JP6100843B2

JP6100843B2 - 多重アンテナを支援する無線通信システムにおいてダウンリンク参照信号を伝送する方法及び装置

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Publication number: JP6100843B2
Application number: JP2015138845A
Authority: JP
Inventors: デウォンリ; ハクソンキム; ビョンフンキム; キジュンキム; ウンスンキム
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Priority date: 2010-02-07
Filing date: 2015-07-10
Publication date: 2017-03-22
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Description

以下の説明は、無線通信システムに係り、特に、多重アンテナを支援する無線通信システムにおいてダウンリンク参照信号を伝送する方法及び装置に関するものである。

多重入出力（ＭｕｌｔｉｐｌｅＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ；ＭＩＭＯ）システムとは、多重送信アンテナと多重受信アンテナを用いてデータの送受信効率を向上させるシステムのことをいう。ＭＩＭＯ技術には、空間ダイバーシティ（Ｓｐａｔｉａｌｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）手法と空間多重化（Ｓｐａｔｉａｌｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）手法とがある。空間ダイバーシティ手法は、ダイバーシティ利得（ｇａｉｎ）を用いて伝送信頼度（ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ）を高めたりセル半径を広げることができるため、高速で移動する端末に対するデータ伝送に適している。空間多重化手法は、互いに異なるデータを同時に伝送することによって、システムの帯域幅を増加させることなくデータ伝送率を増大させることができる。

ＭＩＭＯシステムでは、それぞれの送信アンテナごとに独立したデータチャネルを有する。送信アンテナは、仮想アンテナ（ｖｉｒｔｕａｌａｎｔｅｎｎａ）または物理アンテナ（ｐｈｙｓｉｃａｌａｎｔｅｎｎａ）を意味することができる。受信機は、送信アンテナのそれぞれに対してチャネルを推定して、各送信アンテナから送信されたデータを受信する。チャネル推定（ｃｈａｎｎｅｌｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）とは、フェージング（ｆａｄｉｎｇ）に起因する信号の歪みを補償することによって、受信した信号を復元する過程のことをいう。ここでいうフェージングは、無線通信システム環境で多重経路（ｍｕｌｔｉｐａｔｈ）−時間遅延（ｔｉｍｅｄｅｌａｙ）によって信号の強度が急に変動する現象を指す。チャネル推定のためには、送信機及び受信機の両方が知っている参照信号（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ）が必要である。また、参照信号は、ＲＳ（ＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ）と略することもでき、適用される標準によってパイロット（Ｐｉｌｏｔ）と呼ぶこともできる。

ダウンリンク参照信号（ｄｏｗｎｌｉｎｋｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ）は、ＰＤＳＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＳｈａｒｅｄＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＣＦＩＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＣｏｎｔｒｏｌＦｏｒｍａｔＩｎｄｉｃａｔｏｒＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＨＩＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＨｙｂｒｉｄＩｎｄｉｃａｔｏｒＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＤＣＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣＨａｎｎｅｌ）などのコヒーレント（ｃｏｈｅｒｅｎｔ）復調のためのパイロット信号である。ダウンリンク参照信号は、セル内の全ての端末が共有する共用参照信号（ＣｏｍｍｏｎＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ；ＣＲＳ）、及び特定端末のみのための専用参照信号（ＤｅｄｉｃａｔｅｄＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ；ＤＲＳ）がある。共用参照信号を、セル−特定（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）参照信号と呼ぶこともできる。また、専用参照信号を、端末−特定（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）参照信号または復調用参照信号（ＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ；ＤＭＲＳ）と呼ぶこともできる。

４伝送アンテナを支援する既存の通信システム（例えば、ＬＴＥｒｅｌｅａｓｅ（リリース）８または９標準に従うシステム）に比べて、拡張されたアンテナ構成を有するシステム（例えば、８伝送アンテナを支援するＬＴＥ−Ａ標準に従うシステム）では、効率的な参照信号の運用及び進展した伝送方式を支援するために、ＤＭＲＳベースのデータ復調を考慮している。すなわち、拡張されたアンテナを通じたデータ伝送を支援するために、２以上のレイヤーに対するＤＭＲＳを定義することができる。ＤＭＲＳはデータと同じプリコーダによってプリコーディングされるから、別途のプリコーディング情報を用いることなく、受信側でデータを復調するためのチャネル情報を容易に推定することができる。

一方、ダウンリンク受信側では、ＤＭＲＳを通じて、拡張されたアンテナ構成に対してプリコーディングされたチャネル情報を獲得できる反面、プリコーディングされていないチャネル情報を獲得するために、ＤＭＲＳ以外の別途の参照信号が要求される。そのため、ＬＴＥ−Ａ標準に従うシステムでは、受信側でチャネル状態情報（ＣｈａｎｎｅｌＳｔａｔｅＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＣＳＩ）を獲得するための参照信号、すなわち、ＣＳＩ−ＲＳを定義することができる。

本発明は、ＭＩＭＯ伝送において、ダウンリンク受信側で効率的にチャネル推定を行うことができるようにダウンリンクリソース要素（ｒｅｓｏｕｒｃｅｅｌｅｍｅｎｔ；ＲＥ）上でＣＳＩ−ＲＳを伝送する方法及び装置を提供することを技術的課題とする。

上記の技術的課題を解決するために、本発明の一実施例に係る８以下のアンテナポートに対するチャネル状態情報−参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ）を伝送する方法は、ダウンリンクサブフレームのデータ領域上で定義される複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループから一つを選択し、前記８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳをマッピングすること、及び前記８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳのマッピングされた前記ダウンリンクサブフレームを伝送することを含むことができ、前記複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループは、前記ダウンリンクサブフレーム上で伝送されるデータに対する送信ダイバーシティリソース要素対がき損されないように定義されるとよい。

また、前記ダウンリンクサブフレームは、一般ＣＰ（ＣｙｃｌｉｃＰｒｅｆｉｘ）構成を有し、８個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされる複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループは、一つのリソースブロック内で５個のグループと定義され、一つのＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループは、共用参照信号（ＣＲＳ）及び復調用参照信号（ＤＭＲＳ）が配置されないリソース要素上で、連続する２個のＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルの２個の連続する副搬送波位置、及び前記２個の連続する副搬送波位置から４副搬送波だけ離れた他の２個の連続する副搬送波位置で定義されるとよい。

また、２個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされる複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループ、または４個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされる複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループは、それぞれ、前記８個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされる複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループの部分集合と定義されるとよい。

また、前記一つのリソースブロック内で前記８個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされる５個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループは、６番目及び７番目のＯＦＤＭシンボルにおいて３番目、４番目、９番目及び１０番目の副搬送波位置の第１のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループ、１０番目及び１１番目のＯＦＤＭシンボルにおいて１番目、２番目、７番目及び８番目の副搬送波位置の第２のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループ、１０番目及び１１番目のＯＦＤＭシンボルにおいて３番目、４番目、９番目及び１０番目の副搬送波位置の第３のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループ、１０番目及び１１番目のＯＦＤＭシンボルにおいて５番目、６番目、１１番目及び１２番目の副搬送波位置の第４のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループ、及び１３番目及び１４番目のＯＦＤＭシンボルにおいて３番目、４番目、９番目及び１０番目の副搬送波位置の第５のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループを含むことができる。

また、前記複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループは、一つのＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループが、他の一つのＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループに対して時間及び周波数領域でシフトされたリソース要素位置と定義されるとよい。
また、前記８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳのうち、２個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳは、同じ副搬送波上の連続する２ＯＦＤＭシンボルにわたって長さ２の直交コードを用いてコード分割多重化（ＣＤＭ）方式で多重化されるとよい。

また、前記ダウンリンクサブフレームと異なるダウンリンクサブフレームで、前記複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループから選択された一つのＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループを除外した他のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループに、前記８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされるとよい。

上記の技術的課題を解決するために、本発明の他の実施例に係る８以下のアンテナポートに対するチャネル状態情報−参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ）からチャネル情報を測定する方法は、ダウンリンクサブフレームのデータ領域上で定義される複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループから選択された一つのＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループに前記８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされた前記ダウンリンクサブフレームを受信すること、及び前記８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを用いて、それぞれのアンテナポートに対するチャネル情報を測定することを含むことができ、前記複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループは、前記ダウンリンクサブフレーム上で伝送されるデータに対する送信ダイバーシティリソース要素対がき損されないように定義されるとよい。

また、前記複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループは、一つのＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループが、他のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループに対して時間及び周波数領域でシフトされたリソース要素位置と定義されるとよい。

また、前記８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳのうち、２個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳは、同じ副搬送波上の連続する２ＯＦＤＭシンボルにわたって長さ２の直交コードを用いてコード分割多重化（ＣＤＭ）方式で多重化されるとよい。

また、上記の技術的課題を解決するために、本発明のさらに他の実施例に係る８以下のアンテナポートに対するチャネル状態情報−参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ）を伝送する基地局は、端末からアップリンク信号を受信する受信モジュールと、前記端末にダウンリンク信号を伝送する伝送モジュールと、前記受信モジュール及び前記伝送モジュールを含む前記基地局を制御するプロセッサと、を備え、前記プロセッサは、ダウンリンクサブフレームのデータ領域上で定義される複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループから一つを選択して、前記８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳをマッピングし、前記８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされた前記ダウンリンクサブフレームを、前記伝送モジュールを介して伝送するように構成され、前記複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループは、前記ダウンリンクサブフレーム上で伝送されるデータに対する送信ダイバーシティリソース要素対がき損されないように定義されるとよい。

また、上記の技術的課題を解決するために、本発明のさらに他の実施例に係る８以下のアンテナポートに対するチャネル状態情報−参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ）からチャネル情報を測定する端末は、基地局からダウンリンク信号を受信する受信モジュールと、前記基地局にアップリンク信号を伝送する伝送モジュールと、前記受信モジュール及び前記伝送モジュールを含む前記端末を制御するプロセッサと、を備え、前記プロセッサは、ダウンリンクサブフレームのデータ領域上で定義される複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループから選択された一つのＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループに前記８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされた前記ダウンリンクサブフレームを、前記受信モジュールを介して受信し、前記８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを用いて、それぞれのアンテナポートに対するチャネル情報を測定するように構成され、前記複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループは、前記ダウンリンクサブフレーム上で伝送されるデータに対する送信ダイバーシティリソース要素対がき損されないように定義されるとよい。

本発明についての以上の一般的な説明と後述する詳細な説明はいずれも例示的なもので、請求項記載の発明をさらに説明するためのものである。

上記本発明の各実施形態によれば、ダウンリンク受信側で効率よくチャネル推定を行えるようにダウンリンク物理リソース上でＣＳＩ−ＲＳを多重化して伝送する方法及び装置を提供することができる。また、送信ダイバーシティＲＥ対をき損することなく、できるだけ多くのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターンを提供することができ、データ伝送の効率性を維持しながらＣＳＩ−ＲＳ伝送のセル間干渉を低減できる方法及び装置を提供することができる。

本発明から得られる効果は、以上に言及した効果に制限されず、言及していない別の効果は、下の記載から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。

ダウンリンク無線フレームの構造を示す図である。１ダウンリンクスロットに対するリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅｇｒｉｄ）の一例を示す図である。ダウンリンクサブフレームの構造を示す図である。アップリンクサブフレームの構造を示す図である。多重アンテナを有する無線通信システムの構成図である。ＳＣ−ＦＤＭＡ及びＯＦＤＭＡの一般的なシステム構造を示す図である。ＬＴＥリリース−８（ｒｅｌｅａｓｅ−８）システムのアップリンクＳＣ−ＦＤＭＡに対するシステム構造を示す図である。ＬＴＥリリース−８システムにおけるアップリンクＳＣ−ＦＤＭＡに対する伝送フレーム構造を示す図である。ＳＣ−ＦＤＭＡ伝送に基づくＭＩＭＯシステムに対するデータ信号マッピング関係を示す図である。既存の３ＧＰＰＬＴＥシステム（例えば、リリース−８）で定義するＣＲＳ及びＤＲＳがダウンリンクリソースブロック上にマッピングされるパターンを示す図である。最大ランク８伝送を支援するためのＤＭＲＳパターンの一例を示す図である。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの様々な例示を示す図である。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの様々な例示を示す図である。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの様々な例示を示す図である。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの様々な例示を示す図である。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの様々な例示を示す図である。伝送ダイバーシティＲＥ対を考慮したＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの設定を説明するための図である。伝送ダイバーシティＲＥ対を考慮したＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの設定を説明するための図である。伝送ダイバーシティＲＥ対を考慮したＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの設定を説明するための図である。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループのホッピングを説明するための図である。仮想ＣＳＩ−ＲＳグループインデックスを物理ＣＳＩ−ＲＳグループインデックスにマッピングさせる関数を説明する図である。８伝送アンテナの場合におけるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの一例を示す図である。８伝送アンテナの場合におけるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの一例を示す図である。８伝送アンテナの場合におけるＣＳＩ−ＲＳのマッピング方法を説明するための図である。４伝送アンテナの場合におけるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの一例を示す図である。４伝送アンテナの場合におけるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの一例を示す図である。４伝送アンテナの場合におけるＣＳＩ−ＲＳのマッピング方法を説明するための図である。４伝送アンテナの場合におけるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの他の例を示す図である。４伝送アンテナの場合におけるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの他の例を示す図である。４伝送アンテナの場合におけるＣＳＩ−ＲＳのマッピング方法を説明するための図である。４伝送アンテナの場合におけるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの他の例を示す図である。２伝送アンテナの場合におけるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの一例を示す図である。２伝送アンテナの場合におけるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの一例を示す図である。２伝送アンテナの場合におけるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの他の例を示す図である。ＣＳＩ−ＲＳ伝送方法及びチャネル情報獲得方法を説明するフローチャートである。本発明に係る基地局装置及び端末装置を含む無線通信システムの好適な実施例の構成を示す図である。

以下の実施例は、本発明の構成要素及び特徴を所定の形態で結合したものである。各構成要素または特徴は、別に明示しない限り、選択的なものと考慮しなければならない。各構成要素または特徴が他の構成要素や特徴と結合しない形態で実施してもよく、一部の構成要素及び／または特徴を結合させて本発明の実施例を構成してもよい。本発明の実施例で説明される動作の順序は変更してもよい。ある実施例の一部構成や特徴は、他の実施例に含まれてもよく、他の実施例の対応する構成または特徴に代えてもよい。

本明細書では、本発明の実施例を、基地局と端末との間におけるデータ送受信の関係を中心に説明する。ここで、基地局は、端末と直接通信を行うネットワークの終端ノード（ｔｅｒｍｉｎａｌｎｏｄｅ）としての意味を有する。本文書で、基地局により行われるとした特定動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（ｕｐｐｅｒｎｏｄｅ）により行われることもある。

