CN107852381A - 用于在无线通信系统中估计非线性自干扰信道的方法及其装置 - Google Patents

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Abstract

根据本发明的用于在无线信道系统中估计非线性自干扰信道的方法可进一步包括以下步骤：对第一符号应用第一序列；对第二符号应用相位从所述第一序列的相位移位了π/2的序列；以及发送所述第一符号和所述第二符号。

Description

用于在无线通信系统中估计非线性自干扰信道的方法及其 装置
技术领域
本发明涉及无线通信，并且更具体地涉及用于在无线通信系统估计非线性自干扰信道的方法和设备。
背景技术
与时间或频率资源被正交地划分的常规的半双工通信相比，全双工通信通过允许节点同时执行发送和接收来在理论上使系统容量加倍。
图1是支持全双工无线电(FDR)的UE和基站(BS)的概念图。
在图1所例示的FDR情形下，产生以下三种类型的干扰。
装置内自干扰：因为发送和接收发生在相同的时间和频率资源中，所以在BS或UE处同时接收期望信号和从BS或UE发送的信号。所发送的信号在BS或UE的接收(Rx)天线处被几乎无衰减地接收，并且因此具有比期望信号大得多的功率。结果，所发送的信号用作干扰。
UE到UE链路间干扰：由UE发送的上行链路(UL)信号在相邻UE处被接收并且因此用作干扰。
BS到BS链路间干扰：BS到BS链路间干扰是指由在处于HetNet状态的BS或异构BS(微微、毫微微和中继)之间发送并且被另一BS的Rx天线接收的信号所引起的干扰。
在这三种类型的干扰当中，仅在FDR系统中生成装置内自干扰(在下文中为自干扰(SI))以显著地使FDR系统的性能劣化。因此，首先，为了操作FDR系统需要消除装置内SI。
发明内容
【技术问题】
本发明的一个目的是为了提供一种用于在支持全双工无线电(FDR)方案的无线通信系统中估计非线性自干扰信道的方法。
本发明的另一目的是为了提供一种用于在支持全双工无线电(FDR)方案的无线通信系统中估计非线性自干扰信道的设备。
可从本发明获得的技术任务不受以上提及的技术任务限制，并且本发明所属的技术领域的普通技术人员可根据以下描述清楚地理解其它未提及的技术任务。
【技术方案】
本发明的目的可通过提供一种用于在支持全双工无线电(FDR)方案的无线通信系统中估计非线性自干扰信道的方法来实现，该方法包括以下步骤：对第一符号应用第一序列；对第二符号应用所述第一序列被移相了π/2的序列；以及发送所述第一符号和所述第二符号。所述方法可以进一步包括以下步骤：估计由于所述第一符号和所述第二符号的发送而导致的自干扰信号。如果使用相同的根值，则可以将所述第一序列与所述第一序列被循环移位的序列之间的自相关设定为零‘0’。所述第一符号可以在其头部中包括循环前缀(CP)，并且所述第二符号在其头部中包括循环前缀(CP)。所述符号和所述第二符号可以是时域中的连续符号。所述第一符号和所述第二符号中的每一个均可以是基准信号(RS)符号。
根据本发明的另一方面，一种用于在支持全双工无线电(FDR)方案的无线通信系统中估计非线性自干扰信道的设备包括：处理器，该处理器被配置为对第一符号应用第一序列，并且对第二符号应用所述第一序列被移相了π/2的序列；以及发送器，该发送器被配置为发送所述第一符号和所述第二符号。所述处理器可以估计由于所述第一符号和所述第二符号的发送而导致的自干扰信号。如果使用相同的根值，则可以将所述第一序列与所述第一序列被循环移位的所述序列之间的自相关设定为零‘0’。所述第一符号可以在其头部中包括循环前缀(CP)，并且所述第二符号可以在其头部中包括循环前缀(CP)。所述第一符号和所述第二符号可以是时域中的连续符号。所述第一符号和所述第二符号中的每一个均可以是基准信号(RS)符号。
【有益效果】
如从以上描述显而易见的是，本发明的示例性实施方式可有效地利用本发明的实施方式的发明的序列设计和发明的检测算法来不仅去除传统线性分量的自干扰信号，而且还去除非线性分量的自干扰信号。
