CN102457463B - 频偏估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种频偏估计方法及装置，上述频偏估计方法包括：获取多用户叠加的导频位频域信道估计值；对多用户叠加的导频位频域信道估计值进行分离和降噪，获取多用户中各个用户的未降噪的和已降噪的信道估计值；使用各个用户的本地频域导频位解调参考符号、各个用户的未降噪的和已降噪的信道估计值进行频偏估计。通过本发明的技术方案，可以解决针对多用户的频偏估计较为困难的问题，从而简单、有效的实现多用户频偏估计。

Description

频偏估计方法及装置

技术领域

本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种频偏估计方法及装置。

背景技术

长期演进(Long Term Evolution，简称为LTE)项目是近两年来第三代合作伙伴计划(3rd Generation Partnership Project，简称为3GPP)启动的最大的新技术研发项目，它改进并增强了3G的空中接入技术。与3G相比，LTE更具技术优势，体现在更高的用户数据速率、分组传送、降低系统延迟、系统容量和覆盖的改善以及运营成本的降低等方面。

LTE下行链路采用正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，简称为OFDM)技术，OFDM具有频谱利用率高、抗多径干扰等特点，OFDM系统能够有效地抵抗无线信道带来的影响。LTE上行链路传输方案采用带循环前缀的单载波频分复用多址系统(Single carrier-Frequency Division Multiple Access，简称为SC-FDMA)，该SC-FDMA系统导频信号位置如图1所示。在上行采用带循环前缀的SC-FDMA传输方案中，使用离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform，简称为DFT)获得频域信号，然后插入零符号进行频谱搬移，搬移后的信号再通过快速傅立叶反变换(Inverse Fast Fourier Transform，简称为IFFT)(因此，SC-FDMA系统也称DFT-S-OFDM系统)，可以降低发射终端的峰均功率比。

OFDM技术除了具有频谱利用率高、抗多径衰落、实现多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，简称为MIMO)技术简单等优点。但是，OFDM技术要求子载波之间相互正交的特性，对频偏比较敏感。产生载波频率偏移的因素主要有，发射机和接收机之间频率出现同步误差和移动台在高速移动过程中多普勒(Doppler)效应引起的载波频率偏移。

因此，频偏问题成为OFDM技术核心问题之一，目前已有很多通信工程师提出了各种频偏问题解决方法，针对单用户的频偏估计方法，精度比较高，而且实现也相对比较简单；但是针对多用户MIMO的频偏估计仍然较为困难，尤其是单导频的多用户MIMO的频偏估计。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种频偏估计方法及装置，以至少解决上述问题之一。

根据本发明的一个方面，提供了一种频偏估计方法，包括：获取多用户叠加的导频位频域信道估计值；对多用户叠加的导频位频域信道估计值进行分离和降噪，获取多用户中各个用户的未降噪的和已降噪的信道估计值；使用各个用户的本地频域导频位解调参考符号、各个用户的未降噪的和已降噪的信道估计值进行频偏估计。

根据本发明的另一个方面，提供了一种频偏估计装置，包括：导频位信道估计模块，用于获取多用户叠加的导频位频域信道估计值；用户信道估计模块，用于对多用户叠加的导频位频域信道估计值进行分离和降噪，获取多用户中各个用户的未降噪的和已降噪的信道估计值；频偏估计模块，用于结合各个用户的本地频域导频位解调参考符号、各个用户的未降噪的已降噪的信道估计值进行频偏估计。

通过本发明，采用对多用户叠加的导频位频域信道估计值进行分离，利用分离后的各用户信道估计值重构频域接收信号，并进一步根据这些数据进行频偏估计的技术方案，解决了针对多用户的频偏估计较为困难的问题，进而达到了简单、有效实现多用户频偏估计的效果。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是根据相关技术的SC-FDMA系统导频信号(PUSCH信道解调参考信号)位置示意图；