すなわち、基地局を含む多数のネットワークノード（ｎｅｔｗｏｒｋｎｏｄｅｓ）からなるネットワークにおいて、端末との通信のために行われる種々の動作は、基地局または基地局以外の他のネットワークノードにより行われうるということは自明である。「基地局（ＢＳ：ＢａｓｅＳｔａｔｉｏｎ）」は、固定局（ｆｉｘｅｄｓｔａｔｉｏｎ）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮｏｄｅＢ（ｅＮＢ）、アクセスポイント（ＡＰ：ＡｃｃｅｓｓＰｏｉｎｔ）などの用語に代えてもよい。中継機は、リレーノード（ＲｅｌａｙＮｏｄｅ、ＲＮ）、リレーステーション（ＲｅｌａｙＳｔａｔｉｏｎ、ＲＳ）などの用語に代えてもよい。「端末（Ｔｅｒｍｉｎａｌ）」は、ＵＥ（ＵｓｅｒＥｑｕｉｐｍｅｎｔ）、ＭＳ（ＭｏｂｉｌｅＳｔａｔｉｏｎ）、ＭＳＳ（ＭｏｂｉｌｅＳｕｂｓｃｒｉｂｅｒＳｔａｔｉｏｎ）、ＳＳ（ＳｕｂｓｃｒｉｂｅｒＳｔａｔｉｏｎ）などの用語に代えてもよい。

以下の説明で使われる特定用語は、本発明の理解を助けるために提供されたもので、これらの特定用語の使用は、本発明の技術的思想から逸脱することなく他の形態に変更可能である。

場合によっては、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置は省略されたり、各構造及び装置の核心機能を中心にしたブロック図の形式で示されることがある。また、本明細書全体を通じて同一の構成要素には同一の図面符号を付して説明する。

本発明の実施例は、無線接続システムであるＩＥＥＥ８０２システム、３ＧＰＰシステム、３ＧＰＰＬＴＥ及びＬＴＥ−Ａ（ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ）システム、及び３ＧＰＰ２システムの少なくとも一つに開示された標準文書でサポートすることかできる。すなわち、本発明の実施例において本発明の技術的思想を明確にするために説明しない段階または部分を、上記の標準文書でサーポートすることができる。なお、本文書で開示している全ての用語は、上記の標準文書により説明することができる。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）、ＦＤＭＡ（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）、ＴＤＭＡ（ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）、ＯＦＤＭＡ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（ＳｉｎｇｌｅＣａｒｒｉｅｒＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）などのような種々の無線接続システムに用いることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（ＵｎｉｖｅｒｓａｌＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓ）やＣＤＭＡ２０００のような無線技術（ｒａｄｉｏｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）とすることができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（ＧｌｏｂａｌＳｙｓｔｅｍｆｏｒＭｏｂｉｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）／ＧＰＲＳ（ＧｅｎｅｒａｌＰａｃｋｅｔＲａｄｉｏＳｅｒｖｉｃｅ）／ＥＤＧＥ（ＥｎｈａｎｃｅｄＤａｔａＲａｔｅｓｆｏｒＧＳＭＥｖｏｌｕｔｉｏｎ）のような無線技術とすることができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（ＥｖｏｌｖｅｄＵＴＲＡ）などのような無線技術とすることができる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（ＵｎｉｖｅｒｓａｌＭｏｂｉｌｅＴｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＳｙｓｔｅｍ）の一部である。３ＧＰＰ（３ｒｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎＰａｒｔｎｅｒｓｈｉｐＰｒｏｊｅｃｔ）ＬＴＥ（ｌｏｎｇｔｅｒｍｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）は、Ｅ−ＵＴＲＡを用いるＥ−ＵＭＴＳ（ＥｖｏｌｖｅｄＵＭＴＳ）の一部であり、ダウンリンクでＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクでＳＣ−ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ−Ａ（Ａｄｖａｎｃｅｄ）は、３ＧＰＰＬＴＥの進展である。ＷｉＭＡＸは、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅ規格（ＷｉｒｅｌｅｓｓＭＡＮ−ＯＦＤＭＡＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｙｓｔｅｍ）及び進展したＩＥＥＥ８０２．１６ｍ規格（ＷｉｒｅｌｅｓｓＭＡＮ−ＯＦＤＭＡＡｄｖａｎｃｅｄｓｙｓｔｅｍ）によって説明することができる。明確性のために、以下では、３ＧＰＰＬＴＥ及びＬＴＥ−Ａ標準を中心に説明するが、本発明の技術的思想はこれに制限されない。

図１を参照してダウンリンク無線フレームの構造について説明する。

セルラーＯＦＤＭ無線パケット通信システムにおいて、アップリンク／ダウンリンクデータパケット伝送はサブフレーム（Ｓｕｂｆｒａｍｅ）単位に行われ、１サブフレームは、多数のＯＦＤＭシンボルを含む一定時間区間と定義される。３ＧＰＰＬＴＥ標準では、ＦＤＤ（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＤｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ１の無線フレーム（ｒａｄｉｏｆｒａｍｅ）構造、及びＴＤＤ（ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＤｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ２の無線フレーム構造を支援する。

図１は、タイプ１無線フレームの構造を示す図である。ダウンリンク無線フレーム（ｒａｄｉｏｆｒａｍｅ）は、１０個のサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ）で構成され、１サブフレームは時間領域（ｔｉｍｅｄｏｍａｉｎ）で２個のスロット（ｓｌｏｔ）で構成される。１サブフレームが伝送されるのにかかる時間をＴＴＩ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｔｉｍｅｉｎｔｅｒｖａｌ）といい、例えば、１サブフレームの長さは１ｍｓで、１スロットの長さは０．５ｍｓである。１スロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを含み、周波数領域で複数のリソースブロック（ＲｅｓｏｕｒｃｅＢｌｏｃｋ；ＲＢ）を含む。３ＧＰＰＬＴＥシステムでは、ダウンリンクでＯＦＤＭＡを用いるので、ＯＦＤＭシンボルが１シンボル区間を表す。ＯＦＤＭシンボルは、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルまたはシンボル区間と呼ぶこともできる。リソースブロック（ＲｅｓｏｕｒｃｅＢｌｏｃｋ；ＲＢ）は、リソース割当単位であり、１スロットで複数個の連続した副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）を含むことができる。

１スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、ＣＰ（ＣｙｃｌｉｃＰｒｅｆｉｘ）の構成（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）によって異なってくることがある。ＣＰには、拡張されたＣＰ（ｅｘｔｅｎｄｅｄＣＰ）と一般ＣＰ（ｎｏｒｍａｌＣＰ）とがある。例えば、ＯＦＤＭシンボルが一般ＣＰにより構成された場合は、１スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は７個でよい。ＯＦＤＭシンボルが拡張されたＣＰにより構成された場合は、１ＯＦＤＭシンボルの長さが増加することから、１スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、一般ＣＰの場合に比べて少ない。拡張されたＣＰの場合に、例えば、１スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は６個でよい。端末が高速で移動する等の場合のようにチャネル状態が安定していない場合に、シンボル間干渉をより低減させるために、拡張されたＣＰを用いることができる。

一般ＣＰが用いられる場合に、１スロットは７個のＯＦＤＭシンボルを含むので、１サブフレームは１４個のＯＦＤＭシンボルを含む。この場合、各サブフレームの先頭２個または３個のＯＦＤＭシンボルは、ＰＤＣＣＨ（ｐｈｙｓｉｃａｌｄｏｗｎｌｉｎｋｃｏｎｔｒｏｌｃｈａｎｎｅｌ）に割り当てられ、残りのＯＦＤＭシンボルは、ＰＤＳＣＨ（ｐｈｙｓｉｃａｌｄｏｗｎｌｉｎｋｓｈａｒｅｄｃｈａｎｎｅｌ）に割り当てられるとよい。

上記の無線フレームの構造は例示に過ぎず、無線フレームに含まれるサブフレームの数、サブフレームに含まれるスロットの数、スロットに含まれるシンボルの数は、様々に変更可能である。

図２は、１ダウンリンクスロットに対するリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅｇｒｉｄ）の一例を示す図である。これは、ＯＦＤＭシンボルが一般ＣＰで構成された場合に相当する。図２を参照すると、ダウンリンクスロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを含み、周波数領域で複数のリソースブロックを含む。ここで、１ダウンリンクスロットは７ＯＦＤＭシンボルを含み、かつ１リソースブロックは１２副搬送波を含む例を示すが、これに制限されるものではない。リソースグリッド上の各要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）をリソース要素（ＲＥ）という。例えば、リソース要素ａ(ｋ，ｌ)は、ｋ番目の副搬送波とｌ番目ＯＦＤＭシンボルに位置しているリソース要素を指す。一般ＣＰの場合に、１リソースブロックは１２×７リソース要素を含む（拡張されたＣＰの場合には、１２×６リソース要素を含む）。各副搬送波の間隔は１５ｋＨｚであるから、１リソースブロックは周波数領域で約１８０ｋＨｚを含む。Ｎ^DLは、ダウンリンクスロットに含まれるリソースブロックの数である。Ｎ^DLの値は、基地局のスケジューリングによって設定されるダウンリンク伝送帯域幅（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）によって決定することができる。

図３は、ダウンリンクサブフレームの構造を示す図である。１サブフレーム内で１番目のスロットにおける先頭の最大３個のＯＦＤＭシンボルは、制御チャネルが割り当てられる制御領域に該当する。残りのＯＦＤＭシンボルは、物理ダウンリンク共有チャネル（ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＳｈａｒｅｄＣｈａｎｃｅｌ;ＰＤＳＣＨ）が割り当てられるデータ領域に該当する。伝送の基本単位は、１サブフレームとなる。すなわち、２個のスロットにわたってＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨが割り当てられる。３ＧＰＰＬＴＥシステムで用いられるダウンリンク制御チャネルには、例えば、物理制御フォーマット指示子チャネル（ＰｈｙｓｉｃａｌＣｏｎｔｒｏｌＦｏｒｍａｔＩｎｄｉｃａｔｏｒＣｈａｎｎｅｌ；ＰＣＦＩＣＨ）、物理ダウンリンク制御チャネル（ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ；ＰＤＣＣＨ）、物理ＨＡＲＱ指示子チャネル（ＰｈｙｓｉｃａｌＨｙｂｒｉｄａｕｔｏｍａｔｉｃｒｅｐｅａｔｒｅｑｕｅｓｔＩｎｄｉｃａｔｏｒＣｈａｎｎｅｌ；ＰＨＩＣＨ）などがある。ＰＣＦＩＣＨは、サブフレームの最初のＯＦＤＭシンボルで伝送され、サブフレーム内の制御チャネル伝送に用いられるＯＦＤＭシンボルの個数に関する情報を含む。ＰＨＩＣＨは、アップリンク伝送の応答としてＨＡＲＱＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を含む。ＰＤＣＣＨを通じて伝送される制御情報をダウンリンク制御情報（ＤｏｗｎｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＤＣＩ）という。ＤＣＩは、アップリンクまたはダウンリンクスケジューリング情報を含んだり、任意の端末グループに対するアップリンク伝送電力制御命令を含む。ＰＤＣＣＨは、ダウンリンク共有チャネル（ＤＬ−ＳＣＨ）のリソース割当及び伝送フォーマット、アップリンク共有チャネル（ＵＬ−ＳＣＨ）のリソース割当情報、ページングチャネル（ＰＣＨ）のページング情報、ＤＬ−ＳＣＨ上のシステム情報、ＰＤＳＣＨで伝送されるランダムアクセス応答（ＲａｎｄｏｍＡｃｃｅｓｓＲｅｓｐｏｎｓｅ）のような上位層制御メッセージのリソース割当、任意の端末グループ中の個別端末に対する伝送電力制御命令のセット、伝送電力制御情報、ＶｏＩＰ（ＶｏｉｃｅｏｖｅｒＩＰ）の活性化などを含むことができる。複数のＰＤＣＣＨを制御領域で伝送され、端末は、複数のＰＤＣＣＨをモニタリングすることができる。ＰＤＣＣＨは、１以上の連続する制御チャネル要素（ＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌＥｌｅｍｅｎｔ；ＣＣＥ）の組み合わせで伝送される。ＣＣＥは、無線チャネルの状態に基づくコーディングレートでＰＤＣＣＨを提供するために用いられる論理割当単位である。ＣＣＥは、複数個のリソース要素グループに対応する。ＰＤＣＣＨのフォーマット及び利用可能なビット数は、ＣＣＥの個数とＣＣＥにより提供されるコーディングレート間の相関関係によって決定される。基地局は、端末に伝送されるＤＣＩに基づいてＰＤＣＣＨフォーマットを決定し、制御情報に巡回冗長検査（ＣｙｃｌｉｃＲｅｄｕｎｄａｎｃｙＣｈｅｃｋ；ＣＲＣ）を付加する。ＣＲＣは、ＰＤＣＣＨの所有者または用途によって、無線ネットワーク臨時識別子（ＲａｄｉｏＮｅｔｗｏｒｋＴｅｍｐｏｒａｒｙＩｄｅｎｔｉｆｉｅｒ；ＲＮＴＩ）という識別子でマスキングされる。ＰＤＣＣＨが特定端末に対するものであれば、端末のｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ（Ｃ−ＲＮＴＩ）をＣＲＣにマスキングすることができる。または、ＰＤＣＣＨがページングメッセージに対するものであれば、ページング指示子識別子（ＰａｇｉｎｇＩｎｄｉｃａｔｏｒＩｄｅｎｔｉｆｉｅｒ；Ｐ−ＲＮＴＩ）をＣＲＣにマスキングすることができる。ＰＤＣＣＨがシステム情報（特に、システム情報ブロック（ＳＩＢ））に対するものであれば、システム情報識別子及びシステム情報ＲＮＴＩ（ＳＩ−ＲＮＴＩ）をＣＲＣにマスキングすることができる。端末のランダムアクセスプリアンブル伝送に対する応答であるランダムアクセス応答を表すために、ランダムアクセス−ＲＮＴＩ（ＲＡ−ＲＮＴＩ）をＣＲＣにマスキングすることができる。

図４は、アップリンクサブフレームの構造を示す図である。アップリンクサブフレームは、周波数領域で制御領域とデータ領域とに区別することができる。制御領域には、アップリンク制御情報を含む物理アップリンク制御チャネル（ＰｈｙｓｉｃａｌＵｐｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ；ＰＵＣＣＨ）が割り当てられる。データ領域には、ユーザデータを含む物理アップリンク共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌｕｐｌｉｎｋｓｈａｒｅｄｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＳＣＨ）が割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために、一つの端末は、ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨを同時に伝送しない。一つの端末に対するＰＵＣＣＨは、サブフレームでリソースブロック対（ＲＢｐａｉｒ）に割り当てられる。リソースブロック対に属するリソースブロックは、２スロットに対して異なる副搬送波を占める。これを、ＰＵＣＣＨに割り当てられるリソースブロック対がスロット境界で周波数−ホッピング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｈｏｐｐｅｄ）するということができる。

多重アンテナ（ＭＩＭＯ）システムのモデリング

ＭＩＭＯシステムは、多重送信アンテナ及び多重受信アンテナを用いてデータの送受信効率を向上させるシステムである。ＭＩＭＯ技術では、全体メッセージを受信する上で単一アンテナ経路に依存せず、複数個のアンテナを通じて受信される複数個のデータ断片を組み合わせて全体データを受信することができる。