可从本发明获得的效果不受以上提及的效果限制。另外，本发明所属的技术领域的普通技术人员可根据以下描述清楚地理解其它未提及的效果。即，本发明所属的技术领域的普通技术人员也可从本发明的实施方式得到在实现本发明时未预期到的效果。
附图说明
附图被包括以提供对本发明的进一步理解，并且被并入本申请并构成本申请的一部分，附图例示了本发明的实施方式，并且与本说明书一起用来说明本发明的原理。
图1是示例性地例示了根据本发明的支持UE的全/半双工通信操作模式的网络的视图。
图2是无线通信系统100中的基站105和用户设备110的配置的框图。
图3是示出了FDR通信情形下的发送/接收链路和自干扰(SI)的概念的图。
图4是例示了在装置的射频(RF)Tx和Rx端(或RF前端)中应用三种自IC(Self-IC)方案的位置的视图。
图5是基于图4的OFDM通信环境中提出的通信设备中的自IC装置的框图。
图6是例示了由本发明提出的方案的总体过程的流程图。
图7是例示了由本发明提出的用于估计非线性自干扰信道的发送(Tx)符号结构的概念图。
图8是例示了根据本发明的实施方式的用于估计自干扰信道的系数的详细过程的流程图。
具体实施方式
现在将详细地参照本发明的优选实施方式，其示例被例示在附图中。在下文中本发明的详细描述包括有助于充分理解本发明的细节。然而，对于本领域技术人员而言显而易见的是，可在没有这些细节的情况下实现本发明。例如，尽管在移动通信系统包括3GPPLTE系统的假定下详细地进行以下描述，然而以下描述按照排除3GPP LTE的唯一特征的方式适用于其它随机移动通信系统。
有时，为了防止本发明变得含糊，为公众所知的结构和/或装置被跳过或者可被表示为以结构和/或装置的核心功能为中心的框图。只要可能，将在所有附图中使用相同的附图标记来指代相同或相似的部分。
此外，在以下描述中，假定终端是如用户设备(UE)、移动站(MS)、高级移动站(AMS)等这样的移动或固定用户级装置的公共名称。另外，假定基站(BS)是与终端进行通信的网络级的如节点B(NB)、eNode B(eNB)、接入点(AP)等这样的随机节点的公共名称。尽管基于IEEE 802.16m系统对本说明书进行描述，然而本发明的内容可以适用于各种类型的其它通信系统。
在移动通信系统中，用户设备能够在下行链路中接收信息并且也能够在上行链路中发送信息。由用户设备节点发送或接收的信息可以包括各种类型的数据和控制信息。根据由用户设备发送或接收的信息的类型和用法，可以存在各种物理信道。
以下描述可用于包括CDMA(码分多址)、FDMA(频分多址)、TDMA(时分多址)、OFDMA(正交频分多址)、SC-FDMA(单载波频分多址)等的各种无线接入系统。CDMA可通过如UTRA(通用陆地无线电接入)、CDMA 2000等这样的无线电技术来实现。TDMA可用如GSM/GPRS/EDGE(全球移动通信系统/通用分组无线电服务/增强型数据速率GSM演进)这样的无线电技术来实现。OFDMA可用如IEEE 802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802.20、E-UTRA(演进型UTRA)等这样的无线电技术来实现。UTRA是UMTS(通用移动电信系统)的一部分。3GPP(第三代合作伙伴计划)LTE(长期演进)是使用E-UTRA的E-UMTS(演进型UMTS)的一部分。3GPP LTE在DL中采用OFDMA并在UL中采用SC-FDMA。另外，LTE-A(LTE-Advanced)是3GPPLTE的演进版本。
此外，在以下描述中，提供了特定术语来帮助理解本发明。另外，可在本发明的技术构思的范围内将特定术语的使用修改成另一形式。
图2是无线通信系统100中的基站105和用户设备110的配置的框图。
尽管在附图中示出了一个基站105和一个用户设备110(包括D2D用户设备)以示意性地表示无线通信系统100，然而无线通信系统100可以包括至少一个基站和/或至少一个用户设备。