图2是根据本发明实施例的频偏估计方法流程图；

图3是根据本发明实施例的频偏估计装置的结构示意图；

图4是根据本发明优选实施例的频偏估计装置的结构示意图。

具体实施方式

下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

图2是根据本发明实施例的频偏估计方法流程图。如图2所示，根据本发明实施例的频偏估计方法包括：

步骤S102，获取多用户叠加的导频位频域信道估计值。

步骤S104，对上述多用户叠加的导频位频域信道估计值进行分离和降噪，获取多用户中各个用户的未降噪的和已降噪的信道估计值。

步骤S106，使用各个用户的本地频域导频位解调参考符号、各个用户的未降噪的和已降噪的信道估计值进行频偏估计。

通过上述方法，将多用户的信道估计值分离并降噪，得到各个用户的未降噪和降噪的信道估计值，再进一步结合单用户频偏估计的方法，即可简单方便的实现针对多用户的频偏估计。

优选地，获取多用户叠加的导频位频域信道估计值可以包括：根据接收频域导频位解调参考符号和本地频域导频位解调参考符号计算多用户叠加的导频位频域信道估计值。

根据接收频域导频位解调参考符号和本地频域导频位解调参考符号计算多用户叠加的导频位频域信道估计值的方法，实现起来更为简单方面。

优选地，上述步骤S106中，进行频偏估计可以包括以下处理：

(1)结合各个用户的本地频域导频位解调参考符号和各个用户的未降噪的信道估计值，重新生成分离后的频域接收信号。

(2)分别使用分离后的频域接收信号、各个用户的已降噪的信道估计值、和各个用户的本地频域导频位解调参考符号进行频偏估计。

上述步骤实际上就是对接收信号的重构过程，即结合各个用户本地频域导频位解调参考符号和分离后的各用户未降噪的信道估计，重新生成各个用户的接收信号，由于是根据分离后的各个用户的未降噪的信道估计值进行接收信号重构，因此可以直接得出分离后频域接收信号，此信号会直接参与到后续的频偏估计中。

优选地，分别使用分离后的频域接收信号、各个用户的已降噪的信道估计值、和各个用户的本地频域导频位解调参考符号进行频偏估计时，可以将上述参数变换到时域再进行频偏估计。

先将参与频偏估计的参量变换到时域，在时域中进行估计更易于实现。

优选地，在执行步骤S206之后，还可以包括以下处理：

对根据各个用户的本地频域导频位解调参考符号得出的各个天线的频偏估计值求平均。

在具体实施过程中，对每个导频算出的频偏估计值求平均，再对接收天线求平均，即可得到当前子帧的频偏估计值。

下面结合实例对上述优选实施方式进行详细说明：

首先介绍接收机系统方程，具体如下：

$Y_{\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{i,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(k\right)\×X\left(k\right)\×e^{j{\mathrm{\α}}_{i}k}+N\left(k\right)$

其中，α_i是用户m的循环移位数，X(k)是本地导频母码，Y_{slot_i，ka}(k)是接收频域导频位解调参考符号，N(k)是噪声信号。

采用接收频域导频位解调参考符号Y_{slot_i，ka}(k)和用户1的本地频域导频位解调参考符号

计算，获取多用户的导频位频域信道估计值；时隙slot_i和天线ka上，那么，有频偏的多用户叠加的导频位频域信道估计值，如下式所示：

${\tilde{H}}_{\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(k\right)=Y_{\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(k\right)\×X^{*}\left(k\right)$

$=H_{1,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(k\right)+...+H_{2,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(k\right)\×e^{j({\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1)k}+N\left(k\right),$ 其中，0≤k≤M-1

设系统中存在2个用户，分别是用户1和用户2，用户1和用户2的循环移位相差π，根据上面这个计算式，有

${\tilde{H}}_{\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(k\right)=H_{1,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(k\right)+H_{2,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(k\right)\×e^{j({\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1)k}+N^{\′}\left(k\right)$

进一步有，

${\tilde{H}}_{\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(0\right)=H_{1,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(0\right)+H_{2,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(0\right)\×e^{\mathrm{j\π}\×0}+N^{\′}\left(0\right)$

$=H_{1,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(0\right)+H_{2,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(0\right)+N^{\′}\left(0\right)$

${\tilde{H}}_{\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(1\right)=H_{1,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(1\right)+H_{2,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(1\right)\×e^{\mathrm{j\π}\×1}+N^{\′}\left(1\right)$

$=H_{1,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(1\right)-H_{2,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(1\right)+N^{\′}\left(1\right)$

${\tilde{H}}_{\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(2\right)=H_{1,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(2\right)+H_{2,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(2\right)\×e^{\mathrm{j\π}\×2}+N^{\′}\left(2\right)$

