CN102325119A - 一种时偏和频偏的联合估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及第三代移动通信长期演进系统(以下简称3G LTE)中一种时偏和频偏的联合估计方法，其不同之处在于，包含下列步骤：A.从接收的一个子帧数据中分离出两个时隙的PUSCH解调参考信号(DM RS)的信道增益估计值；B.计算分别位于不同PUSCH解调参考信号(DM RS)上其频域距离为s个子载波间隔的两个子载波之间信道增益的互相关值，进而得到时偏和频偏的联合估计相位差；C.根据时偏和频偏的联合估计相位差，分别得到时偏、频偏相位偏差，进而估计出系统时偏值、频偏值。本发明能在保证估计精度的基础上降低估计算法的运算量，从而保证系统实时接收性能。

Description

一种时偏和频偏的联合估计方法

技术领域

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及第三代移动通信长期演进系统(以下简称3G LTE)中的一种时偏和频偏的联合估计方法。

背景技术

LTE中采用OFDM技术，系统中子载波的频谱互相覆盖，具有严格的正交性。由于无线信道的时变性，发射机和接收机晶振的不稳定性以及终端高速移动引起的多普勒频移，传输过程中会出现无线信号的频率偏移，破坏了OFDM系统中的子载波正交性；多径传输导致信号产生的时间偏移，会产生严重的块间干扰(inter-block interference，IBI)。只有尽量准确的估计出这个频率偏差以及时间偏差，才能进行频偏和时偏调整/补偿，达到接收机能够接受的频率和时间偏差，从而进行数据解调。频偏和时偏估计的准确性将直接影响到解调性能，特别是高阶调制信号的解调。频偏估计作为FDD-LTE系统接收端重要模块之一，对整个系统性能有着非常重要的影响，如何快速准确的估计出这个偏差，是无线通信领域中直接影响到通信速度和质量的关键部分。

LTE系统的时偏和频偏联合估计与LTE标准的帧结构的特征密不可分，为了方便理解，对LTE系统的时偏和频偏联合估计描述之前，首先对LTE标准中的帧结构以及基本点进行简要说明。

LTE标准中定义了TDD、FDD两种模式，这两种模式下的一个无线帧时域持续时间是10ms，包括10个子帧。LTE资源调度的最小单位为TTI(即1ms)，一个TTI可以分为2个时隙。使用常规循环前缀(CP)时，每个时隙包含7个OFDM符号。资源块(RB)是LTE资源调度的基本单元，在一个时隙中，频域上连续的宽度为180kHz的物理资源即为一个资源块，即子载波间隔为Δf＝15kHz，每个RB包含12个子载波。常规循环前缀情况下，PUSCH解调参考信号(DMRS)位于每个时隙的第四个符号，和分配的上行数据有相同的带宽。

现有的LTE上行链路时偏和频偏信道估计方法，主要是基于同一个TTI中的2个DM RS来估计时偏和频偏。具体方法是：假设矢量H_p，a表示DM RS传输的信道响应，a表示接收天线数，p＝0对应于TTI中第1个时隙的DM RS(位于l＝3的OFDM符号上)，p＝1对应于TTI中第2个时隙的DM RS(位于l＝10的OFDM符号上)。

首先，根据一个TTI中同一个DMRS中间隔s个子载波的不同子载波的相位差来计算时偏θ的估计值

对于间隔s的两个子载波，其瞬时相关值为：

$C_t=\frac{1}{M}\underset{a=0}{\overset{N_{\mathrm{RX}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p=0}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=0}{\overset{M/12}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{M_0-s-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{i+j{M}_0,p,a}{\left(H_{i+j{M}_0+s,p,a}\right)}^{*}$

其中，参数M表示调度带宽，用子载波个数表示，(·)^*表示共轭。

可得时偏θ的估计值

为：

$\widehat{\mathrm{\θ}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\frac{1}{\mathrm{s\Δf}}{\tan }^{-1}\left\{\left(\frac{\mathrm{Im}\left(C_t\right)}{\mathrm{Re}\left(C_t\right)}\right)\right\}$