図５は、多重アンテナを有する無線通信システムの構成図である。図５（ａ）に示すように、送信アンテナの数をＮ_T個、受信アンテナの数をＮ_Rと増やすと、送信機または受信機のいずれかでのみ複数のアンテナを用いる場合とは違い、アンテナ数に比例して理論的なチャネル伝送容量が増加する。そのため、伝送レートを向上させ、周波数効率を画期的に向上させることができる。チャネル伝送容量が増加することによって、伝送レートは、理論的に、単一アンテナ使用時における最大伝送レート（Ｒ_o）にレート増加率（Ｒ_i）がかけられた分だけ増加することが可能になる。

例えば、４個の送信アンテナと４個の受信アンテナを用いるＭＩＭＯ通信システムでは、単一アンテナシステムに比べて理論上、４倍の伝送レートを獲得できる。多重アンテナシステムの理論的容量増加が９０年代半ばに証明されて以来、これを実質的なデータ伝送率の向上へと導くような種々の技術が現在まで活発に研究されている。それらのいくつかの技術は既に３世代移動通信と次世代無線ＲＡＮなどの様々な無線通信の標準に反映されている。

現在までの多重アンテナ関連研究動向をみると、様々なチャネル環境及び多重接続環境における多重アンテナ通信容量計算などと関連した情報理論側面の研究、多重アンテナシステムの無線チャネル測定及び模型導出の研究、伝送信頼度向上及び伝送率向上のための時空間信号処理技術の研究などを含め、様々な観点で活発に研究が進行中である。

多重アンテナシステムにおける通信方法を、数学的モデリングを用いてより具体的に説明する。このシステムにはＮ_T個の送信アンテナとＮ_R個の受信アンテナが存在すると仮定する。

送信信号について説明すると、Ｎ_T個の送信アンテナがある場合に、伝送可能な最大情報はＮ_T個である。伝送情報は下記のように表現できる。

一方、送信信号ｘは、２つの場合（例えば、空間ダイバーシティ及び空間多重化）によって異なる方法で考慮されることがある。空間多重化の場合に、異なる信号が多重化され、多重化された信号が受信側に伝送されることで、情報ベクトルの要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）がそれぞれ異なる値を有する。一方、空間ダイバーシティの場合には、同じ信号が複数個のチャネル経路を通じて反復的に伝送されることで、情報ベクトルの要素が同じ値を有する。もちろん、空間多重化及び空間ダイバーシティ手法の組み合わせも考慮することができる。すなわち、同じ信号が、例えば３個の伝送アンテナを通じて空間ダイバーシティ手法によって伝送され、かつ残りの信号は空間多重化されて、受信側に伝送されることも可能である。

図５（ｂ）に、Ｎ_T個の送信アンテナから受信アンテナｉへのチャネルを示す。このチャネルをまとめてベクトル及び行列形態で表示できる。図５（ｂ）で、総Ｎ_T個の送信アンテナから受信アンテナｉに到着するチャネルは、下記のように表すことができる。

したがって、Ｎ_T個の送信アンテナからＮ_R個の受信アンテナに到着する全てのチャネルは、下記のように表現できる。

上述した数式モデリングを通じて受信信号は下記のように表現できる。

上記では、多重アンテナ通信システムが単一のユーザに用いられる場合を重点的に説明した。しかし、多重アンテナ通信システムを複数のユーザに適用して、多重ユーザダイバーシティ（ｍｕｌｔｉｕｓｅｒｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）を獲得することが可能である。これについて簡単に説明すると、下記の通りである。

フェージング（ｆａｄｉｎｇ）チャネルは、無線通信システムの性能を低下させる。時間、周波数、空間によってチャネル利得が変わり、チャネル利得値が低いほど性能低下は深刻化する。フェージングを克服できる方法の一つであるダイバーシティは、複数の独立したチャネルが全て低い利得を有する確率は非常に低いという点に着目したものである。種々のダイバーシティ方式が可能であり、多重ユーザダイバーシティもその一つである。

セル内に複数のユーザがいる時に、各ユーザのチャネル利得は確率的に互いに独立しているから、彼らが全部低い利得を有する確率は非常に低い。情報理論によれば、基地局の伝送電力が充分であるとすれば、セル内に複数のユーザがいる時に、最も高いチャネル利得を有するユーザにチャネルを全て割り当てることによって、チャネルの総容量を最大化できる。多重ユーザダイバーシティは、再び３通りに分類できる。

時間的多重ユーザダイバーシティは、時間によってチャネルが変わる場合に、その都度、最高の利得値を有するユーザにチャネルを割り当てる方式である。周波数的多重ユーザダイバーシティは、ＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）のような周波数多重搬送波システムにおいて各周波数帯域で最大の利得を有するユーザに副搬送波を割り当てる方式である。

もし、多重搬送波を用いないシステムにおいてチャネルが非常にゆっくり変わるとすれば、最高のチャネル利得を有するユーザが長い時間チャネルを独占することになるため、他のユーザは通信できなくなる。この場合、多重ユーザダイバーシティを用いるためにはチャネル変化を誘導する必要がある。

次に、空間的多重ユーザダイバーシティは、一般的にユーザのチャネル利得が空間によって異なるという点を用いる方法である。具体例には、ＲＢＦ（ＲａｎｄｏｍＢｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）などがある。ＲＢＦは、「ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｓｔｉｃｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ」とも呼び、送信端で多重アンテナを用いて任意の重み値でビームフォーミング（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）をすることでチャネル変化を誘導する技術である。

上記の多重ユーザダイバーシティを多重アンテナ方式に用いる多重ユーザ多重アンテナ（ＭｕｌｔｉｕｓｅｒＭＩＭＯ、ＭＵ−ＭＩＭＯ）方式について説明すると、下記のとおりである。

多重ユーザ多重アンテナ方式において、送受信端においてユーザ数と各ユーザのアンテナ数とは種々の組み合わせが可能である。多重ユーザ多重アンテナ方式をダウンリンク（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ、ｆｏｒｗａｒｄｌｉｎｋ）及びアップリンク（Ｕｐｌｉｎｋ、ｒｅｖｅｒｓｅｌｉｎｋ）に区別して説明する。ダウンリンクは、基地局から複数の端末に信号を伝送する場合を意味する。アップリンクは、複数の端末が基地局に信号を伝送する場合を意味する。

ダウンリンクでは、極端な例を挙げると、一名のユーザが総Ｎ_R個のアンテナを通じて信号を受信することもあり、総Ｎ_R名のユーザがそれぞれ１個のアンテナを用いて信号を受信することもある。また、これら極端な例の中間的な組み合わせも可能である。すなわち、あるユーザは１個の受信アンテナを用いる反面、あるユーザは３個の受信アンテナを用いる等の組み合わせが可能である。留意すべき点は、いずれの組み合わせの場合であれ、受信アンテナ数の和はＮ_Rと一定に維持されるという点である。このような場合を、通常、ＭＩＭＯＢＣ（ＢｒｏａｄｃａｓｔＣｈａｎｎｅｌ）またはＳＤＭＡ（ＳｐａｃｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）という。

アップリンクでは、極端な例を挙げると、一名のユーザが総Ｎ_T個のアンテナを通じて信号を送信することもあり、総Ｎ_T名のユーザがそれぞれ１個のアンテナを用いて信号を送信することもある。また、これら極端な例の中間的な組み合わせも可能である。すなわち、あるユーザは１個の送信アンテナを用いる反面、あるユーザは３個の送信アンテナを用いる等の組み合わせが可能である。留意すべき点は、いずれの組み合わせの場合であれ、送信アンテナ数の和はＮ_Tと一定に維持されるという点である。このような場合を、通常、ＭＩＭＯＭＡＣ（ＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓＣｈａｎｎｅｌ）という。アップリンクとダウンリンクは互いに対称関係にあるため、いずれか一方で用いられた手法は、いずれか他方でも用いることができる。

ランクの他の定義は、行列を固有値分解（Ｅｉｇｅｎｖａｌｕｅｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）した時に、０以外の固有値の個数と定義できる。同様に、ランクのさらに他の定義は、特異値分解（ｓｉｎｇｕｌａｒｖａｌｕｅｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）した時に、０以外の特異値の個数と定義できる。したがって、チャネル行列においてランクの物理的な意味は、与えられたチャネルで互いに異なる情報を送ることができる最大数といえる。

ＭＩＭＯ伝送において、「ランク（Ｒａｎｋ）」とは、独立して信号を伝送できる経路の数のことを指し、「レイヤー（ｌａｙｅｒ）の個数」とは、各経路を通じて伝送される信号ストリームの個数のことを指す。一般に、送信端は、信号伝送に用いられるランク数に対応する個数のレイヤーを伝送するから、特別な言及がない限り、ランクはレイヤーの個数と同じ意味を有する。

次に、プリコーディング行列の特性について説明する。まず、プリコーディング行列を考慮しないチャネル行列は、下記のように表現することができる。

一般に、ＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎＳｑｕａｒｅｅｒｒｏｒ）受信機が与えられる場合に、ρ_k（ｋ番目に受信されたＳＩＮＲ（ＳｉｇｎａｌｔｏＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｐｌｕｓＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ））は、下記のように定義できる。

したがって、ＭＭＳＥ受信機が用いられると仮定する場合に、ρ_kは、下記のように定義できる。

数学式１７及び１８で、２個の列ベクトルがパーミュテーションされる場合にも、受信されたＳＩＮＲ値そのものは、順序（ｏｒｄｅｒ）以外は変更されず、チャネル容量（ｃａｐａｃｉｔｙ）／和（ｓｕｍ）の割合（ｒａｔｅ）は一定になりうる。数学式１４及び１５についても、パーミュテーションされた有効チャネル及びρ_kは、下記のように獲得できる。

数学式２０で、干渉及び雑音の部分は、下記のように表現することができる。

数学式２４の結果のように、プリコーディング行列の特定の列ベクトルにｅ^-jθを乗算することは、受信されたＳＩＮＲ及びチャネル容量／和の割合に影響を及ぼさないことが確認できる。

一方、ＭＩＭＯシステムでは、様々なＭＩＭＯ伝送手法（伝送モード）が存在する。ＭＩＭＯシステムの運営（ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）のために用いられる多重アンテナ送受信手法（ｓｃｈｅｍｅ）には、ＦＳＴＤ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｓｗｉｔｃｈｅｄｔｒａｎｓｍｉｔｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）、ＳＦＢＣ（ＳｐａｃｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙＢｌｏｃｋＣｏｄｅ）、ＳＴＢＣ（ＳｐａｃｅＴｉｍｅＢｌｏｃｋＣｏｄｅ）、ＣＤＤ（ＣｙｃｌｉｃＤｅｌａｙＤｉｖｅｒｓｉｔｙ）、ＴＳＴＤ（ｔｉｍｅｓｗｉｔｃｈｅｄｔｒａｎｓｍｉｔｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）などがある。ランク２以上では、空間多重化（ＳｐａｔｉａｌＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；ＳＭ）、ＧＣＤＤ（ＧｅｎｅｒａｌｉｚｅｄＣｙｃｌｉｃＤｅｌａｙＤｉｖｅｒｓｉｔｙ）、Ｓ−ＶＡＰ（ＳｅｌｅｃｔｉｖｅＶｉｒｔｕａｌＡｎｔｅｎｎａＰｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ）などを用いることができる。

ＦＳＴＤは、各多重アンテナに伝送される信号ごとに異なる周波数の副搬送波を割り当てることによって、ダイバーシティ利得を得る方式である。ＳＦＢＣは、空間領域と周波数領域での選択性を効率的に適用することで、該当の次元におけるダイバーシティ利得と多重ユーザスケジューリング利得の両方を確保できる手法である。ＳＴＢＣは、空間領域と時間領域で選択性を適用する手法である。ＣＤＤは、各送信アンテナ間の経路遅延を用いてダイバーシティ利得を得る手法である。ＴＳＴＤは、多重アンテナに伝送される信号を時間で区分する手法である。空間多重化は、アンテナ別に異なるデータを伝送して伝送率を高める手法である。ＧＣＤＤは、時間領域と周波数領域で選択性を適用する手法である。Ｓ−ＶＡＰは、単一プリコーディング行列を用いる手法で、空間ダイバーシティまたは空間多重化において、多重コードワードをアンテナ間に混ぜるＭＣＷ（ＭｕｌｔｉＣｏｄｅｗｏｒｄ）Ｓ−ＶＡＰ、及び単一コードワードを用いるＳＣＷ（ＳｉｎｇｌｅＣｏｄｅｗｏｒｄ）Ｓ−ＶＡＰがある。

前述のような様々なＭＩＭＯ伝送手法（ＭＩＭＯ伝送モード）に応じて様々な形態のスケジューリングシグナリング（ＰＤＣＣＨＤＣＩフォーマット）を用いることができる。すなわち、スケジューリングシグナリングは、様々なＭＩＭＯ伝送モード別に異なる形態にしてもよく、端末は、スケジューリングシグナリングによってＭＩＭＯ伝送モードを決定することができる。

一方、ＭＩＭＯシステムには、受信端からのフィードバック情報を用いない開ループ（ｏｐｅｎ−ｌｏｏｐ）方式（またはチャネル−独立（ｃｈａｎｎｅｌ−ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ）方式）と、受信端からのフィードバック情報を用いる閉ループ（ｃｌｏｓｅｄ−ｌｏｏｐ）方式（またはチャネル−依存（ｃｈａｎｎｅｌ−ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ）方式）がある。閉ループ方式は、受信端がチャネル状態に関するフィードバック情報を送信端に伝送し、この情報から送信端がチャネル状態を把握できるようにすることで、無線通信システムの性能を向上させることができる。閉ループＭＩＭＯシステムは、送信端が、受信端から伝送されたチャネル環境に関するフィードバック情報を用いて伝送データに所定の処理をし、チャネルの影響を最小化させるプリコーディング（ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）手法を用いる。プリコーディング手法には、コードブックベースのプリコーディング（ｃｏｄｅｂｏｏｋｂａｓｅｄｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）方式と、チャネル情報を量子化（ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ）してフィードバックするプリコーディング方式とがある。

ＯＦＤＭ及びＳＣ−ＦＤＭＡ方式によるＭＩＭＯシステム

一般に、ＯＦＤＭ方式またはＳＣ−ＦＤＭＡ方式によるＭＩＭＯシステムにおいて、データ信号は伝送シンボル内で複雑なマッピング関係を経ることとなる。まず、データは、コードワードに分けられる。大部分の場合に、コードワードは、ＭＡＣ層により与えられる伝送ブロックに対応する。それぞれのコードワードは、ターボコードまたはテール−バイティング畳み込み（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）コードのようなチャネルコーダを用いて別々にエンコーディングされる。エンコーディングされたコードワードは、適切な大きさにレートマッチングされ、レイヤーにマッピングされる。ＳＣ−ＦＤＭＡ伝送において、ＤＦＴ（ＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）プリコーディングがそれぞれのレイヤーに対して行われ、ＯＦＤＭ伝送においてはＤＦＴ変換が適用されない。それぞれのレイヤーにおいて、ＤＦＴ変換された信号にプリコーディングベクトル／行列がかけられ、伝送アンテナポートにマッピングされる。伝送アンテナポートはアンテナ仮想化（ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）のような方式により再び物理アンテナにマッピングされてもよい。

