的导频信道估计值进行合并获得整体导频信道估计值；步骤S3，对所述整体导频信道估计值进行IFFT变换获得导频信道时域脉冲响应；步骤S4，基于所述导频信道时域脉冲响应寻找信号第一径位置；步骤S5，基于信号第一径位置获得当前带宽下的OFDM符号定时同步偏差调整值；步骤S6，根据OFDM符号定时同步偏差调整值对时域接收信号进行定时同步偏差修正。
在本发明的一种优选实施方式中，在所述步骤S1中，所述第一频域信号获取过程包括：步骤S11，从时域接收信号中取出至少两个含有导频的OFDM符号；步骤S12，分别对取出的含有导频的OFDM符号进行FFT变换，得到OFDM符号rl(n)的第一频域信号Rl(k)；其中，l对应一个子帧中含有导频的OFDM符号在所述子帧中的索引，n为一个OFDM符号内的时间索引，n∈[1,N+NCP]，N表示FFT点数，NCP为一个OFDM符号内CP长度；
Figure BDA0002566265610000031
表示下行系统带宽。
在本发明的一种优选实施方式中，所述步骤S1中，所述第一频域信号的导频信道估计值
Figure BDA0002566265610000032
计算公式为：
Figure BDA0002566265610000039
其中，Xl(k)表示第一频域信号Rl(k)在发射端对应的导频频域参考信号；
Figure BDA0002566265610000033
表示高斯白噪声估计；d表示假设的定时同步偏差值；Hl(k)表示索引为l的OFDM符号的信道频率响应。
在本发明的一种优选实施方式中，所述步骤S2包括：从时域接收信号中获取了4个含有导频的OFDM符号，设在一个子帧中4个OFDM符号索引从小到大分别为l1、l2、l3和l4，则4个第一频域信号的导频信道估计值分别为
Figure BDA0002566265610000034
Figure BDA0002566265610000035
和
Figure BDA0002566265610000036
vshift表示小区特定频率偏移；若vshift＜3，整体导频信道估计值
Figure BDA0002566265610000037
采用如下公式合并：当k'为奇数时，
Figure BDA0002566265610000038
当k'为偶数时，
Figure BDA0002566265610000041
若vshift≥3，整体导频信道估计值
Figure BDA0002566265610000042
采用如下公式合并：当k'为奇数时，
Figure BDA0002566265610000043
当k'为偶数时，
Figure BDA0002566265610000044
所述
Figure BDA0002566265610000045
在本发明的一种优选实施方式中，在所述步骤S4中，基于所述导频信道时域脉冲响应
Figure BDA0002566265610000046
寻找第一径位置的过程包括：步骤S41，通过导频信道脉冲响应求自相关获得导频信道脉冲响应的能量函数PS(n')：
Figure BDA0002566265610000047
其中，n'＝0,1,2,...,NIFFT-1,NIFFT表示对整体导频信道估计值进行IFFT变换的点数；
Figure BDA0002566265610000048
表示导频信道脉冲响应；步骤S42，获取能量函数PS(n')的最大能量值Pmax以及所述最大能量值Pmax所在的位置Dmax；步骤S43：根据最大能量值Pmax设置门限值Tp1：Tp1＝γPmax；其中，γ表示调整系数；步骤S42：所述步骤S42包括：步骤S421：从能量函数PS(n')的
Figure BDA0002566265610000049
个样值点开始，在能量函数PS(n')的尾部
Figure BDA00025662656100000410
个样值点中查找第一个能量值大于门限值Tp1的样值点，若存在能量值大于门限值Tp1的样值点，将第一个能量值大于门限值Tp1的样值点的位置作为信号第一径位置Dfirst，进入步骤S5，若不存在能量值大于门限值Tp1的样值点，进入步骤S422；步骤S422：从最大能量值Pmax位置Dmax回溯长度M个样值点，按照从前往后的顺序查找第一个能量值大于门限值Tp1的样值点，若存在能量值大于门限值Tp1的样值点，将第一个能量值大于门限值Tp1的样值点的位置作为信号第一径位置Dfirst，进入步骤S5，若不存在能量值大于门限值Tp1的样值点，则令Dfirst＝Dmax，进入步骤S5。
在本发明的一种优选实施方式中，在所述步骤S5中，获取OFDM符号定时同步偏差调整值的过程为：若