其次，基于同一子载波上不同采样点的参考信号相位差来计算频偏ε的估计值

对于不同采样点，其瞬时相关值为：

$C_f=\frac{1}{N_{\mathrm{RX}}M}\underset{a=0}{\overset{N_{\mathrm{RX}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_{i,p=0,a}\right)}^H\·H_{i,p=1,a}$

其中，N_RX表示接收天线个数，(·)^H表示共轭转置。

可得频偏ε的估计值

为：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=E(d_1,d_3)=\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2\mathrm{\π}{N}_s}\mathrm{angle}\left\{C_f\right\}$

其中，N_FFT表示FFT变换的点数。N_s表示采样点间隔，对不同的带宽，Ns的取值不同，对5MHz，10MHz，20MHz分别是3840，7680和15360。

显然，这种估计方案需要分别的通过算法，估计出系统时偏和频偏，会带来大量的相关运算，特别是频偏估计时，需要把整个信道带宽上两个时隙的DMRS的所有子载波都做互相关，估计算法大的运算量会影响系统信息传输的实时性。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的缺点，提供一种LTE系统上行链路的时偏和频偏的联合估计方法，该方法能在保证估计精度的基础上降低估计算法的运算量，从而保证系统实时接收性能。

为解决以上技术问题，本发明技术方案为：一种时偏和频偏的联合估计方法，其不同之处在于，包含下列步骤：

A.从接收的一个子帧数据中分离出两个时隙的PUSCH解调参考信号的信道增益估计值H；

B.计算分别位于一个TTI中不同时隙的PUSCH解调参考信号上其频域距离为s个子载波间隔的两个子载波之间信道增益的互相关值，进而得到时偏和频偏的联合估计相位差；

C.根据时偏和频偏的联合估计相位差，分别得到时偏、频偏相位偏差，进而估计出系统时偏值、频偏值。

按以上方案，所述步骤A的具体步骤包括：

通过将本地生成的PUSCH解调参考信号与所述PUSCH解调参考信号进行逐点共轭相乘，分别得到两个时隙的解调参考信号信道增益估计值。

按以上方案，所述步骤B包括如下具体步骤：依次计算所述的一个子帧的第1个时隙中PUSCH解调参考信号在每个物理资源块中对应的子载波k₁的信道增益估计值

和第2个时隙解调参考信号上与子载波k₁频域距离为s的子载波k₂的信道增益估计值

进行逐点共轭相乘运算，其中，k₁为位于第1个时隙的DM RS上的子载波，位于第2个时隙的DM RS上的子载波k₂满足：k₂＝k₁+s，s＞0，s为两个解调参考信号对应的子载波间在频域上的间隔，然后将各相关结果进行叠加，从而得到相应的时偏和频偏的联合估计值：

其中(·)^*表示共轭，M表示调度带宽，以子载波个数表示，(·)^*表示共轭，k₂＝k₁+s，s＞0；

同理，依次计算所述的一个子帧的第2个时隙PUSCH解调参考信号在每个物理资源块中对应的子载波k′₂的信道增益估计值

和第1个时隙解调参考信号上与子载波k′₂频域距离为s的子载波k′₁的信道增益估计值进行逐点共轭相乘运算，然后将各相关结果进行叠加，从而得到相应的时偏和频偏的联合估计值其中，k′₂为位于第2个时隙的DMRS上的子载波，位于第1个时隙的DMRS上的子载波k′₁满足条件为：k′₁＝k′₂+s；s为两个解调参考信号对应的子载波间在频域上的间隔，M表示调度带宽，以子载波个数表示，(·)^*表示共轭，k′₁＝k′₂+s，s＞0。