図６は、ＳＣ−ＦＤＭＡ及びＯＦＤＭＡの一般的なシステム構造を示す図である。図６で、ＮはＭよりも小さい。Ｓ−ｔｏ−Ｐは、直列（ｓｅｒｉａｌ）信号を並列（ｐａｒａｌｌｅｌ）信号に変換することを意味し、Ｐ−ｔｏ−Ｓは、並列信号を直列信号に変換することを意味する。図６に示すように、ＳＣ−ＦＤＭＡシステムの送信端では、入力される情報シンボルを、直列−並列変換（６１１）、Ｎ−ポイントＤＦＴ（６１２）、副搬送波マッピング（６１３）、Ｍ−ポイントＩＤＦＴ（ＩｎｖｅｒｓｅＤＦＴ）（６１４）、並列−直列変換（６１５）、ＣＰ付加（６１６）及びデジタル−アナログ変換（６１７）を経てチャネルを通じて信号として伝送することができる。ＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端では、チャネルを通じて受信した信号を、アナログ−デジタル変換（６２１）、ＣＰ除去（６２２）、直列−並列変換（６２３）、Ｍ−ポイントＤＦＴ（６２４）、副搬送波デマッピング／等化（６２５）、Ｎ−ポイントＩＤＦＴ（６２６）、並列−直列変換（６２７）及び検出（６２８）を経て情報シンボルとして復元することができる。一方、ＯＦＤＭＡシステムでは、ＳＣ−ＦＤＭＡシステムの送信端に比べて、Ｎ−ポイントＤＦＴ（６１２）及び並列−直列変換（６１５）が省かれ、かつＣＰ付加（６１６）と共に並列−直列変換が行われ、ＳＣ−ＦＤＭＡシステムの受信端に比べては、直列−並列変換（６２３）及びＮ−ポイントＩＤＦＴ（６２６）が省かれる。

一般に、ＳＣ−ＦＤＭＡ伝送信号のような単一搬送波信号のＣＭ（ＣｕｂｉｃＭｅｔｒｉｃ）またはＰＡＰＲ（ｐｅａｋｐｏｗｅｒｔｏａｖｅｒａｇｅｐｏｗｅｒｒａｔｉｏ）は、多重搬送波信号のそれに比べて遥かに低い。ＣＭ及びＰＡＰＲは、送信機の電力増幅器（ＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒ；ＰＡ）が支援すべき動的範囲と関連している。同じＰＡを用いる場合に、他の形態の信号に比べて低いＣＭまたはＰＡＰＲを有する伝送信号は、高い伝送電力で伝送されることがある。言い換えると、ＰＡの最大電力が固定された場合に、送信機が、高いＣＭまたはＰＡＰＲの信号を伝送するためには、低いＣＭまたはＰＡＰＲの信号に比べて伝送電力を多少低くしなければならない。単一搬送波信号が多重搬送波信号に比べて低いＣＭまたはＰＡＰＲを有する理由は、多重搬送波信号では、複数個の信号が重なって信号に共通−位相（ｃｏ−ｐｈａｓｅ）が付加されることがあるからである。そのため、信号の振幅（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）が大きくなり、ＯＦＤＭシステムは、大きいＰＡＰＲまたはＣＭ値を有することがある。

伝送信号（ｙ）が単に一つの情報シンボル（ｘ₁）のみからなる場合に、この信号は、ｙ＝ｘ₁のような単一搬送波信号と見なすことができる。しかし、伝送信号（ｙ）が複数個の情報シンボル（ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，…，ｘ_N）からなる場合に、この信号は、ｙ＝ｘ₁＋ｘ₂＋ｘ₃＋…＋ｘ_Nのような多重−搬送波信号と見なすことができる。ＰＡＰＲまたはＣＭは、伝送信号波形においてコヒーレント（ｃｏｈｅｒｅｎｔ）に共に合算される情報シンボルの個数に比例するが、一定の個数の情報シンボルに至ると、その値は飽和（ｓａｔｕｒａｔｅ）する傾向がある。そのため、信号波形が小さい個数の単一搬送波信号の合算によって生成される場合には、ＣＭまたはＰＡＰＲは、多重搬送波信号に比べては遥かに小さい値を有するが、純粋な単一搬送波信号に比べてはやや高い値を有する。

図７は、ＬＴＥリリース−８（ｒｅｌｅａｓｅ−８）システムのアップリンクＳＣ−ＦＤＭＡに対するシステム構造を示す図である。ＬＴＥリリース−８システムにおいて、アップリンクＳＣ−ＦＤＭＡに対するシステム構造は、図７に示すように、スクランブリング（７１０）、変調マッパー（７２０）、変換プリコーダ（７３０）、リソース要素マッパー（７４０）及びＳＣ−ＦＤＭＡ信号生成（７５０）の順にすることができる。図７に示すように、変換プリコーダ（７３０）は、図６におけるＮ−ポイントＤＦＴ（６１２）に対応し、リソース要素マッパー（７４０）は、図６における副搬送波マッピング（６１３）に対応し、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号生成（７５０）は、図６におけるＭ−ポイントＩＤＦＴ（６１４）、並列−直列変換（６１５）及びＣＰ付加（６１６）に対応する。

図８は、ＬＴＥリリース−８システムにおいてアップリンクＳＣ−ＦＤＭＡに対する伝送フレーム構造を示す図である。基本的な伝送単位は１サブフレームとする。１サブフレームは２個のスロットで構成され、１スロットに含まれるＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの個数は、ＣＰ構成（例えば、一般ＣＰまたは拡張されたＣＰ）によって７または６になる。図８では、１スロットに７個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルが存在する一般ＣＰの場合を例示する。それぞれのスロットで少なくとも一つの参照信号（ＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ；ＲＳ）ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルが存在し、このシンボルはデータ伝送のためには用いられない。１ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル内で複数個の副搬送波が存在する。リソース要素（ＲＥ）は、１副搬送波にマッピングされる複素（ｃｏｍｐｌｅｘ）情報シンボルである。ＤＦＴ変換プリコーディングが用いられる場合に、ＳＣ−ＦＤＭＡではＤＦＴ変換大きさ及び伝送に用いられる副搬送波の個数が同一であるため、ＲＥは、一つのＤＦＴ変換インデックスにマッピングされる一つの情報シンボルに該当する。

ＬＴＥ−Ａシステムでは、アップリンク伝送のために最大４個のレイヤーの空間多重化を考慮している。アップリンク単一ユーザ空間多重化の場合に、アップリンク構成搬送波（ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｃａｒｒｉｅｒ）ごとに一つのサブフレームで最大２個の伝送ブロックをスケジューリングされた端末から伝送することができる。ここで、構成搬送波は、物理的に複数個の搬送波をまとめることで論理的に大きい帯域を用いるような効果を得るための搬送波併合（ｃａｒｒｉｅｒａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）技術において、併合される単位の搬送波を意味する。伝送レイヤーの個数によってそれぞれの伝送ブロックに関連している変調シンボルを１または２個のレイヤー上にマッピングすることができる。伝送ブロック及びレイヤーのマッピング関係は、ＬＴＥリリース−８ダウンリンク空間多重化における伝送ブロック及びレイヤーのマッピング原理と同じ原理を用いることができる。空間多重化を用いる場合、用いない場合の両方に対して、ＤＦＴプリコーディングされたＯＦＤＭ方式を、アップリンクデータ伝送の多重アクセス手法に用いることができる。多重構成搬送波の場合に、構成搬送波ごとに一つのＤＦＴを適用することができる。特に、ＬＴＥ−Ａシステムでは、周波数−連続的（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）及び周波数−非連続的（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｎｏｎ−ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）リソース割当をそれぞれの構成搬送波に対して支援することができる。

図９は、ＳＣ−ＦＤＭＡ伝送に基づくＭＩＭＯシステムに対するデータ信号マッピング関係を示す図である。ＳＣ−ＦＤＭＡシステムは、伝送される信号を特定ランクに対応する個数のレイヤーにマッピングするレイヤーマッパー、所定個数のレイヤー信号のそれぞれにＤＦＴ拡散を行う所定個数のＤＦＴモジュール、及びメモリーに記憶されているコードブックからプリコーディング行列を選択して、伝送信号にプリコーディングを行うプリコーダを備えることができる。図９の例示で、コードワードの個数がＮ_Cで、レイヤーの個数がＮ_Lの場合に、Ｎ_C個またはＮ_Cの整数倍の個数の情報シンボルを、Ｎ_L個またはＮ_Lの整数倍の個数のレイヤーにマッピングすることができる。ＳＣ−ＦＤＭＡに対するＤＦＴ変換プリコーディングは、レイヤーの大きさを変更しない。レイヤーにプリコーディングが行われる場合に、情報シンボルの個数は、Ｎ_T×Ｎ_L大きさの行列をかけることによって、Ｎ_LからＮ_Tに変更される。一般に、空間多重化されるデータの伝送ランクは、与えられた伝送時点でデータを運ぶレイヤーの個数（例えば、Ｎ_L）と同一である。図９に示すように、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式でアップリンク信号を伝送するためのＤＦＴモジュールは、プリコーダの前段及びレイヤーマッパーの後段に配置される。そのため、レイヤー別にＤＦＴ拡散された信号がプリコーディングを経た後にＩＦＦＴ逆拡散されて伝送され、よって、プリコーディングを除いてＤＦＴ拡散とＩＦＦＴ逆拡散の影響が相殺される効果により、ＰＡＰＲまたはＣＭ特性を良好に維持することができる。

参照信号（ＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ；ＲＳ）

無線通信システムでパケットを伝送する時に、パケットは無線チャネルを通じて伝送されるため、伝送過程で信号の歪が発生することがある。歪んだ信号を受信側で正しく受信するためには、チャネル情報を用いて受信信号の歪を補正しなければならない。チャネル情報を見つけるために、送信側と受信側の両方とも知っている信号を伝送し、該信号がチャネルを通じて受信される時における歪度合を用いてチャネル情報を見つける方法を主に用いる。この信号をパイロット信号（ＰｉｌｏｔＳｉｇｎａｌ）または参照信号（ＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ）という。

多重アンテナを用いてデータを送受信する場合に、正しい信号を受信するためには、各送信アンテナと受信アンテナ間のチャネル状況を知らなければならない。そのためには、各送信アンテナ別に参照信号が存在する必要がある。

ダウンリンク参照信号は、セル内の全ての端末が共有する共用参照信号（ＣｏｍｍｏｎＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ；ＣＲＳ）と特定端末のための専用参照信号（ＤｅｄｉｃａｔｅｄＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ；ＤＲＳ）とがある。これらの参照信号によりチャネル推定及び復調のための情報を提供することができる。

受信側（端末）は、ＣＲＳからチャネルの状態を推定し、ＣＱＩ（ＣｈａｎｎｅｌＱｕａｌｉｔｙＩｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（ＰｒｅｃｏｄｉｎｇＭａｔｒｉｘＩｎｄｅｘ）及び／またはＲＩ（ＲａｎｋＩｎｄｉｃａｔｏｒ）のようなチャネル品質と関連した指示子を、送信側（基地局）にフィードバックすることができる。ＣＲＳは、セル−特定（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）参照信号と呼ぶこともできる。

一方、ＤＲＳは、ＰＤＳＣＨ上のデータの復調が必要な場合に、該当のＲＥを通じて伝送することができる。端末は、上位層からＤＲＳが存在するか否かが指示され、該当のＰＤＳＣＨがマッピングされている場合にのみ、ＤＲＳが有効であるという指示を受けることができる。ＤＲＳは、端末−特定（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）参照信号または復調用参照信号（ＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ；ＤＭＲＳ）と呼ぶこともできる。

図１０は、既存の３ＧＰＰＬＴＥシステム（例えば、リリース−８）で定義するＣＲＳ及びＤＲＳがダウンリンクリソースブロック上にマッピングされるパターンを示す図である。参照信号のマッピングされる単位としてのダウンリンクリソースブロックは、時間上で１サブフレーム×周波数上で１２副搬送波の単位と表現することができる。一般ＣＰの場合に、１リソースブロックは時間上で１４個のＯＦＤＭシンボル長を有する。

図１０には、基地局が４個の伝送アンテナを支援するシステムにおいて参照信号のリソースブロック上の位置を示している。図１０で、「０」、「１」、「２」及び「３」で表示されたリソース要素（ＲＥ）は、それぞれ、アンテナポートインデックス０、１、２及び３に対するＣＲＳの位置を示す。一方、図１０で、「Ｄ」で表示されたリソース要素は、ＬＴＥリリース−８（またはリリース−９）で定義されるＤＲＳの位置を示す。

次に、ＣＲＳについて具体的に説明する。

ＣＲＳは、物理アンテナ端のチャネルを推定するために用いられ、セル内に全ての端末（ＵＥ）が共通に受信できる参照信号であり、全帯域にわたって分布する。ＣＲＳは、チャネル状態情報（ＣＳＩ）獲得及びデータ復調のために用いることができる。

ＣＲＳは、送信側（基地局）のアンテナ構成によって様々な形態と定義される。３ＧＰＰＬＴＥ（例えば、リリース−８）システムは、様々なアンテナ構成（Ａｎｔｅｎｎａｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）を支援し、ダウンリンク信号送信側（基地局）は、単一アンテナ、２伝送アンテナ、４伝送アンテナなどの３種類のアンテナ構成を有する。基地局が単一アンテナ伝送をする場合には、単一アンテナポートのための参照信号が配置される。基地局が２アンテナ伝送をする場合には、２個のアンテナポートのための参照信号が時間分割多重化（ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）及び／または周波数分割多重化（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式で配置される。すなわち、２個のアンテナポートのための参照信号がそれぞれ異なる時間リソース及び／または異なる周波数リソースに配置され、互いに区別可能となる。また、基地局が４アンテナ伝送をする場合には、４個のアンテナポートのための参照信号がＴＤＭ／ＦＤＭ方式で配置される。ＣＲＳを用いてダウンリンク信号受信側（端末）で推定されたチャネル情報は、単一アンテナ伝送（ＳｉｎｇｌｅＡｎｔｅｎｎａＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）、送信ダイバーシティ（Ｔｒａｎｓｍｉｔｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）、閉ループ空間多重化（Ｃｌｏｓｅｄ−ｌｏｏｐＳｐａｔｉａｌｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）、開ループ空間多重化（Ｏｐｅｎ−ｌｏｏｐＳｐａｔｉａｌｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）、多重−ユーザ（Ｍｕｌｔｉ−Ｕｓｅｒ）ＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）などの伝送手法で送信されたデータの復調のために用いることができる。