参照图2，基站105可以包括发送(Tx)数据处理器115、符号调制器120、发送器125、收发天线130、处理器180、存储器185、接收器190、符号解调器195和接收数据处理器197。另外，用户设备110可以包括发送(Tx)数据处理器165、符号调制器170、发送器175、收发天线135、处理器155、存储器160、接收器140、符号解调器155和接收数据处理器150。尽管在附图中基站/用户设备105/110包括一个天线130/135，然而基站105和用户设备110中的每一个均包括多个天线。因此，本发明的基站105和用户设备110中的每一个均支持MIMO(多输入多输出)系统。另外，根据本发明的基站105可以支持SU-MIMO(单用户-MIMO)和MU-MIMO(多用户-MIMO)系统。
在下行链路中，发送数据处理器115接收业务数据，通过对所接收到的业务数据进行格式化来对所接收到的业务数据进行编码，交织经编码的业务数据，对经交织的数据进行调制(或符号映射)，然后提供已调制符号(数据符号)。符号调制器120通过接收并处理数据符号和导频符号来提供符号流。
符号调制器120将数据和导频符号一起复用，然后将经复用的符号发送到发送器125。在这样做时，各个发送的符号可以包括数据符号、导频符号或零信号值。在各个符号持续时间中，可以连续地发送导频符号。在这样做时，导频符号可以包括频分复用(FDM)、正交频分复用(OFDM)或码分复用(CDM)的符号。
发送器125接收符号流，将所接收到的流转换为至少一个或多个模拟信号，附加地调整模拟信号(例如，放大、滤波、升频(frequency upconverting))，然后生成适合于在无线电信道上发送的下行链路信号。随后，该下行链路信号经由天线130被发送到用户设备。
在用户设备110的配置中，接收天线135接收来自基站的下行链路信号，然后将所接收到的信号提供给接收器140。接收器140调整所接收到的信号(例如，滤波、放大和降频(frequency downconverting))，使经调整的信号数字化，然后获得样本。符号解调器145对所接收的导频符号进行解调，然后将它们提供给处理器155以用于信道估计。
符号解调器145从处理器155接收下行链路的频率响应估计值，对所接收到的数据符号执行数据解调，获得数据符号估计值(即，所发送的数据符号的估计值)，然后将这些数据符号估计值提供给接收(Rx)数据处理器150。接收数据处理器150通过对数据符号估计值执行解调(即，符号解映射、解交织和解码)来重构所发送的业务数据。
由符号解调器145进行的处理和由接收数据处理器150进行的处理分别与基站105中的由符号调制器120进行的处理和由发送数据处理器115进行的处理互补。
在用户设备110中在上行链路中，发送数据处理器165处理业务数据然后提供数据符号。符号调制器170接收数据符号，复用所接收到的数据符号，对经复用的符号执行调制，然后将符号流提供给发送器175。发送器175接收符号流，处理所接收到的流，并且生成上行链路信号。然后经由天线135将此上行链路信号发送到基站105。
在基站105中，经由天线130从用户设备110接收上行链路信号。接收器190处理所接收到的上行链路信号并然后获得样本。随后，符号解调器195处理样本，然后提供数据符号估计值和在上行链路中接收到的导频符号。接收数据处理器197处理数据符号估计值，然后重构从用户设备110发送的业务数据。
用户设备110的处理器155/基站105的处理器180引导用户设备110/基站105的操作(例如，控制、调整、管理等)。处理器155/180可以连接到被配置为存储程序代码和数据的存储器单元160/185。存储器160/185连接到处理器155/180以存储操作系统、应用和一般文件。
处理器155/180可以被称作控制器、微控制器、微处理器、微计算机等中的一种。另外，可以使用硬件、固件、软件和/或其任何组合来实现处理器155/180。在通过硬件实现时，处理器155/180可以被提供有这样的装置，该装置被配置为将本发明实现为ASIC(专用集成电路)、DSP(数字信号处理器)、DSPD(数字信号处理器件)、PLD(可编程逻辑器件)、FPGA(现场可编程门阵列)等。