$=H_{1,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(2\right)+H_{2,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(2\right){+N}^{\′}\left(2\right)$

${\tilde{H}}_{\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(3\right)=H_{1,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(3\right)+H_{2,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(3\right)\×e^{\mathrm{j\π}\×3}+N^{\′}\left(3\right)$

$=H_{1,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(3\right)-H_{2,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(3\right)+N^{\′}\left(3\right)$

${\tilde{H}}_{\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}(M-1)=H_{1,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}(M-1)+H_{2,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}(M-1)\×e^{\mathrm{j\π}\×(M-1)}+N^{\′}(M-1)$

认为 ${\tilde{H}}_{\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(k\right)={\tilde{H}}_{\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}(k+1),$ 有

$H_{1,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(k\right)=H_{1,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}(k+1)=\frac{1}{2}({\tilde{H}}_{\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(k\right)+{\tilde{H}}_{\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}(k+1))$

$H_{2,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(k\right)=H_{2,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}(k+1)=\frac{1}{2}({\tilde{H}}_{\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(k\right)-{\tilde{H}}_{\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}(k+1))$

使用各个用户本地频域导频位解调参考符号和分离后的各用户未降噪的信道估计，重构接收导频，有

$Y_m(k,{\mathrm{ka}}_{\mathrm{Rx}})=H_{m,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\left(k\right)\×X\left(k\right)\×e^{j{\mathrm{\α}}_{m}k}$

对两个用户进行信道估计降噪及分离，有经过降噪的用户信道估计值

知

利用本地导频和接收导频进行相关运算：

$w_m\left(n\right)=\mathrm{IDFT}(Y_m(k,{\mathrm{ka}}_{\mathrm{Rx}})./{\hat{H}}_m(k,{\mathrm{ka}}_{\mathrm{Rx}}))./\mathrm{IDFT}(X\left(k\right)\×e^{j{\mathrm{\α}}_{m}k}),$ 0≤k≤N-1

计算数据位子载波相位差：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_m=\mathrm{angle}(\left(\underset{k=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}w(k+\frac{N}{2})\right)\×{\left(\underset{k=0}{\overset{M/4-1}{\mathrm{\Σ}}}w\left(k\right)\right)}^{*});$ $0\≤k\≤\frac{N}{2}$

计算频偏值：

$\mathrm{\Δ\Δ}{f}_m=\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_m\×N\×\mathrm{\Δf}}{2\mathrm{\π}\×N/2}=\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_m\×\mathrm{\Δf}}{\mathrm{\π}},$ 其中，Δf＝15k

进一步的，将多个导频码、天线上的频偏估计值求平均。对2个导频各自算出的频偏估计值求平均，再对接收天线求平均，得到当前子帧的频偏估计值。

$\stackrel{\‾}{{\mathrm{\Δ\Δf}}_m}=\underset{\mathrm{ka}=1}{\overset{\mathrm{Ka}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\mathrm{slot}=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\left(\mathrm{\Δ\Δ}{f}_{m,\mathrm{slot}\_i,\mathrm{ka}}\right)$