多重アンテナを支援する場合に、あるアンテナポートで参照信号を伝送する時に、参照信号パターンに従って指定されたリソース要素（ＲＥ）位置に参照信号を伝送し、他のアンテナポートのために指定されたリソース要素（ＲＥ）位置にはいかなる信号も伝送しない。

ＣＲＳがリソースブロック上にマッピングされる規則は、下記の数学式に従う。

具体的に、ＣＲＳを用いたチャネル推定性能を高めるために、セル別にＣＲＳの周波数領域上の位置をシフト（ｓｈｉｆｔ）させて異ならせることができる。例えば、参照信号が３副搬送波ごとに位置する場合に、あるセルは３ｋの副搬送波上に、他のセルは３ｋ＋１の副搬送波上に配置されるようにすることができる。一つのアンテナポートの観点で、参照信号は、周波数領域で６ＲＥ間隔（すなわち、６副搬送波間隔）で配置され、他のアンテナポートのための参照信号が配置されるＲＥとは周波数領域で３ＲＥ間隔を維持する。

また、ＣＲＳに対して電力ブースティング（ｐｏｗｅｒｂｏｏｓｔｉｎｇ）を適用することができる。電力ブースティングとは、一つのＯＦＤＭシンボルのリソース要素（ＲＥ）のうち、参照信号のために割り当てられたＲＥ以外のＲＥの電力を借用して、参照信号をより高い電力で伝送することを意味する。

時間領域で参照信号位置は各スロットのシンボルインデックス（ｌ）０を開始点として一定の間隔で配置される。時間間隔はＣＰ長によって異なるように定義される。一般ＣＰの場合に、スロットのシンボルインデックス０及び４に位置し、拡張されたＣＰの場合には、スロットのシンボルインデックス０及び３に位置する。一つのＯＦＤＭシンボルには最大２個のアンテナポートの参照信号のみ定義される。したがって、４伝送アンテナ伝送時に、アンテナポート０及び１のための参照信号は、スロットのシンボルインデックス０及び４（拡張されたＣＰの場合はシンボルインデックス０及び３）に位置し、アンテナポート２及び３のための参照信号は、スロットのシンボルインデックス１に位置する。ただし、アンテナポート２及び３のための参照信号の周波数位置は、２番目のスロットでは互いに取り替えられる。

既存の３ＧＰＰＬＴＥ（例えば、リリース−８）システムよりも高いスペクトル効率性（ＳｐｅｃｔｒａｌＥｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）を支援するために、拡張されたアンテナ構成を有するシステム（例えば、ＬＴＥ−Ａシステム）を設計することができる。拡張されたアンテナ構成は、例えば、８個の伝送アンテナ構成でよい。このような拡張されたアンテナ構成を有するシステムでは、既存のアンテナ構成で動作する端末を支援、すなわち、後方互換性（ｂａｃｋｗａｒｄｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）を支援する必要がある。そのため、既存のアンテナ構成による参照信号パターンを支援し、追加的なアンテナ構成に対する新しい参照信号パターンを設計する必要がある。ここで、既存のアンテナ構成を持つシステムに新しいアンテナポートのためのＣＲＳを追加すると、参照信号オーバーヘッドが急増し、データ伝送率が低下することにつながる。このような事項を考慮して、新しいアンテナポートのためのチャネル状態情報（ＣＳＩ）測定のための新しい参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ）を設計する必要があり、その具体的な方案については、ＤＲＳの説明後に述べる。

以下では、ＤＲＳについて具体的に説明する。

ＤＲＳ（または、端末−特定参照信号）は、データ復調のために用いられる参照信号で、多重アンテナ伝送をする時に特定端末に用いられるプリコーディング重み値を参照信号にもそのまま用いることによって、端末が参照信号を受信した時に、各送信アンテナから伝送されるプリコーディング重み値及び伝送チャネルが結合した均等チャネル（Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｃｈａｎｎｅｌ）を推定できるようにする。

既存の３ＧＰＰＬＴＥシステム（例えば、リリース−８）は、最大４送信アンテナ伝送を支援し、ランク１ビームフォーミングのためのＤＲＳが定義されている。ランク１ビームフォーミングのためのＤＲＳは、アンテナポートインデックス５に対する参照信号と表示することもできる。ＤＲＳがリソースブロック上にマッピングされる規則は、下記の数学式２６及び２７に従う。数学式２６は、一般ＣＰの場合であり、数学式２７は、拡張されたＣＰの場合である。

一方、３ＧＰＰＬＴＥの進展であるＬＴＥ−Ａ（Ａｄｖａｎｃｅｄ）システムでは、高い次数（ｏｒｄｅｒ）のＭＩＭＯ、多重−セル伝送、発展したＭＵ−ＭＩＭＯなどが考慮されているが、効率的な参照信号の運用と発展した伝送方式を支援するために、ＤＭＲＳベースのデータ復調を考慮している。すなわち、既存の３ＧＰＰＬＴＥ（例えば、リリース−８）で定義するランク１ビームフォーミングのためのＤＭＲＳ（アンテナポートインデックス５）とは別途に、追加されたアンテナを通じたデータ伝送を支援するために、２以上のレイヤーに対するＤＭＲＳを定義することができる。ＤＭＲＳはデータと同じプリコーダによってプリコーディングされるため、受信側は、別途のプリコーディング情報無しでデータを復調するためのチャネル情報を容易に推定することができる。

最大ランク８伝送を支援するためのＤＭＲＳを無線リソース上に配置するに当たり、それぞれのレイヤーに対するＤＭＲＳを多重化して配置することができる。時間分割多重化（ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；ＴＤＭ）は、２以上のレイヤーに対するＤＭＲＳを、互いに異なる時間リソース（例えば、ＯＦＤＭシンボル）上に配置することを意味する。周波数分割多重化（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；ＦＤＭ）は、２以上のレイヤーに対するＤＭＲＳを、互いに異なる周波数リソース（例えば、副搬送波）上に配置することを意味する。コード分割多重化（ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；ＣＤＭ）は、同じ無線リソース上に配置された２以上のレイヤーに対するＤＭＲＳを、直交シーケンス（または、直交カバリング）を用いて多重化することを意味する。

図１１は、最大ランク８伝送を支援するためのＤＭＲＳパターンの一例を示す図である。図１１で、制御領域（１サブフレームの先頭の１乃至３シンボル）は、ＰＤＣＣＨが伝送されうるＲＥを表す。４伝送アンテナのためのＣＲＳは、図１０で説明したアンテナポート「０」、「１」、「２」及び「３」に対するＣＲＳが配置されるＲＥを表し、Ｖ_shift値が０の場合を例示した。

一般に、単一ユーザ−ＭＩＭＯ（ＳＵ−ＭＩＭＯ）伝送の場合に、データ伝送のために用いられるＤＭＲＳのアンテナポート（または仮想アンテナポート）の個数は、データ伝送の伝送ランクと同一である。この場合、ＤＭＲＳアンテナポート（または仮想アンテナポート）には、１から８までの番号を付けることができ、最も低い「Ｎ」ＤＭＲＳアンテナポートは、ランク「Ｎ」ＳＵ−ＭＩＭＯ伝送のために用いることができる。

ＤＭＲＳアンテナポート番号が図１１のように定められる場合に、単一伝送レイヤー内でＤＭＲＳの配置によってデータが伝送されないＲＥの全体個数は、伝送ランクによって決定される。低いランク（例えば、ランク１または２）の場合に、ＤＭＲＳ伝送に用いられるＲＥ個数は、１リソースブロックにおいて１２でよい。高いランク（例えば、ランク３乃至８）の場合に、ＤＭＲＳ伝送に用いられるＲＥ個数は、１リソースブロックにおいて２４でよい。すなわち、図１１に示すように、ランク２の場合に、レイヤー１及び２に対するＤＭＲＳは１２個のＲＥ（図１１のレイヤー１、２、５、７に対するＤＭＲＳ位置と表示されたＲＥ）上で伝送され、ランク３の場合に、レイヤー１及び２に対するＤＭＲＳは、上記の１２個のＲＥで伝送され、レイヤー３に対するＤＭＲＳは追加的な１２個のＲＥ（図１１のレイヤー３、４、６、８に対するＤＭＲＳ位置と表示されたＲＥ）上で伝送されることが可能である。それぞれのレイヤーに対するＤＭＲＳが配置されるＲＥの位置は例示的なもので、これに限定されるものではない。

ＣＳＩ−ＲＳパターン

本発明では、前述したＣＲＳ及びＤＭＲＳ位置を考慮して、ＣＳＩ−ＲＳを無線リソース上で配置（多重化）する新しい方法を提案する。ＣＳＩ−ＲＳは、前述したように、基地局により伝送され、端末でチャネル状態情報を推定するために用いることができる。ＣＳＩ−ＲＳにより測定されるチャネル状態情報は、プリコーディング情報（例えば、プリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ））、選好される伝送レイヤーの個数（例えば、ランク指示子（ＲＩ））、選好される変調及びコーディング手法（ＭｏｄｕｌａｔｉｏｎａｎｄＣｏｄｉｎｇＳｃｈｅｍｅ；ＭＣＳ）（例えば、チャネル品質指示子（ＣＱＩ））などを含むことができる。

ＣＲＳは、既存のＬＴＥシステムに基づいて動作する端末（レガシー（ｌｅｇａｃｙ）端末）の正しい動作のために必要であり、ＤＭＲＳは、拡張されたアンテナ構成に対するデータ復調を容易にするために必要である。したがって、ＣＳＩ−ＲＳを通じたダウンリンク受信側の効率的なチャネル情報獲得を支援するために、無線リソース上でＣＲＳとＤＭＲＳの配置を考慮して、できるだけ多数のＣＳＩ−ＲＳが伝送されるようにＣＳＩ−ＲＳパターン（リソースブロック上での位置）を決定することが必要である。これは、隣接セルからのＣＳＩ−ＲＳとサービングセルからのＣＳＩ−ＲＳが衝突することを防止（すなわち、異なる位置でＣＳＩ−ＲＳを伝送）しないと、端末がサービングセルと端末間のチャネルを正しく推定できないためである。したがって、多数のセルが区別して使用できるＣＳＩ−ＲＳパターンの個数が多いほど、ＣＳＩ−ＲＳを通じたチャネル推定性能の向上を保障することができる。

本発明では、ＣＳＩ−ＲＳアンテナポートのグループにより用いられるＲＥをグループ化し、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが、周波数領域で使用可能な連続するＲＥで構成されることを提案する。このように周波数領域で連続するＲＥでＣＳＩ−ＲＳグループを構成することは、ＳＦＢＣ(Ｓｐａｃｅ−ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＢｌｏｃｋＣｏｄｉｎｇ）及びＳＦＢＣ−ＦＳＴＤ（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙｓｅｌｅｃｔｉｖｅＴｒａｎｓｍｉｔＤｉｖｅｒｓｉｔｙ）のような送信ダイバーシティ伝送手法のための基本伝送ブロック（ｂａｓｅｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｂｌｏｃｋ）が、ＣＳＩ−ＲＳの配置によって崩れることを防ぐためである。具体的に、ＣＳＩ−ＲＳが伝送されるＲＥではデータを伝送することができず、よって、送信ダイバーシティのための基本伝送ブロック上でデータが伝送される場合に、基本伝送ブロックの一部でのみＣＳＩ−ＲＳが配置されると、データ伝送の送信ダイバーシティＲＥ対（ｐａｉｒ）が崩れる問題が起きるためである。

ここで、使用可能なＲＥとは、ダウンリンクリソースブロック（時間領域で１サブフレーム（１２または１４ＯＦＤＭシンボル）×周波数領域で１リソースブロック（１２副搬送波））から制御領域（ダウンリンクサブフレームの先頭の１乃至３ＯＦＤＭシンボル）を除外したデータ領域において、ＣＲＳ及びＤＭＲＳを含まないＲＥを意味する。すなわち、ＣＳＩ−ＲＳが配置されうる使用可能なＲＥは、図１１で、何も割り当てられていないＲＥに該当する。

ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの一例は、図１２乃至図１６の通りである。

図１２では、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが、２個の連続する副搬送波上で設定される例を示す。図１２の例示では、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが、ＣＲＳ及びＤＭＲＳの配置されたＲＥ以外に定義されることがわかる。

図１３では、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが、４個の連続する副搬送波上で設定される例を示す。図１３の例示で、あるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、５個の副搬送波にわたって設定されたかのように見えることもあるが、当該ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループにおいてＣＲＳの配置されたＲＥではＣＳＩ−ＲＳが伝送されないので、結局のところ、４ＲＥ大きさのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが設定されることがわかる。

図１４では、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが、２個の連続する副搬送波上で設定される例を示す。図１４の例示では、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが、ＣＲＳの配置されたＯＦＤＭシンボル上には定義されないことがわかる。

図１５では、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが、４個の連続する副搬送波上で設定される例を示す。図１５の例示では、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが、ＣＲＳ及びＤＭＲＳの配置されたＯＦＤＭシンボル上には定義されないことがわかる。

図１６では、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが、４個の連続する副搬送波上で設定される例を示す。図１６の例示で、ＣＲＳＲＥ位置ではＣＳＩ−ＲＳが伝送されないことに留意されたい。また、図１６の例示では、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが、ＤＭＲＳの配置されたＯＦＤＭシンボル上には定義されないことがわかる。

図１２乃至１６で例示したようなＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、単一セルがＣＳＩ−ＲＳアンテナポートのグループを伝送するために用いる。例えば、一つのセルが全体２個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポート伝送をする場合に、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ大きさが２であれば、２個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳＲＥを一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ内にマッピングすることができる。または、一つのセルが全体４個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポート伝送をする場合に、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ大きさが４ＲＥであれば、４個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳＲＥを一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ内にマッピングすることができる。または、一つのセルが８個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポート伝送を支援する場合に、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ大きさが４ＲＥであれば、８個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳＲＥは２個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループにマッピングすることができる。この時、２個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループを互いに隣接するように配置する必要はなく、該当のリソースブロック内の任意のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループに配置すればよい。

単純なチャネル推定具現において、ＣＳＩ−ＲＳＲＥパターンを（少なくとも、プライマリ放送チャネル（ＰｒｉｍａｒｙＢｒｏａｄｃａｓｔＣｈａｎｎｅｌ）、プライマリ同期化チャネル（ＰｒｉｍａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＣｈａｎｎｅｌ）及びセカンダリ同期化チャネル（ＳｅｃｏｎｄａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＣｈａｎｎｅｌ）を含まないサブフレームで）全体帯域幅にわたって同一に構成することができる。ＣＳＩ−ＲＳアンテナポートのできるだけ少ない個数のＣＳＩ−ＲＳグループ内でマッピングすることは、セルが、ある基地局に対する送信ダイバーシティ伝送手法を支援しようとする場合に特に重要である。ＣＳＩ−ＲＳＲＥが複数個のＣＳＩ−ＲＳグループに分散される場合に、送信ダイバーシティ伝送手法のための複数個のＳＦＢＣ時間−空間コーディングされたＲＥ対（ｐａｉｒ）が崩れることがあるからである。これは、ＳＦＢＣ及びＳＦＢＣ−ＦＳＴＤ送信ダイバーシティ伝送手法が、空間−周波数コーディング及び／またはアンテナ選択的／周波数選択的ダイバーシティが適用される基本ＲＥブロック（ｂａｓｅＲＥｂｌｏｃｋ）を有するからである。ＣＳＩ−ＲＳを特定ＲＥで伝送すると、ダイバーシティ基本ブロックをき損し、送信ダイバーシティ伝送手法の性能を低下させることにつながることもある。