同时，在使用固件或软件来实现本发明的实施方式的情况下，固件或软件可以被配置为包括用于执行本发明的以上说明的功能或操作的模块、过程和/或功能。另外，被配置为实现本发明的固件或软件被加载在处理器155/180中或者保存在存储器160/185中以由处理器155/180驱动。
可以基于为通信系统众所周知的OSI(开放系统互连)模型的3个较低层将用户设备/基站与无线通信系统(网络)之间的无线电协议的层分类为第一层L1、第二层L2和第三层L3。物理层属于第一层并且经由物理信道提供信息传送服务。RRC(无线电资源控制)层属于第三层并且提供UE与网络之间的控制无线电资源。用户设备和基站可以能够通过无线通信网络和RRC层彼此交换RRC消息。
在本说明书中，尽管用户设备/基站的处理器155/180除了执行用于用户设备/基站110/105接收或者发送信号的功能之外还执行处理信号和数据的操作，然而为了清楚，将不在以下描述中具体地提及处理器155和180。在以下描述中，在未特别提及的情况下处理器155/180可被视为执行除了接收或者发送信号的功能之外的诸如数据处理等的一系列操作。
图3是示出了FDR通信情形下的发送/接收链路和自干扰(SI)的概念的图。
如图3所示，SI可以被划分成当从发送天线发送的信号直接进入接收天线而没有路径衰减时引起的直接干扰以及通过外围拓扑反射的反射干扰(并且其水平由于物理距离差异而显著地大于期望信号)。由于显著较大的干扰强度，高效的自IC是操作FDR系统所必需的。
为了有效地操作FDR系统，可以像下表1所例示的那样确定对于装置的最大发送功率的自IC的要求。
[表1]
在对移动通信系统应用FDR的情况下的自IC的要求(BW＝20MHz)
参照表1，可以注意到，为了在20MHz BW中有效地操作FDR系统，UE需要119dBm的自IC性能。可以根据移动通信系统的BW将热噪声值改变为N0.BW＝-174dBm+10×log10(BW)。在[表1]中，在热噪声值是在20MHz BW的假定下计算出的。关于[表1]，对于接收器噪声系数(NF)，参照3GPP规范要求考虑最坏情况。接收器热噪声水平被确定为是特定BW中的热噪声值和接收器NF的和。
自IC方案的类型和用于应用自IC方案的方法
图4是例示了在装置的射频(RF)Tx和Rx端(或RF前端)中应用三种自IC方案的位置的视图。现在，将给出三种自IC方案的简要描述。
天线自IC：天线自IC是在所有自IC方案中应该被首先执行的自IC方案。SI在天线端被消除。最简单地，可以通过在Tx天线与Rx天线之间放置信号阻塞对象以物理方式阻塞SI信号的传送，可以使用多个天线来人为地控制天线之间的距离，或者可以通过特定Tx信号的相位反转来消除SI信号的一部分。此外，可以借助于多个极化天线或定向天线来消除SI信号的一部分。
模拟自IC：在Rx信号通过模数转换器(ADC)之前，干扰在模拟端被消除。SI信号使用重复的模拟信号来消除。可以在RF区域或中频(IF)区域中执行此操作。可以在以下特定方法中执行SI信号消除。实际接收到的SI信号的副本(duplicate)是通过使模拟Tx信号延迟并控制已延迟Tx信号的幅度和相位来生成的，并且从在Rx天线处接收到的信号中扣除。然而，由于基于模拟信号的处理，结果得到的实现复杂度和电路特性可以引起额外的失真，从而显著地改变干扰消除性能。
数字自IC：在Rx信号通过ADC之后，干扰被取消。数字自IC涵盖在基带区域中执行的所有IC技术。最简单地，SI信号的副本使用数字Tx信号来生成并从Rx数字信号中扣除。或者使用多个天线在基带中执行预编码/后编码使得可以不在Rx天线处接收UE或eNB的Tx信号的技术可以被分类为数字自IC。然而，因为数字自IC只有在数字调制信号被量化至足以恢复期望信号的信息的水平时才是可行的，所以为了执行数字自IC，需要上述技术中的一种中的设计信号的信号功率与在干扰消除之后剩下的干扰信号的信号功率之间的差应该落入ADC范围的先决条件。