Figure BDA00025662656100000411
认为定时滞后，获得同步位置调整值
Figure BDA0002566265610000051
若
Figure BDA0002566265610000052
认为定时提前，获得同步位置调整值
Figure BDA0002566265610000053
基于同步位置调整值
Figure BDA0002566265610000054
计算OFDM符号定时同步偏差调整值
Figure BDA0002566265610000055
为：
Figure BDA0002566265610000056
其中，npilot表示OFDM符号中导频间隔的子载波个数。
在本发明的一种优选实施方式中，在所述步骤S6中，根据OFDM符号定时同步偏差调整值对时域接收信号进行定时同步偏差修正，获得同步偏差修正数据corrr(n)为：
Figure BDA0002566265610000057
其中，r(n)_I表示时域接收信号r(n)的实部；r(n)_Q表示时域接收信号r(n)的虚部；
Figure BDA0002566265610000058
表示OFDM符号定时同步偏差调整值；n∈[1,N+NCP]，N表示FFT点数，NCP为一个OFDM符号内CP长度。
为了实现本发明的上述目的，根据本发明的第二个方面，本发明提供了一种基于OFDM的接收设备，所述接收设备接收发送端发出的OFDM时域信号，并执行本发明所述OFDM符号定时同步方法步骤进行OFDM符号定时同步处理。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：本申请首先将导频参考信号与接收端含有导频的OFDM符号的频域信号进行导频信道估计，求出导频信道频域响应，并将每个子帧中含导频的OFDM符号对应位置的导频信道频域响应进行合并。然后将合并后的整体导频信道频域响应进行IFFT(Inverse Fast Fourier Transform，快速傅里叶反变换)获得对应的导频信道时域脉冲响应，并设计合理的门限检测方法检测出信号第一径，最后根据信号第一径计算OFDM符号定时同步调整值，实现OFDM符号精确定时同步。本申请增加参与计算的导频参考信号数量，平滑噪声影响，使其在普遍存在的复杂多径环境中仍然具有很高的定时同步精度；原理和实现都简单，拥有受噪声、多径干扰影响小，以及和不占用额外的频带资源的优点，具有很高的实用价值。
附图说明
图1是现有技术中多径信道下的OFDM符号结构示意图；
图2是本发明一具体实施方式中OFDM符号定时同步方法的流程示意图；
图3是本发明一具体实施方式中一个子帧中导频参考信号位置的示意图；
图4是本发明一具体实施方式中定时误差均值仿真结果图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，除非另有规定和限定，需要说明的是，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是机械连接或电连接，也可以是两个元件内部的连通，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。
本发明公开了一种复杂多径信道下的OFDM符号定时同步方法，在一种优选实施方式中，该方法流程示意图如图2所示，具体包括：步骤S1，从时域接收信号中获取含有导频的OFDM符号的频域信号，记为第一频域信号；利用每个第一频域信号以及第一频域信号在发射端对应的导频频域参考信号获取第一频域信号的导频信道估计值；步骤S2，将所有第一频域信号的导频信道估计值进行合并获得整体导频信道估计值；步骤S3，对整体导频信道估计值进行IFFT变换获得导频信道时域脉冲响应；步骤S4，基于导频信道时域脉冲响应寻找信号第一径位置；步骤S5，基于信号第一径位置获得当前带宽下的OFDM符号定时同步偏差调整值；步骤S6，根据OFDM符号定时同步偏差调整值对时域接收信号进行定时同步偏差修正。
在本实施方式中，导频优选但不限于为CRS(Cell-specific reference signal，小区特定参考信号)导频。从时域接收信号中获取的含有导频的OFDM符号优选但不限于为4个。
在一种优选实施方式中，在步骤S1中，第一频域信号获取过程包括：步骤S11，从时域接收信号中取出至少两个含有导频的OFDM符号；步骤S12，分别对取出的含有导频的OFDM符号进行FFT变换，得到OFDM符号rl(n)的第一频域信号Rl(k)，即Rl(k)＝fft(rl(n))；其中，l对应一个子帧中含有导频的OFDM符号在该子帧中的索引；n为一个OFDM符号内的时间索引，n∈[1,N+NCP]，N表示FFT点数，NCP为一个OFDM符号内CP长度，CP表示循环前缀(CyclicPrefix，简称CP)；