本発明で提案するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの実施例のうち、図１２、図１４及び図１６に示すＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの実施例は、一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ内でマッピングされるいかなるＣＳＩ−ＲＳＲＥも、一つ以上のＳＦＢＣＲＥ対をき損しないという点で、他の実施例に比べてより好適である。しかし、本発明で、図１３及び図１５で定義するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループを排除するというわけではない。

図１７に示すように、ＣＲＳまたはＤＭＲＳを含まないＯＦＤＭシンボルにおいて、一つのリソースブロックでＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ（それぞれのグループに４個のＲＥを含む）を、４個の連続するＲＥと定義することもできる。これらＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは重なり合う（ｏｖｅｒｌａｐ）ことがないという点に留意されたい。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、送信ダイバーシティが適用される基本ＲＥグループと同一である。それぞれのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが２個のＲＥのみを有する場合には、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループを、２個の連続するＲＥと定義することができる。

図１８に示すように、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが４個のＲＥで構成される場合に、ＤＭＲＳＲＥと同じＯＦＤＭシンボル上に位置するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが必ずしも、一つの送信ダイバーシティ基本ＲＥグループに属する連続した４個の使用可能なＲＥで構成されるわけではない。このような場合に、ＤＭＲＳＲＥと同じＯＦＤＭシンボルに位置するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループを、２個のＲＥからなる２個の集合で定義することができ、それぞれの集合は、互いに異なる送信ダイバーシティＲＥグループに属する２個の連続するＲＥで構成することができる。図１８で、一つの太い実線の四角形グループは、２個のＲＥで構成される集合を示し、２個の太い実線の四角形グループが、一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループを構成する。このような方式のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループに対する定義は、４個のＲＥで構成されるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが２個のＲＥ集合を定義し、これらの２個のＲＥ集合にわたってアラマティ（Ａｌａｍｏｕｔｉ）−コーディング（ＳＦＢＣ）及びアンテナ／周波数選択的ダイバーシティが用いられるようにする。これは、４個の連続したＲＥ（一つの太い点線の四角形グループと一つの太い実線の四角形グループとからなる４個の連続したＲＥ、図１８では、４個の連続したＲＥで構成される送信ダイバーシティ基本ブロックが２個示されている。）のうち、前の２個のＲＥ（例えば、太い点線の四角形グループ）が、ＳＦＢＣを用いてコーディングされる共通アンテナポート０及び２にマッピングされ、後の２個のＲＥ（例えば、太い実線の四角形グループ）が、ＳＦＢＣを用いてコーディングされる共通アンテナポート１及び３にマッピングされるからである。すなわち、４個の連続したＲＥで構成される送信ダイバーシティ基本ブロックにおいて前の２個のＲＥでＣＳＩ−ＲＳＲＥがマッピングされると、当該前の２個のＲＥを共通アンテナポート０及び２のために用いることができず、同様に、後の２個のＲＥでＣＳＩ−ＲＳＲＥがマッピングされると、当該後の２個のＲＥを共通アンテナポート１及び３のために用いることができない。そのため、一つの送信ダイバーシティ基本ブロック（最初の４個の連続したＲＥ）では後の２個のＲＥを取り、他の送信ダイバーシティ基本ブロック（その次の４個の連続したＲＥ）では前の２個のＲＥを取ると、４個のＲＥにより仮想（ｖｉｒｔｕａｌ）送信ダイバーシティ基本ブロックを構成することができる。ＤＭＲＳを含むＯＦＤＭシンボルにおけるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの定義は、このような特定タイプのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループにＣＳＩ−ＲＳＲＥをマッピングする場合に、全ての共通アンテナポート（０，１，２，３）のパンクチャリングを効率よくバランスさせることができるという点で重要である。ここで、パンクチャリングとは、特定ＲＥ上でＣＳＩ−ＲＳが伝送される場合に、当該ＲＥを共通アンテナポートのために用いることができないということを意味する。

図１９に示すように、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが４個のＲＥで構成される場合に、ＣＲＳＲＥと同じＯＦＤＭシンボル上に位置するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが必ずしも、一つの送信ダイバーシティ基本ＲＥグループに属する連続した４個の使用可能なＲＥで構成されるわけではない。ＣＲＳを含むＯＦＤＭシンボル上でＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、図１９のように概念的に構成されてもよく、このようなＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの構成によれば、共通アンテナポートに対するパンクチャリングを効率よくバランスさせることができる。

図２０に示すように、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループにマッピングされるＣＳＩ−ＲＳアンテナポートＲＥは、それぞれのＣＳＩ−ＲＳ伝送サブフレーム内でホッピング（変更または無作為化）してもよい。図２０で、「１」、「２」、「３」及び「４」はそれぞれ、ＣＳＩ−ＲＳアンテナポート０、１、２及び３のために用いられるＲＥを示す。

このようなホッピングは様々な方式で行うことができる。

その一つの方法として、それぞれの伝送サブフレームでＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの時間及び周波数シフトを定義することができる。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループホッピングパターンは、１個の無線フレーム（１０サブフレーム）またはＮ個の無線フレーム（１０×Ｎサブフレーム、Ｎ≧２）で１回反復することができる。Ｎは、例えば４でよく、４個の無線フレームは、プライマリ放送チャネルが伝送される周期に対応する。

他の方法として、仮想ＣＳＩ−ＲＳグループインデックスを定義し、仮想ＣＳＩ−ＲＳグループインデックスを物理ＣＳＩ−ＲＳグループインデックスにマッピングするホッピング（無作為化またはパーミュテーション）マッピング関数を定義することができる（図２１参照）。このようなマッピング関数において、循環仮想インデックスシフティング（ｃｙｃｌｉｃｖｉｒｔｕａｌｉｎｄｅｘｓｈｉｆｔｉｎｇ）、サブブロックインターリーバ（ｓｕｂｂｌｏｃｋｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）、またはＱＰＰ（ＱｕａｄｒａｔｉｃＰｅｒｍｕｔａｔｉｏｎＰｏｌｙｎｏｍｉａｌ）インターリーバなどを用いることができる。

循環仮想インデックスシフティング方法は、ＣＳＩ−ＲＳグループを仮想インデックスにマッピングする方法である。循環仮想インデックスシフティングと関連して、端末が協力多重−ポイント（ＣｏｏｐｅｒａｔｉｖｅＭｕｌｔｉ−Ｐｏｉｎｔ；ＣｏＭＰ）伝送方式によって動作する場合を考慮することができる。ＣｏＭＰ伝送方式は、多重−セル環境で適用可能な改善されたＭＩＭＯ伝送方式のことで、セル間干渉（Ｉｎｔｅｒ−ＣｅｌｌＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を減らすことができ、セル境界にいるユーザの処理量を改善することでシステムの全体的な性能を向上させることができる方式であり、ジョイントプロセシング（ＪｏｉｎｔＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）協力ビームフォーミング（ＣｏｏｐｅｒａｔｉｖｅＢｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）などの手法を適用することができる。ＣｏＭＰ伝送方式において多重−セルの協力によりデータを受信する端末は、多重−セルから端末へのチャネルに関するチャネル情報を、当該多重−セル（ＣｏＭＰ伝送クラスター（ｃｌｕｓｔｅｒ））に属するそれぞれのセルに伝送することができる。仮想インデックスは、一つのＣｏＭＰ伝送クラスターに属するセル同士間で重ならないように設定されるとよい。異なるＣｏＭＰクラスターに属するセルは同一の仮想インデックスを用いることができるが、それぞれのＣｏＭＰクラスターは仮想インデックスを物理インデックスにマッピングさせる時にインデックスを循環シフトさせることができる。これにより、一つのＣｏＭＰクラスター内で直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループマッピングが可能になる。また、異なるＣｏＭＰクラスター間には基本的に非−直交（ｎｏｎ−ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループマッピングが可能であり、仮想インデックスの循環シフティングにより、異なるＣｏＭＰクラスター間に異なるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループをマッピングすることが可能である。

次に、セル間にＣＳＩ−ＲＳＲＥグループマッピングを無作為化するためにブロックインターリーバを用いることができる。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループインデックスはｖ_k（ｋ＝１，２，…，Ｌ）と定義でき、Ｌは、インターリーバ入力大きさである。ブロックインターリーバは行列で構成され、入力情報は行単位（ｒｏｗｂｙｒｏｗ）でインターリーバに記録し、出力情報は列単位（ｃｏｌｕｍｎｂｙｃｏｌｕｍｎ）でインターリーバから読み込むことができる。すなわち、インターリーバに情報を記録する時には、一つの行において列番号を増加させながら記録し、一つの行が埋められると次の行に移る方式で記録し、インターリーバから情報を読み込む時には、一つの列において行番号を増加させながら読み込み、一つの列を読み切ると、次の列に移る方式で読み込んでいく。ブロックインターリーバを構成する行列の列はパーミュテーションされてもよい。または、ブロックインターリーバは、列単位で記録し、行単位で読み込む方式にしてもよい。

前述のようなブロックインターリーバを用いて、ＣＳＩ−ＲＳグループインデックスを有効に無作為化することができる。下記の数学式は、ＣＳＩ−ＲＳグループインデックスが行単位で入力されるブロックインターリーバ行列の一例を示す。

数学式２８で、Ｍは、Ｌ≦ＭＮを満たす最大の整数である。ＭＮ＞Ｌの場合に、Ｎ_D＝ＭＮ−Ｌと定義することができ、ｖ_L+j＝[ＮＵＬＬ]（ｊ＝１，２，…，Ｎ_D）である。すなわち、ＣＳＩ−ＲＳグループインデックスの個数（Ｌ）がブロックインターリーバ行列の大きさに正確に合わない場合には、インターリーバの大きさ（ＭＮ）からＣＳＩ−ＲＳグループインデックスの個数（Ｌ）を引いた個数（Ｎ_D）の要素には、ヌル（［ＮＵＬＬ］）値を詰める（ｐａｄｄｉｎｇ）ことができる。ヌル値は、ブロックインターリーバから出力される時には無視される。すなわち、ヌル値を除いてＣＳＩ−ＲＳグループインデックスをインターリーバから読み込むこととなる。ブロックインターリーバの列パーミュテーションは、下記のように定義することができる。

数学式２９によって列パーミュテーションされた行列を、下記のように表現することができる。

ブロックインターリーバ出力は列単位で読み込むことができる。数学式３０で、出力は、１番目の列のｖ_π(1)から始め、出力インデックスシーケンスは、｛ｖ_π(1)+N，…，ｖ_π(1)+(M-1)N，ｖ_π(2)，…，ｖ_π(N)+MN｝になりうる。もしヌル値が存在すると、前述したように、ヌル値は無視して読み込めばよい。

互いに異なるＣｏＭＰクラスターは、互いに異なる列パーミュテーションを使用したり、インターリーバ行列にＣＳＩ−ＲＳグループインデックスをマッピングする前に、互いに異なる循環シフト値を適用したりできる。これにより、互いに異なるＣｏＭＰクラスターに対して異なるＣＳＩ−ＲＳグループインデックス無作為化が適用可能になる。

図２２は、８伝送アンテナの場合におけるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの一例を示す図である。８伝送アンテナの場合には、８個のＣＳＩ−ＲＳが端末に伝送される必要がある。そのため、この実施例では、セルで一般ＣＰサブフレームを構成する時に４個のＳＦＢＣエンコーディングされたＲＥ対を有するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループを提案する。一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、２個のＲＥ集合で構成され、一つのＲＥ集合は、２個のＲＥ対（すなわち、４個のＲＥ）で構成されると定義することができる。すなわち、一つのＲＥ集合内で４個のＲＥが時間及び周波数領域で連続しており（図２２の太い実線の正方形が一つのＲＥ集合に該当する）、２個のＲＥ集合は周波数領域において４副搬送波間隔で離れている形態を有することができる。これにより、送信端の観点で、ＤＭＲＳを含むＯＦＤＭシンボルと、ＣＲＳまたはＤＭＲＳを含まないＯＦＤＭシンボルにおいて同一のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターンを用いることができる。図２２の太い点線で表示されるＲＥ位置は、図１８の説明と同様に、送信ダイバーシティ基本ブロックで共通アンテナポートのパンクチャリングを効果的にバランスさせることを考慮したものである。

また、この実施例では、このようなＣＳＩ−ＲＳＲＥグループをセルごとに時間シフト、周波数シフト、または時間及び周波数シフトすることを提案する。すなわち、一つのセルで用いられるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターンを、他のセルでは時間及び／または周波数シフトされたパターンとして用いることができる。

また、それぞれのセルは、毎伝送時点ごとにＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の候補においてＣＳＩ−ＲＳ伝送をホッピングすることができる。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の候補の例示は、図２３に示す通りである。すなわち、図２３で、１番と表示された２個の太い実線の正方形が、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の一つの候補位置を表し、同様に、２番、３番、４番、５番と表示された２個の太い実線の正方形が、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の一つの候補位置を表す。例えば、一つのリソースブロック（時間領域で１４ＯＦＤＭシンボル×周波数領域で１２副搬送波）において、１番と表示されたＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置は、６番目及び７番目ＯＦＤＭシンボルにおいて３番目、４番目、９番目及び１０番目の副搬送波位置に該当し、２番と表示されたＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置は、１０番目及び１１番目のＯＦＤＭシンボルにおいて、１番目、２番目、７番目及び８番目の副搬送波位置に該当し、３番と表示されたＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置は、１０番目及び１１番目のＯＦＤＭシンボルにおいて、３番目、４番目、９番目及び１０番目の副搬送波位置に該当し、４番と表示されたＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置は、１０番目及び１１番目のＯＦＤＭシンボルにおいて５番目、６番目、１１番目及び１２番目の副搬送波位置に該当し、５番と表示されたＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置は、１３番目及び１４番目のＯＦＤＭシンボルにおいて３番目、４番目、９番目及び１０番目の副搬送波位置に該当することができる。したがって、同時に５個のセルが互いに異なるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターンを用いることができる。

伝送アンテナの観点で、周波数領域では伝送電力を再割当（ｒｅ−ａｌｌｏｃａｔｅ）することが可能であるが、時間領域ではそうでない。言い換えると、全体伝送電力が制限されている場合に、一つのＯＦＤＭシンボルの特定ＲＥは、当該ＯＦＤＭシンボル内の他のＲＥから電力を借りて電力ブースティング（ｐｏｗｅｒｂｏｏｓｔｉｎｇ）することができる。異なるアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳが多重化及び直交化される場合に、ＣＳＩ−ＲＳごとに異なる電力ブースティングが適用される場合に直交性が崩れることを防止するために、それぞれのＣＳＩ−ＲＳが他のＲＥから同じ電力を借りて同一に電力ブースティングされるように、全てのＣＳＩ−ＲＳは同一のＯＦＤＭシンボル上で伝送される必要がある。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが図２３のように定義される場合に、ＣＳＩ−ＲＳアンテナポートをマッピングする２つの方法を考慮することができる。この２つの方法の例示は、図２４（ａ）及び図２４（ｂ）に示す通りである。