图5是基于图4的OFDM通信环境中提出的通信设备中的自IC装置的框图。
虽然图5示出了在数模转换器(DAC)之前且在ADC之后使用数字SI信息来执行数字自IC，但是可以在快速傅里叶逆变换(IFFT)之后且在快速傅里叶变换(FFT)之前使用数字SI信号来执行数字自IC。此外，尽管图5是通过使Tx天线与Rx天线分离的自IC的概念图，然而如果使用单个天线来执行天线自IC，则可以按照与图5中不同的方式配置天线。可以根据目的向图5所示的RF Tx端和RF Rx端添加功能块或者从图5所示的RF Tx端和RF Rx端去除功能块。
FDR系统的信号建模
因为FDR系统对于Tx信号和Rx信号使用相同的频率，所以RF的非线性分量大大地受影响。特别地，Tx信号由于诸如功率放大器(PA)和低噪声放大器(LNA)的有源器件的非线性特性而失真。由于这些失真，Tx信号的建模可能包括高阶分量。其中，可使用常规的交流耦合或滤波技术来有效地去除影响直流外围设备的偶次分量。然而，在现有频率附近出现的奇次分量(odd-order component)与偶次分量(even-order component)相比不容易被去除，并且对接收具有很大影响。考虑奇次分量的这些非线性特性，可以通过下式1来表示FDR系统中的Rx信号。
[式1]
在式1中，是来自一直从装置发送的数据当中的与第k阶对应的信号，并且hSI,k[m]是一直从装置发送的数据遭受的并且具有总共L个多径分量的自信道。在hSI,k[m]中，如果k被设定为1，则hSI,k[m]表示线性分量。如果k被设定为大于或者等于3的奇数，则hSI,k[m]表示非线性分量。xD[n]是要接收的期望数据，hD[p]是要应用于期望数据的期望信道，并且z[n]可以表示加性白高斯噪声(AWGN)。
如果如式1所示的除要接收的期望数据以外的自干扰接收(Rx)信号在时域中按向量形状形成，则合成的向量形自干扰Rx信号通过下式2来表示。
[式2]
在式2中，可以通过执行θ的伪逆操作来实现信道估计。在基于先前计算出的表达式对于k＝1，...，K(其中k＝奇数)消除自干扰信号之后，检测要接收的期望信号。
初始阶段数字自干扰消除(自IC)技术通过已经通过在自干扰信号的建模期间仅对线性分量进行建模来执行数字自IC。然而，近来已提出了用于为了可行地驱动FDR不仅使用传统线性分量的自干扰信息而且使用非线性分量的自干扰信息的数字自IC技术。为了像式1所例示的那样估计非线性分量的自干扰信息，重要的是正确地估计与各个阶对应的信道系数信息。
传统技术已被设计为在计算被配置为考虑所发送的信号的所有高阶分量的矩阵的伪逆操作之后估计非线性分量，如式2所示。然而，此传统技术要求非常复杂的逆计算，并且也要求大量的计算和附加的资源分配以便估计非线性高阶分量。因此，能够消除包括高阶分量的非线性自干扰的数字自IC的复杂度的降低并且用于改进资源的效率的更高效的系统管理过程是必要的。
本发明提出用于全双工无线电(FDR)Tx/Rx系统中的自IC的信道估计算法。更详细地，本发明提出能够不仅消除传统线性分量的自干扰信息而且能够消除非线性分量的自干扰信息的序列设计和检测算法。
图6是例示了由本发明提出的方案的总体过程的流程图。
参照图6，基站(BS)和用户设备(UE)可以向导频(或RS)部分发送序列以便估计自干扰信道。发送(Tx)端可以接收已从Tx端发送的序列，并且可以使用所接收到的序列来估计自干扰信道的信道系数。在这种情况下，逆操作不是该序列所必需的，使得该序列具有比传统复杂度低得多的复杂度，使得可以能够使用该序列来执行信道估计。在多个序列当中，当使用在完成各种操作(例如，至3次幂、至5次幂等)之后与来自具有相同的序列性质、低互相关性质和相同的根序列的序列当中与循环移位序列正交的特定序列时，可以能够估计对于k＝1，...，K(其中k＝奇数)，使得数字自IC是基于所估计的信道信息来执行的。