按以上方案，对上述两次互相关运算的结果进行加权平均，并将平均值作为当前调度子帧的时偏和频偏的联合估计结果。

按以上方案，所述的资源块包括当前PUSCH传输时调度的所有资源块。

按以上方案，所述步骤C具体包括如下步骤：

C1)、根据所述方法得到的两个时隙参考信号信道增益互相关运算结果R₁，R₂，估计出由于时偏和频偏联合引起的两个相位偏移值θ₁＝angle(R₁)，θ₂＝angle(R₂)；

C2)、根据联合估计的相位差θ₁，θ₂确定时偏θ引起的相位差估计值

和频偏ε引起的相位差估计值

①.当联合估计的相位差θ₁，θ₂满足

时，时偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_t=\frac{{\mathrm{\θ}}_1+{\mathrm{\θ}}_2}{2}-\mathrm{\π};$

频偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_f=\left\{\begin{array}{cc}\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}+\mathrm{\&pi;}& {\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2<0\\ \frac{{\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}-\mathrm{\&pi;}& {\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2>0\end{array}\right.;$

②.当联合估计的相位差θ₁，θ₂满足

时，时偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_t=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1+{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}-\mathrm{\&pi;};$

频偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_f=\left\{\begin{array}{cc}\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}+\mathrm{\&pi;}& {\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2<0\\ \frac{{\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}-\mathrm{\&pi;}& {\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2>0\end{array}\right.;$

③.当联合估计的相位差θ₁，θ₂不满足①②时，则时偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_t=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1+{\mathrm{\&theta;}}_2}{2};$

频偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_f=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2}{2};$

C3)、根据所述的时偏和频偏相位偏移值，估计时偏θ的估计值

和频偏ε的估计值

$\widehat{\mathrm{\&theta;}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\frac{1}{\mathrm{s\&Delta;f}}{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_t,$ $\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}=\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2\mathrm{\&pi;}{N}_s}{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_f.$

现有的时偏/频偏估计算法，其频偏估计算法需通过两个时隙的所有子载波(即M个子载波)进行互相关运算，时偏估计算法需通过两个时隙的M-s个子载波进行互相关运算得到，即一共需要2M-s次互相关运算才能估计出系统时偏、频偏值。

对比现有技术，本发明的有益特点如下：

该时偏和频偏的联合估计方法，仅需M次互相关运算即可估计出系统的时偏和频偏值，能在保证估计精度的基础上降低估计算法的运算量，即通过降低了接近一半的互相关运算，从而降低了检测的算法复杂度，提高了效率，从而保证系统实时接收性能。

附图说明

图1为本发明时偏和频偏的联合估计方法步骤示意图；

图2为已有的时偏和频偏估计方法示意图；

图3为本发明时偏和频偏的联合估计方法示意图；

图4为本发明时偏和频偏的联合估计方法与已有估计方法对比实施例一示意图；

图5为本发明时偏和频偏的联合估计方法与已有估计方法对比实施例二示意图。

具体实施方式

下面通过具体实施方式结合附图对本发明作进一步详细说明。

本发明的基本思想是在LTE系统的上行链路中，采用时偏和频偏的联合估计方法估计出时偏和频偏，提高系统估计效率，减少算法实现复杂度。该方法主要包括：从接收到的一子帧数据中，获取两个时隙的参考信号序列；计算所述分别位于不同参考信号序列中存在一定距离的子载波的相关值；根据得到的相关值计算频率偏差和时间偏差。

本发明LTE系统的时偏和频偏联合估计与LTE标准的帧结构的特征密不可分，为了方便理解，对LTE系统的时偏和频偏联合估计描述之前，首先对LTE标准中的帧结构以及基本点进行简要说明。

LTE标准中定义了TDD、FDD两种模式，这两种模式下的一个无线帧时域持续时间是10ms，包括10个子帧。LTE资源调度的最小单位为TTI(即1ms)，一个TTI可以分为2个时隙。使用常规循环前缀(CP)时，每个时隙包含7个0FDM符号。资源块(RB)是LTE资源调度的基本单元，在一个时隙中，频域上连续的宽度为180kHz的物理资源即为一个资源块，即子载波间隔为Δf＝15kHz，每个RB包含12个子载波。常规循环前缀情况下，PUSCH解调参考信号位于每个时隙的第四个符号，和分配的上行数据有相同的带宽。