図２４（ａ）で、一つのリソースブロック内の２個の太い実線の正方形は、一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループを表し、かつ、説明を明瞭性のために他のＲＥは図示を省略した。図２４（ａ）で示す第一のマッピング方法によれば、ＣＳＩ−ＲＳマッピングはリソースブロック間に転換され、全てのＣＳＩ−ＲＳアンテナポートが同一のＯＦＤＭシンボル上で効果的にマッピングされることが可能である。具体的に、奇数番目のリソースブロックインデックス上のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ内で、１番目のＯＦＤＭシンボルに４個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされ（例えば、１，２／３，４）、２番目のＯＦＤＭシンボルに残り４個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされる（例えば、５，６／７，８）。偶数番目のリソースブロックインデックス上のＣＳＩ−ＲＳマッピングは、奇数番目のリソースブロックインデックスと時間領域で反対に適用され、ＣＳＩ−ＲＳ挿入パターンがＯＦＤＭシンボル間にスワッピング（ｓｗａｐｐｉｎｇ）される。すなわち、偶数番目のリソースブロックインデックス上のＣＳＩ−ＲＳグループ内で、１番目のＯＦＤＭシンボルに４個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされ（例えば、５，６／７，８）、２番目のＯＦＤＭシンボルに残り４個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされる（例えば、１，２／３，４）。これにより、一つのＯＦＤＭシンボルで（２個のリソースブロックにわたって）８個の伝送アンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされることとなる。
図２４（ｂ）で、横軸は周波数領域を示し、縦軸はコードリソース領域を示す。図２４（ｂ）では、２個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ（一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、２個の太い実線の正方形で構成される。）が示されているが、これは、それぞれのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが異なるコードリソースを用いることを説明するためのものであり、実際には、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが同一の時間／周波数位置に存在することに留意されたい。図２４（ｂ）に示す第二のマッピング方法によれば、４個のＣＳＩ−ＲＳ（１，２／３，４）を周波数分割多重化（ＦＤＭ）方式で一つのＯＦＤＭシンボル上に第１の直交コード（｛＋１，＋１｝）をかけて配置し、残り４個のＣＳＩ−ＲＳ（５，６／７，８）を、同一のＯＦＤＭシンボル及び副搬送波上に第２の直交コード（｛＋１、−１｝）をかけて配置することができる。これにより、一つのリソースブロック内で同一のＯＦＤＭシンボル上で８個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを伝送することができる。一つのＯＦＤＭシンボル上にＣＳＩ−ＲＳ伝送に利用可能なＲＥは４個のみ存在するので、２セットのＣＳＩ−ＲＳが時間拡散（ｔｉｍｅｓｐｒｅａｄ）された直交コードを用いることによってコード分割多重化（ＣＤＭ）ができる。このように、直交コードが時間領域にわたってかけられる場合を、ＣＤＭ−Ｔ方式の多重化ということができる。直交コードには、例えば、ウォルシュ−アダマール（Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ）コードなどを用いることができる。これにより、ＣＤＭ方式で多重化される４個のグループのＲＥを生成し、これら４個のＲＥグループのそれぞれで、それぞれのアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳをＦＤＭ方式で多重化することができる。

図２５乃至図２７は、４個のＣＳＩ−ＲＳが単一セルから伝送される場合におけるＣＳＩ−ＲＳ多重化の一例を説明するための図である。４個のＣＳＩ−ＲＳ多重化は、８個のＣＳＩ−ＲＳ多重化の部分集合でよい。すなわち、８個のＣＳＩ−ＲＳ多重化のために、図２３で説明したように、８個のＲＥ（２個の太い実線の正方形）を用いることができ、４個のＣＳＩ−ＲＳ多重化のためには、その部分集合（４個のＲＥ）を用いることができる。例えば、４個のＣＳＩ−ＲＳを、時間及び周波数領域で連続する４個のＲＥ単位（図２５乃至図２７の一つの太い実線の正方形）にマッピングすることができる。４個のＣＳＩ−ＲＳが多重化されるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、ＳＦＢＣ対として利用可能な周波数領域で連続する２個のＲＥ（ＳＦＢＣＲＥ対）の２個が時間領域で連続する形態と定義することができる。すなわち、時間／周波数領域で連続する４個のＲＥのグループ（一つの太い実線の正方形）を、一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループと定義することができる。これにより、図２６に示すように、１０個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターンを定義でき、４ＣＳＩ−ＲＳ伝送のために、１０個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターンのうち一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループを用いることができる。また、図２７（ａ）に示すように、ＣＳＩ−ＲＳマッピングは、奇数番目のリソースブロック及び偶数番目のリソースブロックにおいて時間領域でスワッピングされる方式でマッピングでき、これにより、２個のリソースブロックにわたって同一のＯＦＤＭシンボル上で４個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを伝送することができ、電力再割当を十分に活用することができる。また、図２７（ｂ）に示すように、ＣＳＩ−ＲＳマッピングは、一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ（太い実線の正方形）で２個のＣＳＩ−ＲＳをＦＤＭ方式で多重化し、時間領域にわたって長さ２の直交コードリソース（｛＋１，＋１｝及び｛＋１，−１｝）をかけることによって２個のＣＳＩ−ＲＳをＣＤＭ−Ｔ方式で多重化し、一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループで４ＣＳＩ−ＲＳを全て多重化して伝送することができる。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの設定、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループで複数個のＣＳＩ−ＲＳの多重化に対する具体的な内容は、前述した他の実施例で説明した内容と同一原理で説明することができ、重複する内容は明瞭性のために説明を省略する。

また、この実施例では、このようなＣＳＩ−ＲＳＲＥグループを、セルごとに時間シフト、周波数シフト、または時間及び周波数シフトすることを提案する。すなわち、一つのセルで用いられるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターンを、他のセルで時間及び／または周波数シフトされたパターンとして用いることができる。また、それぞれのセルは、毎伝送時点ごとにＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の候補においてＣＳＩ−ＲＳ伝送をホッピングすることができる。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の候補の例示は、図２６に示すように、１０個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の候補が存在できる。したがって、同時に１０個のセルが、互いに異なるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターンを用いることができる。

図２８乃至図３０は、４個のＣＳＩ−ＲＳが単一セルから伝送される場合におけるＣＳＩ−ＲＳ多重化の他の例を説明するための図である。４個のＣＳＩ−ＲＳ多重化は、８個のＣＳＩ−ＲＳ多重化の部分集合でよい。すなわち、８個のＣＳＩ−ＲＳ多重化のために、図２３で説明したように、８個のＲＥ（２個の太い実線の正方形）を用いることができ、４個のＣＳＩ−ＲＳ多重化のためには、その部分集合（４個のＲＥ）を用いることができる。例えば、図２８に示すように、４個のＣＳＩ−ＲＳを、同一のＯＦＤＭシンボル上に存在する４個のＣＳＩ−ＲＳＲＥにマッピングすることがきる。４個のＣＳＩ−ＲＳＲＥは、ＳＦＢＣ対として利用可能な周波数領域で連続する２個のＲＥ（ＳＦＢＣＲＥ対）の２個が、同一のＯＦＤＭシンボル上で４副搬送波だけ離れて配置される形態と定義することができる。このように定義される４個のＣＳＩ−ＲＳＲＥが、一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループを構成することができる。これにより、図２９に示すように、１３個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターンを定義でき、４ＣＳＩ−ＲＳ伝送のために、１３個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターンのうち一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループを用いることができる。また、図３０に示すように、一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ内で、４個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを、ＦＤＭ方式で多重化して伝送することができる。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの設定、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループで複数個のＣＳＩ−ＲＳの多重化に対する具体的な内容は、前述した他の実施例で説明した内容と同一原理で説明することができ、重複する内容は明瞭性のために説明を省略する。

また、この実施例では、このようなＣＳＩ−ＲＳＲＥグループをセルごとに時間シフト、周波数シフト、または時間及び周波数シフトすることを提案する。すなわち、一つのセルで用いられるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターンを、他のセルで時間及び／または周波数シフトされたパターンとして用いることができる。また、それぞれのセルは、毎伝送時点ごとにＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の候補においてＣＳＩ−ＲＳ伝送をホッピングすることができる。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の候補の例示は、図２９に示すように、１３個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の候補が存在できる。したがって、同時に１３個のセルが、相異なるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターンを用いることができる。

または、前述したように、４個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、８伝送ＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループのパターン（例えば、図２３のＣＳＩ−ＲＳＲＥパターン）の所定の部分集合と設定することができ、当該部分集合は、様々なＲＥ位置の集合と設定することができる。例えば、図３１に示すように、４個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、８個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターン（例えば、図２３のＣＳＩ−ＲＳＲＥパターン）において所定の副搬送波位置で２個の連続するＯＦＤＭシンボル上の２個のＲＥと、他の副搬送波位置（上記所定の副搬送波位置と５副搬送波だけ離れた副搬送波位置）で上記２個の連続するＯＦＤＭシンボル上の２個のＲＥと定義することもできる。一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは４個のＲＥで構成され、それぞれのＲＥで一つずつ４個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを伝送することができ、この場合、ＴＤＭ／ＦＤＭ方式で４個のＣＳＩ−ＲＳが多重化されると表現することができる。または、一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループにおいて、同じ副搬送波上に存在する２個のＲＥにわたって長さ２の直交コードを用いたＣＤＭ−Ｔ方式により、２個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを多重化でき、残り２個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳは、他の副搬送波上に存在する２個のＲＥにわたって長さ２の直交コードを用いたＣＤＭ−Ｔ方式で多重化できる。図３１のような４個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、一つのリソースブロック内で１０個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の候補が存在できる。一つのセルは、これら１０個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の候補から一つを選択し、他のセルは他の候補位置を選択することで、それぞれのセルが、重畳なく４個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを伝送することができる。

図３２及び図３３は、２個のＣＳＩ−ＲＳが単一セルから伝送される場合におけるＣＳＩ−ＲＳ多重化の一例を説明するための図である。２個のＣＳＩ−ＲＳ多重化は、８個のＣＳＩ−ＲＳ多重化の部分集合でよい。すなわち、８個のＣＳＩ−ＲＳ多重化のために、図２３で説明した通り、８個のＲＥ（２個の太い実線の正方形）を用いることができ、２個のＣＳＩ−ＲＳ多重化のためには、その部分集合（２個のＲＥ）を用いることができる。例えば、図３２に示すように、２個のＣＳＩ−ＲＳは、ＳＦＢＣ対として利用可能な周波数領域で連続する２個のＲＥ（ＳＦＢＣＲＥ対）と定義することができる。このように定義される２個のＣＳＩ−ＲＳＲＥが、一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループを構成できる。そのため、図３３に示すように、２６個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターンを定義でき、２ＣＳＩ−ＲＳ伝送のために、２６個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターンのうち一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループを用いることができる。また、一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ内で２個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳは、ＦＤＭ方式で多重化して伝送することができる。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの設定、ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループで複数個のＣＳＩ−ＲＳの多重化に対する具体的な内容は、前述した他の実施例で説明した内容と同じ原理により説明することができ、重複する内容は明瞭性のために説明を省略する。

また、この実施例では、このようなＣＳＩ−ＲＳＲＥグループをセルごとに時間シフト、周波数シフト、または時間及び周波数シフトすることを提案する。すなわち、一つのセルで用いられるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターンを、他のセルで時間及び／または周波数シフトされたパターンとして用いることができる。また、それぞれのセルは、毎伝送時点ごとにＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の候補においてＣＳＩ−ＲＳ伝送をホッピングすることができる。ＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の候補の例示は、図３３に示すように、２６個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の候補が存在できる。したがって、同時に２６個のセルが、互いに異なるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターンを用いることができる。

または、前述したように、２個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、８伝送ＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループのパターン（例えば、図２３のＣＳＩ−ＲＳＲＥパターン）の所定の部分集合と設定することができ、当該部分集合は、様々なＲＥ位置の集合と設定することができる。例えば、図３４に示すように、２個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、８個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループパターン（例えば、図２３のＣＳＩ−ＲＳＲＥパターン）において所定の副搬送波位置で２個の連続するＯＦＤＭシンボル上の２個のＲＥと定義されてもよい。一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは２個のＲＥで構成され、それぞれのＲＥで一つずつ２個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを伝送することができ、このような場合は、ＴＤＭ方式で２個のＣＳＩ−ＲＳが多重化されると表現することができる。または、一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループにおいて、同じ副搬送波上に存在する２個のＲＥにわたって長さ２の直交コードを用いたＣＤＭ−Ｔ方式により、２個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを多重化することができる。図３４のような２個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、一つのリソースブロック内で２０個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の候補が存在できる。一つのセルは、これら２０個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ位置の候補から一つを選択し、他のセルは他の候補位置を選択することで、それぞれのセルが、重畳なく２個のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを伝送することができる。

図３５は、ＣＳＩ−ＲＳ伝送方法及びチャネル情報獲得方法を説明する図である。

段階Ｓ３５１０で、基地局は、８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳ伝送のために、ダウンリンクサブフレームのデータ領域上で定義される複数個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループから一つを選択することができる。

複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループは、ダウンリンクサブフレーム上で伝送されるデータに対する送信ダイバーシティリソース要素対（例えば、ＳＦＢＣ対）がき損されないように定義されるとよい。例えば、複数個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、ダウンリンクサブフレームが一般ＣＰの構成を有する場合に、一つのリソースブロック内で８伝送アンテナに対して図２３における５個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループでよい。すなわち、複数個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループのそれぞれは、ＣＲＳ及びＤＭＲＳが配置されないリソース要素上で、連続する２個のＯＦＤＭシンボルの２個の連続する副搬送波位置、及び該２個の連続する副搬送波位置から４副搬送波だけ離れた他の２個の連続する副搬送波位置で定義することができる。このような複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループは、一つのＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループが、他のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループに対して時間及び周波数領域でシフトされたリソース要素位置と定義できる。

また、４個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされる複数個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、前述した８個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされる複数個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの部分集合と定義することができる。例えば、４伝送アンテナの場合に、複数個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、図２６における１０個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループ、または図３１における１０個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループでよい。または、４伝送アンテナに対して図２９における１３個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが用いられてもよい。

また、２個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされる複数個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループを、前述した８個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされる複数個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループの部分集合と定義することができる。例えば、２伝送アンテナの場合に、複数個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、図３４における２０個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループでよい。または、２伝送アンテナに対して図３３における２６個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループが用いられてもよい。

段階Ｓ３５２０で、基地局は、前述した複数個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループから選択された一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループに、８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳをマッピングすることができる。この時、８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳのうち、２個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳは、同じ副搬送波上の連続する２ＯＦＤＭシンボルにわたって長さ２の直交コードを用いてＣＤＭ−Ｔ方式で多重化することができる。