在这种情况下，可以使用序列的互相关性质来估计自干扰信道的系数。从以上提及的序列当中，作为在完成诸如三次幂计算或五次幂计算的各种操作之后具有相同的序列性质和低互相关性质的一些序列的代表性示例，将在下文中给出Zadoff-Chu序列。然而，本发明的范围或精神不限于Zadoff-Chu序列，并且在不脱离本发明的范围或精神的情况下，也可以将本发明应用于在完成三次幂计算、五次幂计算等之后具有相同的序列性质和低互相关性质的其它序列。
Zadoff-Chu序列的基本式和性质如下。
可以通过下式3来表示序列长度为与奇数值对应的NZC并且通过‘u’来表示根值的Zadoff-Chu序列的第n个位置(符号或子载波)的复数值。
[式3]
在式3中，给出了0<n<NZC，并且可获得0<u<NZC∧gcd(NZC,u)＝1。在这种情况下，gcd(a,b)是指示两个整数(a、b)的最大公约数的函数。
Zadoff-Chu序列具有以下基本性质。
1)如果NZC是奇数，则Zadoff-Chu序列由于NZC而可以具有周期性质，如下式4所示。
[式4]
(su[n+NZC]＝su[n])
2)如果NZC是素数，则Zadoff-Chu序列的离散傅立叶变换(DFT)可以被定标，从而导致获得时间定标的共轭Zadoff-Chu序列。
(其中是u模NZC的乘法逆元素)
3)Zadoff-Chu序列与循环移位序列之间的自相关可以具有如通过下式5所表示的零‘0’。
[式5]
4)具有根值(u1、u2)(其中|u1-u2|相对于NZC是素数)的两个Zadoff-Chu序列可以具有的互相关值，如通过下式6所表示的。
[式6]
提出了具有用于信道估计的两个符号序列(即，当相位旋转(ejπ/2)乘以第一符号序列时获得的第一符号序列和第二符号序列)的符号结构，并且可以使用以下特性来执行信道估计。
●如果给出了相同的根值，则循环移位序列之间的自相关变成零‘0’。
●可以使用具有不同根值的两个序列的互相关特性。
图7是例示了由本发明提出的用于估计非线性自干扰信道的发送(Tx)符号结构的概念图。
这里，符号可以是基准信号(RS)符号。参照图7，第一符号可以不仅包括根值被设定为‘u’并且具有长度NZC的序列su[n]，而且包括循环前缀(CP)。第二符号可以不仅包括当ejπ/2乘以第一符号中使用的su[n]时获得的序列，而且包括CP。这里，尽管ejπ/2被改变为e-jπ/2，然而可以获得相同的操作结果。另外，也可以能够获得当ejπ/2乘以第一符号并且从第二符号中去除ejπ/2时获得的另一格式。换句话说，假定两个序列之间的相位差通过ejπ/2来表示，则不发生问题。
在图7中，可以在时间轴上构造第一符号。可以生成具有根值(u)的Zadoff-Chu序列基于xu[n]与CP长度对应的一部分被重复，并且该部分被添加到符号的前部，从而导致su[n]的实现。
可以像通过su[n]·ejπ/2或su[n]·e-jπ/2所表示的那样构造第二符号。
另外，也可以使用离散傅里叶变换(DFT)和离散傅立叶逆变换(IDFT)的关系来在频率轴上生成序列，使得可生成以上时间轴序列。
另外，可以根据序列长度系统的符号长度和CP长度动态地构造第二符号。为了调整符号长度，可以像以下所示的那样循环地构造附加序列。
同时，可以通过调整CP长度来调整符号长度，或者可以将零值插入到符号的后部中，使得可获得令人满意的结果。
假定了两个符号的信道彼此相同。
为了描述的方便，u的值被设定为1(即，u＝1)，当所对应的符号结构被应用于式2时获取的第一符号的Rx信号通过下式7来表示。
[式7]
在式7中，是具有根值(u)并且被循环地移位了特定值(c)的序列向量。可以通过下式8所示的特性来确定三阶和高阶分量的根值。
[式8]
在式7中，如果乘以Rx信号，则获得下式9。
[式9]
在式9中，可以获取并且通过下式来表示。
因此，可以通过下式10来表示一般表达式。
[式10]
与式7类似，可以通过下式11来表示第二符号y2。
[式11]
与第一符号的解调不同，附加地考虑相位，使得可获得下式12。
[式12]
对于m＝1，3，...，2K+1
如果式10和式12相加，则可以通过来表示期望结果的估计值。将在下文中参照以下实施方式描述其详细描述。
实施方式1：