请参考图1，本发明一种时偏和频偏的联合估计方法，其不同之处在于，包含下列步骤：

A.从接收的一个子帧数据中分离出两个时隙的PUSCH解调参考信号(DM RS)的信道增益估计值；

B.计算分别位于不同PUSCH解调参考信号(DM RS)上其频域距离为s个子载波间隔的两个子载波之间信道增益的互相关值，进而得到时偏和频偏的联合估计相位差；

C.根据时偏和频偏的联合估计相位差，分别得到时偏、频偏相位偏差，进而估计出系统时偏值、频偏值。

具体的，所述步骤A包括：

通过将本地生成的PUSCH解调参考信号与接收到的PUSCH解调参考信号进行逐点共轭相乘，得到解调参考信号信道增益估计值。

具体的，所述步骤B包括：

频域距离为s的两个时隙的解调参考信号子载波，其时域上采样点间隔与具体调度带宽有关。

具体的，所述步骤B包括：

进行联合估计的两个子载波是位于一个TTI中不同时隙的PUSCH解调参考信号上且频域上具有一定距离的子载波

具体的，所述步骤B包括如下过程：

依次计算所述的一个子帧的第1个时隙中PUSCH解调参考信号在每个物理资源块(RB)中对应的子载波k₁和第2个时隙解调参考信号上与子载波k₁频域距离为s的子载波k₂，(k₂＝k₁+s，s＞0)之间的互相关值，得到相应的时偏和频偏的联合估计值

其中M表示调度带宽，以子载波个数表示，(·)^*表示共轭。

同理，依次计算所述的一个子帧的第2个时隙PUSCH解调参考信号在每个物理资源块(RB)中对应的子载波k′₂和第1个时隙解调参考信号上与子载波k′₂频域距离为s的子载波k′₁(k′₁＝k′₂+s，s＞0)之间互相关运算的相关值，得到时偏和频偏的联合估计值

其中M表示调度带宽，以子载波个数表示，(·)^*表示共轭。

对两次互相关运算的结果进行加权平均，并将平均值作为当前调度子帧的时偏和频偏的联合估计结果。

具体的，所述的RB包括当前PUSCH传输时调度的所有RB。

具体的，所述步骤C包括如下过程：

根据所述方法得到的两个时隙参考信号信道增益互相关运算结果R₁，R₂，估计出由于时偏和频偏联合引起的两个相位偏移值θ₁＝angle(R₁)，θ₂＝angle(R₂)。

具体的，根据所述的时偏和频偏联合引起的相位偏移值，分别估计出时偏和频偏相位偏移值：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_f=f_1({\mathrm{\&theta;}}_1,{\mathrm{\&theta;}}_2)$

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_t=f_2({\mathrm{\&theta;}}_1,{\mathrm{\&theta;}}_2)$

具体的，根据所述的时偏和频偏相位偏移值，估计时偏θ的估计值

和频偏ε的估计值

$\widehat{\mathrm{\&theta;}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\frac{1}{\mathrm{s\&Delta;f}}{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_t$

$\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}=\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2\mathrm{\&pi;}{N}_s}{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_f$

对于一个特定的上行TTI，其结构如图3所示，d₁，d₂，d₃，d₄分别表示解调参考信号上的一个特定的子载波，s为两个解调参考信号子载波间在频域上的间隔，单位为子载波。通过采用间隔为s的不同子载波进行相关运算，s取值越小算法计算的精度高，但是计算量很大。为了能有效的减少算法的计算量，本发明中设置为s＝3。

d₂为满足下式的子载波：0≤d₂≤M且d₂mod6＜3，d₃是与d₂距离为s的子载波，即d₃＝d₂+3；d₄为满足下式的子载波：0≤d₄≤M且d₄mod6＜3，d₁是与d₄距离为s的子载波，即d₁＝d₄+3