Figure BDA0002566265610000071
表示下行系统带宽。在本实施方式中，如图3所示，一个子帧中l＝1,5,8,12时均存在导频。
在一种优选实施方式中，步骤S1中，第一频域信号的导频信道估计值
Figure BDA0002566265610000072
计算公式为：
Figure BDA0002566265610000081
其中，Xl(k)表示第一频域信号Rl(k)在发射端对应的导频频域参考信号，Rl(k)为已知，在通信协议中有规定；
Figure BDA0002566265610000082
表示高斯白噪声估计；Hl(k)表示索引为l的OFDM符号的信道频率响应；d表示假设的定时同步偏差值。
在本实施方式中，
Figure BDA0002566265610000083
W(k)表示高斯白噪声。
在一种优选实施方式中，步骤S2包括：从时域接收信号中获取了4个含有导频的OFDM符号，设在一个子帧中4个OFDM符号索引从小到大分别为l1、l2、l3和l4，则4个第一频域信号的导频信道估计值分别为
Figure BDA0002566265610000084
和
Figure BDA0002566265610000085
vshift表示小区特定频率偏移；若vshift＜3，整体导频信道估计值
Figure BDA0002566265610000086
采用如下公式合并：当k'为奇数时，
Figure BDA0002566265610000087
当k'为偶数时，
Figure BDA0002566265610000088
若vshift≥3，整体导频信道估计值
Figure BDA0002566265610000089
采用如下公式合并：当k'为奇数时，
Figure BDA00025662656100000810
当k'为偶数时，
Figure BDA00025662656100000811
在本实施方式中，合并后的整体导频信道估计值
Figure BDA00025662656100000812
为一列，包含有
Figure BDA00025662656100000813
个点。对
Figure BDA00025662656100000814
补零至NIFFT，NIFFT表示对整体导频信道估计值IFFT变换的点数，得到带定时同步偏差信息的时域脉冲响应
Figure BDA00025662656100000815
NIFFT点数与
Figure BDA00025662656100000816
有关，具体的对应关系表如下表1所示：
表1
Figure BDA00025662656100000817
与NIFFT点数的关系
Figure BDA0002566265610000091
在一种优选实施方式中，在步骤S4中，基于导频信道时域脉冲响应
Figure BDA0002566265610000092
寻找第一径位置的过程包括：步骤S41，通过导频信道脉冲响应求自相关获得导频信道脉冲响应的能量函数PS(n')：
Figure BDA0002566265610000093
其中，n'＝0,1,2,...,NIFFT-1,NIFFT表示对整体导频信道估计值进行IFFT变换的点数；
Figure BDA0002566265610000094
表示导频信道脉冲响应；步骤S42，获取能量函数PS(n')的最大能量值Pmax以及最大能量值Pmax所在的位置Dmax，Pmax＝max(PS(n'))，Dmax＝arg{max(PS(n'))}，arg{·}表示求位置函数；步骤S43：根据最大能量值Pmax设置门限值Tp1：Tp1＝γPmax；其中，γ表示调整系数，γ取值范围为0到1，可根据经验确定；步骤S42：步骤S42包括：步骤S421：从能量函数PS(n')的
Figure BDA0002566265610000095
个样值点开始，在能量函数PS(n')的尾部
Figure BDA0002566265610000096
个样值点中查找第一个能量值大于门限值Tp1的样值点，若存在能量值大于门限值Tp1的样值点，将第一个能量值大于门限值Tp1的样值点的位置作为信号第一径位置Dfirst，进入步骤S5，若不存在能量值大于门限值Tp1的样值点，进入步骤S422；步骤S422：从最大能量值Pmax位置Dmax回溯长度M个样值点，按照从前往后的顺序查找第一个能量值大于门限值Tp1的样值点，即按照从Dmax-M点到Dmax点的顺序查找，M为正整数，若存在能量值大于门限值Tp1的样值点，将第一个能量值大于门限值Tp1的样值点的位置作为信号第一径位置Dfirst，进入步骤S5，若不存在能量值大于门限值Tp1的样值点，则令Dfirst＝Dmax，进入步骤S5。