在实施方式1中，假定了信道长度(L)被设定为5(即，L＝5)并且最大非线性阶被设定为5。在这种情况下，可以根据以下顺序来实现信道估计。
1)首先，用于计算的一阶第一信道(抽头)的方法如下。
2)可使用以上提及的式10和12来获得下式。
可获得以上两个表达式，并且可使用以上两个表达式的和来获得下式。
3)另外，可使用以上提及的表达式来获得
4)可计算三阶第一信道(抽头)的估计值如下。
按照相同的方式，可使用式10和12来获取以下表达式。
以上两个表达式被获得，并且可使用以上两个表达式来获取以下表达式。
5)另外，也可以按照与上述相同的方式计算
6)最后，可以使用线性分量和s1的值来从Rx信号(y)中预先去除五阶第一信道(抽头)此后，如果使用以下方案来实现计算过程，则可获得以下表达式。
在以上表达式中，“残差(residual)”可以表示由的信道估计误差引起的误差。结果，可根据以上提及的结果获得以下表达式。
7)也可以按照与上述相同的方式获取
实施方式2：假定了信道长度(L)被设定为5(即，L＝5)并且最大非线性阶被设定为9。在这种情况下，可以根据以下顺序来实现信道估计。
1)首先，计算的一阶第一信道(抽头)的方法如下。
可使用以上提及的式10和12来获得以下表达式。
以上两个表达式被获得，并且可使用以上两个表达式来获取以下表达式。
2)另外，也可以按照与上述相同的方式计算
3)可计算三阶第一信道(抽头)的估计值如下。
按照相同的方式，可使用式10和12来获取以下表达式。
在以上两个表达式被获得之后，可使用以上两个表达式的和来获得以下表达式。
4)另外，可以按照与上述相同的方式获取
5)此后，可以使用线性分量和s1的值来从Rx信号(y)中预先去除五阶第一信道(抽头)此后，如果使用以下方案来实现计算过程，则可获得以下表达式。
在以上表达式中，“residual”可以表示由的信道估计误差引起的误差。结果，可根据以上提及的结果最后获得以下表达式。
6)也可以按照与上述相同的方式获取
7)此后，可以使用线性分量和s3的值来从Rx信号(y)中预先去除七阶第一信道(抽头)此后，如果使用以下方案来实现计算过程，则可获得以下表达式。
可使用以上表达式来获取以下表达式。
8)也可以按照与上述相同的方式获取
9)按照与上述相同的方式，九阶值首先使用与一阶和五阶对应的信道估计值被从Rx信号中去除，然后被获得。最后，用于信道估计的算法可以基于图8的过程。图8是自干扰信道系数估计的详细过程。
总之，数据发送使用图7的符号结构来实现，并且可通过图8的过程来获得自干扰信道估计值。此后，所获得的值与序列组合，使得可实现自干扰消除(SIC)。
参照图8，在第一符号中，(l-1)循环移位(CS)被应用于具有根值(k*u)的序列。在第二符号中，为第一符号而生成的序列被移相了π/2。此后，从所生成的序列制造的滤波器(即，式10和式12)分别乘以Rx信号。第一符号滤波器结果和第二符号滤波器结果相加，并且(序列范数*2)的归一化被应用于相加结果，使得第k阶的第l个系数被估计。在这种情况下，如果信道长度(L)大于或者等于‘l’的值，则以上步骤被重复。如果‘l’的值高于L并且最大非线性阶(K)高于或者等于k的值，则k的值可以增加2。在这种情况下，如果最大非线性阶(K)高于或者等于5时，则基于先前已根据Rx信号估计的信道估计值去除第M(＝k-4n，n＝1,2,...)阶信号，使得重新生成第k阶Rx信号。同时，如果K小于‘k’，则此算法可以结束。
如上所述，根据基于图7的符号结构和图8的信道估计过程的发送，本发明的实施方式与传统技术相比可以具有较低的复杂度并且同时可以通过序列性质和符号结构的组合来高效地去除(或者消除)非线性自干扰。
在下文中描述的示例性实施方式是本发明的要素和特征的组合。除非另外提及，否则要素或特征可以被认为是选择性的。各个要素或特征可以在不与其它要素或特征组合的情况下被实践。此外，可以通过组合要素和/或特征的部分来构造本发明的实施方式。可以重新排列本发明的实施方式中描述的操作顺序。任何一个实施方式的一些构造可以被包括在另一实施方式中，并且可以用另一实施方式的对应构造替换。另外，对于本领域技术人员而言显而易见的是，所附权利要求中未显式地引用的权利要求可以作为本发明的示例性实施方式被相结合地呈现或者在提交本申请之后通过后续修正案作为新的权利要求被包括。