段階Ｓ３５３０で、基地局は、８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳのマッピングされたダウンリンクサブフレームを伝送することができる。

一つのサブフレームにおいて上記のようにして選択された一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループに、８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳをマッピングして伝送した場合に、他のサブフレームでは、この選択された一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループと異なるＣＳＩ−ＲＳＲＥグループに、８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳをマッピングして伝送することができる。

段階Ｓ３５４０で、端末は、基地局から、ダウンリンクサブフレームのデータ領域上で定義される複数個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループから選択された一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループに８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされたダウンリンクサブフレームを受信することができる。

段階Ｓ３５５０で、端末は、８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを用いて、それぞれのアンテナポートに対するチャネル情報を測定することができる。さらに、端末は、測定されたチャネル情報（チャネル状態情報（ＣＳＩ））を基地局にフィードバックすることができる。

図３５では、説明の明確性のために、基地局及び端末で実行される本発明の一実施例に係る方法を説明したが、その細部的な事項は、前述した本発明の様々な実施例で説明した内容が適用されてもよい。

図３６は、本発明に係る基地局装置及び端末装置を含む無線通信システムの好適な実施例の構成を示す図である。

基地局装置（ｅＮＢ）３６１０は、受信モジュール３６１１、伝送モジュール３６１２、プロセッサ３６１３、メモリー３６１４及びアンテナ３６１５を含むことができる。受信モジュール３６１１は、各種の信号、データ、情報などを端末などから受信することができる。伝送モジュール３６１２は、各種の信号、データ、情報などを端末などに伝送することができる。プロセッサ３６１３は、受信モジュール３６１１、伝送モジュール３６１２、メモリー３６１４及びアンテナ３６１５を含む基地局装置３６１０の全般動作を制御するように構成できる。アンテナ３６１５は、複数個のアンテナで構成することができる。

本発明の一実施例に係る基地局装置３６１０は、８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを伝送することができる。基地局装置のプロセッサ３６１３は、ダウンリンクサブフレームのデータ領域上で定義される複数個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループから一つを選択し、８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳをマッピングするように構成することができる。また、プロセッサ３６１３は、伝送モジュール３６１２を介して、８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳのマッピングされた上記ダウンリンクサブフレームを伝送するように構成することができる。複数個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループは、ダウンリンクサブフレーム上で伝送されるデータに対する送信ダイバーシティリソース要素対がき損されないように定義することができる。

プロセッサ３６１３は、その他にも、端末装置が受信した情報、外部に伝送する情報などを演算処理する機能を果たし、メモリー３６１４は、演算処理された情報などを所定時間記憶することができ、バッファー（図示せず）などの構成要素に代替されてもよい。

一方、端末装置（ＵＥ）３６２０は、受信モジュール３６２１、伝送モジュール３６２２、プロセッサ３６２３及びメモリー３６２４を含むことができる。受信モジュール３６２１は、各種の信号、データ、情報などを基地局などから受信することができる。伝送モジュール３６２２は、各種の信号、データ、情報などを基地局などに伝送することができる。プロセッサ３６２３は、受信モジュール３６２１、伝送モジュール３６２２、メモリー３６２４及びアンテナ３６２５を含む端末装置３６２０の全般動作を制御するように構成できる。アンテナ３６２５は、複数個のアンテナで構成できる。

本発明の一実施例に係る端末装置３６２０は、８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳからチャネル情報を測定することができる。端末装置のプロセッサ３６２３は、受信モジュール３６２１を介して、ダウンリンクサブフレームのデータ領域上で定義される複数個のＣＳＩ−ＲＳＲＥグループから選択された一つのＣＳＩ−ＲＳＲＥグループに８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされたダウンリンクサブフレームが受信されるように構成することができる。また、プロセッサ３６２３は、８以下のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを用いてそれぞれのアンテナポートに対するチャネル情報を測定するように構成することができる。複数個のＣＳＩ−ＲＳリソース要素グループは、ダウンリンクサブフレーム上で伝送されるデータに対する送信ダイバーシティリソース要素対がき損されないように定義することができる。

プロセッサ３６２３は、その他にも、端末装置が受信した情報、外部に伝送する情報などを演算処理する機能を果たし、メモリー３６３４は、演算処理された情報などを所定時間記憶することができ、バッファー（図示せず）などの構成要素に代替されてもよい。

上記の本発明の実施例は、様々な手段により具現することができる。例えば、本発明の実施例は、ハードウェア、ファームウェア（ｆｉｒｍｗａｒｅ）、ソフトウェアまたはそれらの結合などにより具現することができる。

ハードウェアによる具現の場合、本発明の実施例に係る方法は、一つまたはそれ以上のＡＳIＣｓ（ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎＳｐｅｃｉｆｉｃＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔｓ）、ＤＳＰｓ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒｓ）、ＤＳＰＤｓ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＤｅｖｉｃｅｓ）、ＰＬＤｓ（ＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＬｏｇｉｃＤｅｖｉｃｅｓ）、ＦＰＧＡｓ（ＦｉｅｌｄＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙｓ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどにより具現することができる。

ファームウェアやソフトウェアによる具現の場合、本発明の実施例に係る方法は、以上で説明された機能または動作を行うモジュール、手順または関数などの形態とすることができる。ソフトウェアコードはメモリーユニットに記憶し、プロセッサで駆動することができる。メモリーユニットは、プロセッサの内部または外部に設けられて、既に公知の様々な手段によりプロセッサとデータを授受することができる。

以上開示された本発明の好ましい実施例についての詳細な説明は、当業者が本発明を具現して実施できるように提供された。以上では本発明の好適な実施例を参照して説明したが、当該技術の分野における熟練した当業者には、本発明の領域から逸脱しない範囲内で本発明を様々に修正及び変更できるということが理解されるであろう。例えば、当業者は、上記の実施例に記載された各構成を互いに組み合わせる方式で用いることができる。したがって、本発明は、ここに開示されている実施形態に制限されるものではなく、ここに開示されている原理及び新規な特徴と一致する最も広い範囲を与えるためのものである。

本発明は、本発明の精神及び必須特徴から逸脱することなく、他の特定の形態に具体化できる。そのため、上記の詳細な説明はいずれの面においても制約的に解釈してはならず、例示的なものとして考慮しなければならない。本発明の範囲は、添付した請求項の合理的解釈により定めなければならず、本発明の等価的範囲内における変更はいずれも本発明の範囲に含まれる。本発明は、ここに開示されている実施形態に制限されるものではなく、ここに開示されている原理及び新規な特徴と一致する最も広い範囲を有するものである。また、特許請求の範囲で明示的な引用関係を有しない請求項を結合して実施例を構成したり、出願後の補正により新しい請求項として含めることができる。

３６１１，３６２１受信モジュール
３６１２，３６２２伝送モジュール
３６１３，３６２３プロセッサ
３６１４，３６２４メモリー
３６１５，３６２５アンテナ

Claims

８個以下のアンテナポートに対するチャネル状態情報−参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ）を伝送する方法であって、
ダウンリンクサブフレーム内で前記ＣＳＩ−ＲＳを受信端に伝送するステップと、
前記ＣＳＩ−ＲＳに基づいて測定されたチャネル状態情報を前記受信端から受信するステップと、
を有し、
前記ＣＳＩ−ＲＳは、５つのリソース要素（ＲＥ）セット候補の内の１つのＲＥセットにマッピングされ、各ＲＥセットは８つのＲＥを有し、各ＲＥは、１ＯＦＤＭシンボル内の１つの副搬送波で定義され、
前記ダウンリンクサブフレーム内の１４のＯＦＤＭシンボルと１２の副搬送波で定義されるリソース領域内において、８個のアンテナポートに対する前記５つのＲＥセット候補のそれぞれは、前記８つのＲＥを含み、
前記８個のアンテナポートに対する前記５つのＲＥセット候補のそれぞれ内の前記８つのＲＥは、２つの連続するＯＦＤＭシンボル内の２つの連続する副搬送波上の４つのＲＥと前記２つの連続するＯＦＤＭシンボル内の他の２つの連続する副搬送波上の他の４つのＲＥとを含み、
前記４つのＲＥは、前記他の４つのＲＥから４副搬送波だけ離れている、ＣＳＩ−ＲＳ伝送方法。
４個のアンテナポートに対する複数のＲＥセット候補は、前記８個のアンテナポートに対する前記５つのＲＥセット候補の部分集合として定義される、請求項１に記載のＣＳＩ−ＲＳ伝送方法。
２個のアンテナポートに対する複数のＲＥセット候補は、前記４個のアンテナポートに対する前記５つのＲＥセット候補の部分集合として定義される、請求項２に記載のＣＳＩ−ＲＳ伝送方法。
前記５つのＲＥセット候補の１つのＲＥセット候補は、時間領域および周波数領域の少なくとも１つにおいて、他のＲＥセット候補に対してシフトされる、請求項１に記載のＣＳＩ−ＲＳ伝送方法。
前記８個以下のアンテナポートに対する前記ＣＳＩ−ＲＳの内の２個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳは、同じ副搬送波上の２つの連続するＯＦＤＭシンボル上で、長さ２の直交コードを用いてコード分割多重化方式で多重化される、請求項１に記載のＣＳＩ−ＲＳ伝送方法。
８個以下のアンテナポートに対するチャネル状態情報−参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ）からチャネル状態情報を測定する方法であって、
ダウンリンクサブフレーム内で前記ＣＳＩ−ＲＳを送信端から受信するステップと、
前記８個以下のアンテナポートに対する前記ＣＳＩ−ＲＳに基づいて前記チャネル状態情報を測定するステップと、
前記測定されたチャネル状態情報を前記送信端に伝送するステップと、
を有し、
前記ＣＳＩ−ＲＳは、５つのリソース要素（ＲＥ）セット候補の内の１つのＲＥセットにマッピングされ、各ＲＥセットは８つのＲＥを有し、各ＲＥは、１ＯＦＤＭシンボル内の１つの副搬送波で定義され、
前記ダウンリンクサブフレーム内の１４のＯＦＤＭシンボルと１２の副搬送波で定義されるリソース領域内において、８個のアンテナポートに対する前記５つのＲＥセット候補のそれぞれは、前記８つのＲＥを含み、
前記８個のアンテナポートに対する前記５つのＲＥセット候補のそれぞれ内の前記８つのＲＥは、２つの連続するＯＦＤＭシンボル内の２つの連続する副搬送波上の４つのＲＥと前記２つの連続するＯＦＤＭシンボル内の他の２つの連続する副搬送波上の他の４つのＲＥとを含み、
前記４つのＲＥは、前記他の４つのＲＥから４副搬送波だけ離れている、チャネル状態情報測定方法。
４個のアンテナポートに対する複数のＲＥセット候補は、前記８個のアンテナポートに対する前記５つのＲＥセット候補の部分集合として定義される、請求項６に記載のチャネル状態情報測定方法。
２個のアンテナポートに対する複数のＲＥセット候補は、前記４個のアンテナポートに対する前記５つのＲＥセット候補の部分集合として定義される、請求項７に記載のチャネル状態情報測定方法。
前記５つのＲＥセット候補の１つのＲＥセット候補は、時間領域および周波数領域の少なくとも１つにおいて、他のＲＥセット候補に対してシフトされる、請求項６に記載のチャネル状態情報測定方法。
前記８個以下のアンテナポートに対する前記ＣＳＩ−ＲＳの内の２個のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳは、同じ副搬送波上の２つの連続するＯＦＤＭシンボル上で、長さ２の直交コードを用いてコード分割多重化方式で多重化される、請求項６に記載のチャネル状態情報測定方法。
８個以下のアンテナポートに対するチャネル状態情報−参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ）を伝送する基地局であって、
端末からアップリンク信号を受信するよう構成された受信モジュールと、
前記端末にダウンリンク信号を伝送するよう構成された伝送モジュールと、
前記受信モジュール及び前記伝送モジュールを含む基地局を制御するよう構成されたプロセッサと、
を備え、
前記プロセッサは、前記伝送モジュールを用いて、ダウンリンクサブフレーム内で前記ＣＳＩ−ＲＳを前記端末に伝送し、前記受信モジュールを用いて、前記ＣＳＩ−ＲＳに基づいて測定されたチャネル状態情報を前記端末から受信するように構成され、
前記ＣＳＩ−ＲＳは、５つのリソース要素（ＲＥ）セット候補の内の１つのＲＥセットにマッピングされ、各ＲＥセットは８つのＲＥを有し、各ＲＥは、１ＯＦＤＭシンボル内の１つの副搬送波で定義され、
前記ダウンリンクサブフレーム内の１４のＯＦＤＭシンボルと１２の副搬送波で定義されるリソース領域内において、８個のアンテナポートに対する前記５つのＲＥセット候補のそれぞれは、前記８つのＲＥを含み、
前記８個のアンテナポートに対する前記５つのＲＥセット候補のそれぞれ内の前記８つのＲＥは、２つの連続するＯＦＤＭシンボル内の２つの連続する副搬送波上の４つのＲＥと前記２つの連続するＯＦＤＭシンボル内の他の２つの連続する副搬送波上の他の４つのＲＥとを含み、
前記４つのＲＥは、前記他の４つのＲＥから４副搬送波だけ離れている、基地局。
８個以下のアンテナポートに対するチャネル状態情報−参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ）からチャネル状態情報を測定する端末であって、
基地局からダウンリンク信号を受信するよう構成された受信モジュールと、
前記基地局にアップリンク信号を伝送するよう構成された伝送モジュールと、
前記受信モジュール及び前記伝送モジュールを含む端末を制御するよう構成されたプロセッサと、
を備え、
前記プロセッサは、前記受信モジュールを用いて、ダウンリンクサブフレーム内で前記ＣＳＩ−ＲＳを前記基地局から受信し、前記８個以下のアンテナポートに対する前記ＣＳＩ−ＲＳに基づいて前記チャネル状態情報を測定し、前記伝送モジュールを用いて、前記測定されたチャネル状態情報を前記基地局に伝送するように構成され、
前記ＣＳＩ−ＲＳは、５つのリソース要素（ＲＥ）セット候補の内の１つのＲＥセットにマッピングされ、各ＲＥセットは８つのＲＥを有し、各ＲＥは、１ＯＦＤＭシンボル内の１つの副搬送波で定義され、
前記ダウンリンクサブフレーム内の１４のＯＦＤＭシンボルと１２の副搬送波で定義されるリソース領域内において、８個のアンテナポートに対する前記５つのＲＥセット候補のそれぞれは、前記８つのＲＥを含み、
前記８個のアンテナポートに対する前記５つのＲＥセット候補のそれぞれ内の前記８つのＲＥは、２つの連続するＯＦＤＭシンボル内の２つの連続する副搬送波上の４つのＲＥと前記２つの連続するＯＦＤＭシンボル内の他の２つの連続する副搬送波上の他の４つのＲＥとを含み、
前記４つのＲＥは、前記他の４つのＲＥから４副搬送波だけ離れている、端末。