对于20M的系统带宽，用户调度的带宽为10M，即600个子载波时。

实施例具体步骤如下：

步骤1：计算接收信号上位于DM RS上的子载波d₂，d₃的时偏/频偏联合估计的相位差θ₁；

对于DM RS，其瞬时相关值可以定义为

其中，M为UE分配的子载波数，M₀表示一个RB中子载波的个数，常规循环前缀(CP)时，M₀为定值12。

表示针对某个子载波i，导频p以及天线a的导频信道估计值。

其时偏/频偏联合估计相位差θ₁为

${\mathrm{\&theta;}}_1=E(d_2,d_3)={\tan }^{-1}\left\{\left(\frac{\mathrm{Im}\left(C_{1,T}^n\left(s\right)\right)}{\mathrm{Re}\left(C_{1,T}^n\left(s\right)\right)}\right)\right\}$

步骤2：计算接收信号上位于DM RS上的子载波d₁，d₄的时偏/频偏联合估计的相位差θ₂；

对于DM RS，其瞬时相关值可以定义为

其中具体参数的介绍同上步骤。

其时偏和频偏联合估计相位差θ₂为：

${\mathrm{\&theta;}}_2=E(d_1,d_4)={\tan }^{-1}\left\{\left(\frac{\mathrm{Im}\left(C_{2,T}^n\left(s\right)\right)}{\mathrm{Re}\left(C_{2,T}^n\left(s\right)\right)}\right)\right\}$

步骤3：根据联合估计的相位差θ₁，θ₂确定时偏θ引起的相位差估计值

和频偏ε引起的相位差估计值

①.当联合估计的相位差θ₁，θ₂满足

时，

时偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_t=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1+{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}-\mathrm{\&pi;}$

频偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_f=\left\{\begin{array}{cc}\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}+\mathrm{\&pi;}& {\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2<0\\ \frac{{\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}-\mathrm{\&pi;}& {\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2>0\end{array}\right.$

②.当联合估计的相位差θ₁，θ₂满足 时，

时偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_t=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1+{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}-\mathrm{\&pi;}$

频偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_f=\left\{\begin{array}{cc}\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}+\mathrm{\&pi;}& {\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2<0\\ \frac{{\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}-\mathrm{\&pi;}& {\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2>0\end{array}\right.$

③.当联合估计的相位差θ₁，θ₂不满足①②时，则时偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_t=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1+{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}$

频偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_f=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}$

步骤4：根据步骤3的两个相位差

确定时偏θ的估计值

和频偏ε的估计值

$\widehat{\mathrm{\&theta;}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\frac{1}{\mathrm{s\&Delta;f}}{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_t$

$\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}=\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2\mathrm{\&pi;}{N}_s}{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_f$

图4描述的是一定时偏(timeoffset＝2·16T_s)时，设置的频偏为[-1000，1000]间时频偏估计值，其中frequencyoffset1表示现有的方法频偏估计值，frequencyoffset2表示本发明提出的时偏和频偏联合估计出的频偏值。

图5描述的是一定频偏(500Hz)时，时偏设置为[-10·16Ts，10·16T_s]时的时偏估计值。其中timeoffset1表示现有的方法时偏估计值，timeoffset2表示本发明提出的时偏和频偏联合估计出的时偏值。

以上内容是结合具体的实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种时偏和频偏的联合估计方法，其特征在于，包含下列步骤：

A.从接收的一个子帧数据中分离出两个时隙的PUSCH解调参考信号的信道增益估计值；

B.计算分别位于一个TTI中不同时隙的PUSCH解调参考信号上其频域距离为s个子载波间隔的两个子载波之间信道增益的互相关值，进而得到时偏和频偏的联合估计相位差；

C.根据时偏和频偏的联合估计相位差，分别得到时偏、频偏相位偏差，进而估计出系统时偏值、频偏值。

2.如权利要求1所述的时偏和频偏的联合估计方法，其特征在于，所述步骤A的具体步骤包括：通过将本地生成的PUSCH解调参考信号与所述PUSCH解调参考信号进行逐点共轭相乘，分别得到两个时隙的解调参考信号信道增益估计值。