可以使用各种手段来实现本发明的实施方式。例如，可使用硬件、固件、软件和/或其任何组合来实现本发明的实施方式。在通过硬件实现的情况下，根据本发明的各个实施方式的方法可通过从由以下各项构成的组中选择的至少一种来实现：ASIC(专用集成电路)、DSP(数字信号处理器)、DSPD(数字信号处理器件)、PLD(可编程逻辑器件)、FPGA(现场可编程门阵列)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等。
在通过固件或软件实现的情况下，根据本发明的各个实施方式的方法可通过用于执行以上说明的功能或操作的模块、过程和/或功能来实现。软件代码被存储在存储器单元中，然后可由处理器驱动。存储器单元被设置在处理器内或外部以通过为公众所知的各种手段来与处理器交换数据。
虽然已经在本文中参照本发明的优选实施方式描述并例示了本发明，但是对于本领域技术人员而言将显而易见的是，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可在其中作出各种修改和变化。因此，本发明旨在涵盖落入所附权利要求及其等同物的范围内的本发明的修改和变化。另外，显然可理解的是，实施方式是通过将在所附权利要求中不具有显式引用关系的权利要求组合在一起来配置的或者可在提交申请之后通过修正案作为新的权利要求被包括。
工业适用性
用于在支持全双工无线电(FDR)的无线通信系统中估计非线性自干扰信道的方法和设备可出于工业目的被应用于各种通信系统。

Claims (12)

1.一种用于在支持全双工无线电FDR方案的无线通信系统中估计非线性自干扰信道的方法，该方法包括以下步骤：
对第一符号应用第一序列；
对第二符号应用所述第一序列被移相了π/2的序列；以及
发送所述第一符号和所述第二符号。
2.根据权利要求1所述的方法，该方法还包括以下步骤：
估计由于所述第一符号和所述第二符号的发送而导致的自干扰信号。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，
如果使用相同的根值，则所述第一序列与所述第一序列被循环移位的序列之间的自相关被设定为零‘0’。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一符号包括所述第一符号的头部中的循环前缀CP，并且所述第二符号包括所述第二符号的头部中的循环前缀CP。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一符号和所述第二符号是时域中的连续符号。
6.根据权利要求1所述的方法，其中，
所述第一符号和所述第二符号中的每一个均是基准信号RS符号。
7.一种用于在支持全双工无线电FDR方案的无线通信系统中估计非线性自干扰信道的设备，该设备包括：
处理器，该处理器被配置为对第一符号应用第一序列，并且对第二符号应用所述第一序列被移相了π/2的序列；以及
发送器，该发送器被配置为发送所述第一符号和所述第二符号。
8.根据权利要求7所述的设备，其中，所述处理器被配置为估计由于所述第一符号和所述第二符号的发送而导致的自干扰信号。
9.根据权利要求7所述的设备，其中，
如果使用相同的根值，则所述第一序列与所述第一序列被循环移位的序列之间的自相关被设定为零‘0’。
10.根据权利要求7所述的设备，其中，所述第一符号包括所述第一符号的头部中的循环前缀CP，并且所述第二符号包括所述第二符号的头部中的循环前缀CP。
11.根据权利要求7所述的设备，其中，所述第一符号和所述第二符号是时域中的连续符号。
12.根据权利要求7所述的设备，其中，
所述第一符号和所述第二符号中的每一个均是基准信号RS符号。
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