在一种优选实施方式中，在步骤S5中，获取OFDM符号定时同步偏差调整值的过程为：若
Figure BDA0002566265610000101
认为定时滞后，信号第一径位置Dfirst在尾部，获得同步位置调整值
Figure BDA0002566265610000102
若
Figure BDA0002566265610000103
认为定时提前，获得同步位置调整值
Figure BDA0002566265610000104
基于同步位置调整值
Figure BDA0002566265610000105
计算OFDM符号定时同步偏差调整值
Figure BDA0002566265610000106
为：
Figure BDA0002566265610000107
其中，npilot表示OFDM符号中导频间隔的子载波个数。
在一种优选实施方式中，在步骤S6中，根据OFDM符号定时同步偏差调整值对时域接收信号进行定时同步偏差修正，获得同步偏差修正数据corrr(n)为：
Figure BDA0002566265610000108
其中，r(n)_I表示时域接收信号r(n)的实部；r(n)_Q表示时域接收信号r(n)的虚部；
Figure BDA0002566265610000109
表示OFDM符号定时同步偏差调整值；n∈[1,N+NCP]，N表示FFT点数，NCP为一个OFDM符号内CP长度。
结合图4的仿真结果可以得出，在信噪比为－10dB的ETU300信道下，信道频域响应合并前基于CRS的OFDM符号定时同步算法定时误差均值高达80个采样点，存在严重的定时同步误差，经过本发明的导频信道频域响应合并后，定时误差均值在10个采样点内。在高信噪比下，本发明的定时同步误差均值集中在1个采样点内。
本发明还公开了一种基于OFDM的接收设备，在一种优选实施方式中，该接收设备接收发送端发出的OFDM时域信号，并执行上述OFDM符号定时同步方法步骤进行OFDM符号定时同步处理。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (5)

1.一种复杂多径信道下的OFDM符号定时同步方法，其特征在于，包括：
步骤S1，从时域接收信号中获取含有导频的OFDM符号的频域信号，记为第一频域信号；利用每个第一频域信号以及所述第一频域信号在发射端对应的导频频域参考信号获取所述第一频域信号的导频信道估计值；
所述第一频域信号获取过程包括：
步骤S11，从时域接收信号中取出至少4个含有导频的OFDM符号；
步骤S12，分别对取出的含有导频的OFDM符号进行FFT变换，得到OFDM符号rl(n)的第一频域信号Rl(k)；其中，l对应一个子帧中含有导频的OFDM符号在所述子帧中的索引，n为一个OFDM符号内的时间索引，n∈[1,N+NCP]，N表示FFT点数，NCP为一个OFDM符号内CP长度；
Figure FDA0003739152510000011
Figure FDA0003739152510000012
表示下行系统带宽；
所述第一频域信号的导频信道估计值
Figure FDA0003739152510000013
计算公式为：
Figure FDA0003739152510000014
其中，Xl(k)表示第一频域信号Rl(k)在发射端对应的导频频域参考信号；
Figure FDA0003739152510000015
表示高斯白噪声估计；d表示假设的定时同步偏差值；Hl(k)表示索引为l的OFDM符号的信道频率响应；
步骤S2，将所有第一频域信号的导频信道估计值进行合并获得整体导频信道估计值；
从时域接收信号中获取了4个含有导频的OFDM符号，设在一个子帧中4个OFDM符号索引从小到大分别为l1、l2、l3和l4，则4个第一频域信号的导频信道估计值分别为
Figure FDA0003739152510000021
和
Figure FDA0003739152510000022
vshift表示小区特定频率偏移；
若vshift＜3，整体导频信道估计值
Figure FDA0003739152510000023
采用如下公式合并：当k'为奇数时，
Figure FDA0003739152510000024
当k'为偶数时，