3.如权利要求1所述的时偏和频偏的联合估计方法，其特征在于，所述步骤B包括如下具体步骤：依次将所述的一个子帧的第1个时隙中PUSCH解调参考信号在每个物理资源块中对应的子载波k₁的信道增益估计值

和第2个时隙解调参考信号上与子载波k₁频域距离为s的子载波k₂的信道增益估计值

进行逐点共轭相乘运算，其中，k₁为位于第1个时隙的DM RS上的子载波，k₂为位于第2个时隙的DM RS上的子载波且满足：k₂＝k₁+s，s＞0，s为两个解调参考信号对应的子载波间在频域上的间隔，然后将各相关结果进行叠加，从而得到相应的时偏和频偏的联合估计值：其中(·)^*表示共轭运算，M表示调度带宽，以子载波个数表示，k₂＝k₁+s，s＞0；

同理，依次将所述的一个子帧的第2个时隙PUSCH解调参考信号在每个物理资源块中对应的子载波k′₂的信道增益估计值和第1个时隙解调参考信号上与子载波k′₂频域距离为s的子载波k′₁的信道增益估计值

进行逐点共轭相乘运算，然后将各相关结果进行叠加，从而得到相应的时偏和频偏的联合估计值

其中，k′₂为位于第2个时隙的DM RS上的子载波，k′₁位于第1个时隙的DM RS上的子载波且满足：k′₁＝k′₂+s，s＞0，s为两个解调参考信号对应的子载波间在频域上的间隔，M表示调度带宽，以子载波个数表示，(·)^*表示共轭运算。

4.如权利要求3所述的时偏和频偏的联合估计方法，其特征在于，对上述两次互相关运算的结果进行加权平均，并将平均值作为当前调度子帧的时偏和频偏的联合估计结果。

5.如权利要求3所述的时偏和频偏的联合估计方法，其特征在于，所述的资源块包括当前PUSCH传输时调度的所有资源块。

6.如权利要求3所述的时偏和频偏的联合估计方法，其特征在于，所述步骤C具体包括如下步骤：

C1)、根据所述步骤B得到的两个时隙参考信号信道增益互相关运算结果R₁，R₂，估计出由于时偏和频偏联合引起的两个相位偏移值θ₁＝angle(R₁)，θ₂＝angle(R₂)；

C2)、根据联合估计的相位差θ₁，θ₂确定时偏θ引起的相位差估计值

和频偏ε引起的相位差估计值

①.当联合估计的相位差θ₁，θ₂满足

时，时偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_t=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1+{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}-\mathrm{\&pi;};$

频偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_f=\left\{\begin{array}{cc}\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}+\mathrm{\&pi;}& {\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2<0\\ \frac{{\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}-\mathrm{\&pi;}& {\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2>0\end{array}\right.;$

②.当联合估计的相位差θ₁，θ₂满足

时，时偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_t=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1+{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}-\mathrm{\&pi;};$

频偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_f=\left\{\begin{array}{cc}\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}+\mathrm{\&pi;}& {\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2<0\\ \frac{{\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2}{2}-\mathrm{\&pi;}& {\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2>0\end{array}\right.;$

③.当联合估计的相位差θ₁，θ₂不满足①②时，则时偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_t=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1+{\mathrm{\&theta;}}_2}{2};$

频偏估计相位差为：

${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_f=\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1-{\mathrm{\&theta;}}_2}{2};$

C3)、根据所述的时偏和频偏相位偏移值，估计时偏θ的估计值

和频偏ε的估计值

$\widehat{\mathrm{\&theta;}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\frac{1}{\mathrm{s\&Delta;f}}{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_t,$ $\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}=\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2\mathrm{\&pi;}{N}_s}{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_f.$

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