图3是根据本发明实施例的频偏估计装置的结构示意图。如图3所示，根据本发明实施例的频偏估计装置包括：

导频位信道估计模块12，用于获取多用户叠加的导频位频域信道估计值。

用户信道估计模块14，用于对多用户叠加的导频位频域信道估计值进行分离和降噪，获取多用户中各个用户的未降噪的和已降噪的信道估计值。

频偏估计模块16，用于结合各个用户的本地频域导频位解调参考符号、各个用户的未降噪的已降噪的信道估计值进行频偏估计

通过上述装置，即可获得并分离多用户的信道估计值，从而得到各个用户的未降噪和降噪的信道估计值，再进一步结合单用户频偏估计的方法，完成对多用户的频偏估计。

优选地，导频位信道估计模块12，可以是用于根据接收频域导频位解调参考符号和本地频域导频位解调参考符号计算多用户叠加的导频位频域信道估计值。

根据接收频域导频位解调参考符号和本地频域导频位解调参考符号计算多用户叠加的导频位频域信道估计值实现起来更为简单方面。

优选地，如图4所示，频偏估计模块16可以进一步包括：

接收信号重构单元162，用于结合各个用户的本地频域导频位解调参考符号和各个用户的未降噪的信道估计值，重新生成分离后的频域接收信号。

频偏估计单元164，用于分别使用分离后的频域接收信号、各个用户的已降噪的信道估计值、和各个用户的本地频域导频位解调参考符号进行频偏估计。

其中，接收信号重构单元162会结合各个用户的本地频域导频位解调参考符号和用户信道估计模块14分离得到的各个用户的未降噪的信道估计值，重新生成各个用户的接收信号，从而获得分离后的频域接收信号。频偏估计单元164，最终会使用分离后的频域接收信号、各个用户的已降噪的信道估计值、和各个用户的本地频域导频位解调参考符号完成频偏估计，其中，各个用户的已降噪的信道估计值可以通过对各个用户的未降噪的信道估计值进行降噪处理获得。

优选地，频偏估计模块16，可以用于将所述分离后的频域接收信号、经过降噪的信道估计值、和所述频域导频位解调参考符号变换到时域，并进行频偏估计。

在时域中进行频偏估计更易于实现，因此可以优先选择在时域中进行频偏估计。

优选地，频偏估计模块16，还可以用于对根据各个用户的本地频域导频位解调参考符号得出的各个天线的频偏估计值求平均。

对每个导频算出的频偏估计值求平均，再对接收天线求平均，即可得到当前子帧的频偏估计值。

从以上的描述中，可以看出，本发明提供了一种简单、易实现、能有效进行频偏估计的方法及装置。该装置基于多用户的接收导频序列进行频偏估计的，从而为频偏补偿提供了更加准确的测量量，降低了频偏对接收机性能的影响。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，并且在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种频偏估计方法，其特征在于，包括： 

获取多用户叠加的导频位频域信道估计值； 

对所述多用户叠加的导频位频域信道估计值进行分离和降噪，获取所述多用户中各个用户的未降噪的和已降噪的信道估计值； 

使用所述各个用户的本地频域导频位解调参考符号、所述各个用户的未降噪的和已降噪的信道估计值进行频偏估计； 

其中，所述获取多用户叠加的导频位频域信道估计值包括：根据接收频域导频位解调参考符号和本地频域导频位解调参考符号计算所述多用户叠加的导频位频域信道估计值； 

所述进行频偏估计包括：结合所述各个用户的本地频域导频位解调参考符号和所述各个用户的未降噪的信道估计值，重新生成分离后的频域接收信号；分别使用所述分离后的频域接收信号、所述各个用户的已降噪的信道估计值、和所述各个用户的本地频域导频位解调参考符号进行频偏估计。 

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述进行频偏估计包括：将所述分离后的频域接收信号、所述各个用户的已降噪的信道估计值、和所述各个用户的本地频域导频位解调参考符号变换到时域下，并进行频偏估计。 

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述频偏估计完成之后，还包括： 

对根据所述各个用户的本地频域导频位解调参考符号得出的各个天线的频偏估计值求平均。 

4.一种频偏估计装置，其特征在于，包括： 

导频位信道估计模块，用于获取多用户叠加的导频位频域信道估计值； 

用户信道估计模块，用于对所述多用户叠加的导频位频域信道估计值进行分离和降噪，获取所述多用户中各个用户的未降噪的和已降噪的信道估计值； 

频偏估计模块，用于结合所述各个用户的本地频域导频位解调参考符号、所述各个用户的未降噪的和已降噪的信道估计值进行频偏估计； 

其中，所述导频位信道估计模块，用于根据接收频域导频位解调参考符号和本地频域导频位解调参考符号计算所述多用户叠加的导频位频域信道估计值； 

所述频偏估计模块包括：接收信号重构单元，用于结合所述各个用户的本地频域导频位解调参考符号和所述各个用户的未降噪的信道估计值，重新生成分离后的频域接收信号；频偏估计单元，用于分别使用所述分离后的频域接收信号、所述各个用户的已降噪的信道估计值、和所述各个用户的本地频域导频位解调参考符号进行频偏估计。 

5.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述频偏估计模块，用于将所述分离后的频域接收信号、经过降噪的信道估计值、和所述频域导频位解调参考符号变换到时域下，并进行频偏估计。 

6.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述频偏估计模块，还用于对根据所述各个用户的本地频域导频位解调参考符号得出的各个天线的频偏估计值求平均。 

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