Figure FDA0003739152510000025
若vshift≥3，整体导频信道估计值
Figure FDA0003739152510000026
采用如下公式合并：当k'为奇数时，
Figure FDA0003739152510000027
当k'为偶数时，
Figure FDA0003739152510000028
所述
Figure FDA0003739152510000029
步骤S3，对所述整体导频信道估计值进行IFFT变换获得导频信道时域脉冲响应；
步骤S4，基于所述导频信道时域脉冲响应寻找信号第一径位置；
步骤S5，基于信号第一径位置获得当前带宽下的OFDM符号定时同步偏差调整值；
步骤S6，根据OFDM符号定时同步偏差调整值对时域接收信号进行定时同步偏差修正。
2.如权利要求1所述的复杂多径信道下的OFDM符号定时同步方法，其特征在于，在所述步骤S4中，基于所述导频信道时域脉冲响应
Figure FDA00037391525100000210
寻找第一径位置的过程包括：
步骤S41，通过导频信道脉冲响应求自相关获得导频信道脉冲响应的能量函数PS(n')：
Figure FDA00037391525100000211
其中，n'＝0,1,2,...,NIFFT-1,NIFFT表示对整体导频信道估计值进行IFFT变换的点数；
Figure FDA00037391525100000212
表示导频信道脉冲响应；
步骤S42，获取能量函数PS(n')的最大能量值Pmax以及所述最大能量值Pmax所在的位置Dmax；
步骤S43：根据最大能量值Pmax设置门限值Tp1：Tp1＝γPmax；其中，γ表示调整系数；
步骤S42：所述步骤S42包括：
步骤S421：从能量函数PS(n')的
Figure FDA0003739152510000031
个样值点开始，在能量函数PS(n')的尾部
Figure FDA0003739152510000032
个样值点中查找第一个能量值大于门限值Tp1的样值点，若存在能量值大于门限值Tp1的样值点，将第一个能量值大于门限值Tp1的样值点的位置作为信号第一径位置Dfirst，进入步骤S5，若不存在能量值大于门限值Tp1的样值点，进入步骤S422；
步骤S422：从最大能量值Pmax位置Dmax回溯长度M个样值点，按照从前往后的顺序查找第一个能量值大于门限值Tp1的样值点，若存在能量值大于门限值Tp1的样值点，将第一个能量值大于门限值Tp1的样值点的位置作为信号第一径位置Dfirst，进入步骤S5，若不存在能量值大于门限值Tp1的样值点，则令Dfirst＝Dmax，进入步骤S5。
3.如权利要求1所述的复杂多径信道下的OFDM符号定时同步方法，其特征在于，在所述步骤S5中，获取OFDM符号定时同步偏差调整值的过程为：
若
Figure FDA0003739152510000033
认为定时滞后，获得同步位置调整值
Figure FDA0003739152510000034
Figure FDA0003739152510000035
若
Figure FDA0003739152510000036
认为定时提前，获得同步位置调整值
Figure FDA0003739152510000037
Figure FDA0003739152510000038
基于同步位置调整值
Figure FDA0003739152510000039
计算OFDM符号定时同步偏差调整值
Figure FDA00037391525100000310
为：
Figure FDA0003739152510000041
其中，npilot表示OFDM符号中导频间隔的子载波个数。
4.如权利要求1所述的复杂多径信道下的OFDM符号定时同步方法，其特征在于，在所述步骤S6中，根据OFDM符号定时同步偏差调整值对时域接收信号进行定时同步偏差修正，获得同步偏差修正数据corrr(n)为：
Figure FDA0003739152510000042
其中，r(n)_I表示时域接收信号r(n)的实部；r(n)_Q表示时域接收信号r(n)的虚部；
Figure FDA0003739152510000043
表示OFDM符号定时同步偏差调整值；n∈[1,N+NCP]，N表示FFT点数，NCP为一个OFDM符号内CP长度。
5.一种基于OFDM的接收设备，其特征在于，所述接收设备接收发送端发出的OFDM时域信号，并执行权利要求1-4之一的方法步骤进行OFDM符号定时同步处理。
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