KR20130106260A

KR20130106260A - 다중 사용자 mimo(mu-mimo) 방식을 지원하는 무선 통신 시스템에서 신호 수신 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20130106260A
Application number: KR1020120131559A
Authority: KR
Inventors: 손혁민; 김영삼; 장준
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2012-03-19
Filing date: 2012-11-20
Publication date: 2013-09-27

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 구체적으로는 MU-MIMO 방식을 지원하는 무선 통신 시스템에서 수신 신호에 대한 신호-대-간섭및잡음비(SINR)를 최대화하는 신호 수신 방법 및 장치에 대한 것이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 사용자 MIMO(MU-MIMO) 방식을 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말의 신호 수신 방법은 기지국으로부터의 수신 신호에 포함된 참조 신호를 기초로 채널 행렬을 산출하는 단계; 상기 채널 행렬에 의하여 형성되는 벡터 공간에서 최대의 채널 이득(gain)을 가지는 제1 벡터를 산출하는 단계; 프리코딩 코드북을 이용하여 상기 채널 행렬과의 양자화 오차를 최소화하는 제2 벡터를 결정하는 단계; 상기 제1 벡터 및 제2 벡터 사이에 위치하며, 상기 수신 신호에 대한 신호-대-간섭및잡음비(SINR)가 최대가 되는 유효 채널을 지시하는 제3 벡터를 산출하는 단계; 및 상기 제3 벡터를 기초로 결정된 수신 가중치 벡터를 이용하여 상기 수신 신호를 처리하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

다중 사용자 ＭＩＭＯ(ＭＵ-ＭＩＭＯ) 방식을 지원하는 무선 통신 시스템에서 신호 수신 방법 및 장치{APPARATUS AND METHOD FOR RECEIVING SIGNAL IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM SUPPORTING MU-MIMO}

이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 구체적으로는 MU-MIMO 방식을 지원하는 무선 통신 시스템에서 수신 신호에 대한 신호-대-간섭및잡음비(SINR)를 최대화하는 신호 수신 방법 및 장치에 대한 것이다.

무선 통신 시스템에서 데이터 전송 효율을 높이기 위한 방법의 하나로 다중 입출력(MIMO: Multi-Input Multi-Output) 기술을 들 수 있다. MIMO 방식은 여러 사용자에게 각각의 데이터를 전송할 때 동일 대역을 이용하여 동시에 데이터 전송이 가능한지 여부에 따라 단일 사용자-MIMO (Single User-MIMO; SU-MIMO) 방식과 다중 사용자-MIMO (Multi User-MIMO; MU-MIMO) 방식으로 구분할 수 있다. 동일 대역을 이용하여 동시에 여러 사용자에게 서로 다른 데이터를 전송할 수 있는 MU-MIMO 방식은 다중 사용자 다이버시티(diversity) 이득 및 공간 다중화 이득에 의해 SU-MIMO 방식보다 더 높은 주파수 효율을 얻을 수 있는 것으로 알려져 있다.

MU-MIMO 시스템은 기지국이 채널 상황을 모르는 상태로 통신하는 개루프 방식과, 기지국이 단말로부터 피드백된 채널 정보를 참조하여 통신하는 폐루프 방식으로 구분할 수 있다. 일반적으로 각 송신 안테나별로 채널 상태에 따라 독립적인 변조 및 코딩 기법을 적용하여 이론적 전송 용량에 근접할 수 잇는 폐루프 방식이 주로 이용된다.

폐루프 방식 MU-MIMO 시스템에서, 단말은 기지국으로 채널 정보를 전송하기 위해 코드북을 이용할 수 있다. 코드북을 구성하는 각각의 코드워드는 기지국과 단말 사이에 형성된 채널에 대한 각각의 서로 다른 채널 상태를 나타낸다. 단말은 기지국으로부터 수신한 참조 신호를 이용하여 채널을 추정(channel estimation)하고, 추정된 채널에 상응하는 코드워드를 선택한 후 이에 대한 인덱스를 기지국으로 피드백하여 기지국에게 채널 상태를 알린다. 기지국이 코드북의 각 열 벡터를 빔포밍 벡터로 하여 빔포밍한 경우, 단말은 다운링크 채널의 품질을 계산하고 다운링크 채널 품질 지시자를 생성한다. 다음으로, 가장 양호한 다운링크 채널 품질 지시자에 대응하는 열 벡터의 위치와 그에 따른 다운링크 채널 품질 지시자를 기지국으로 피드백한다.

코드북을 이용한 빔포밍 방법의 예로서, ZFBF(Zero Forcing BeamForming) 방식을 들 수 있다. ZFBF 방식은 단말이 참조 신호로부터 추정한 채널에 가장 유사한 양자화 벡터(quantization vector)를 코드북에서 선택하여 전송한다. 설명의 편의를 위하여 랭크(rank)와 무관하게 코드북에 있는 i번째 양자화 벡터를 q_i로 정의하면, 아래의 수학식에 의하여 양자화 벡터를 선택할 수 있다.

여기서, arg max f(x)는 f(x)가 최대값을 가지게 하는 x의 값을 나타낸다. H_k는 제k 단말의 채널 벡터를 나타낸다. 각 단말은 상기 과정을 통하여 최상의 양자화 벡터 인덱스를 기지국으로 전송한다. 기지국은 수신한 양자화 벡터 인덱스를 이용하여 서비스할 단말을 선택한다. 이때, 기지국이 M개의 단말을 선택하여 서비스한다면(즉, 1≤k≤M), ZFBF 방식의 가중치 벡터(weight vector)는 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서, 선택된 양자화 벡터들의 집합(set)이 정방 행렬이 아닌 경우, 의사역(pseudo inverse) 연산이 적용된다. 따라서 행렬 W의 정규화(normalized) 열(column) 들이 제k 단말의 ZFBF가중치 벡터가 된다.

본 발명은, MU-MIMO 방식을 지원하는 무선 통신 시스템에서 수신 신호에 대한 신호-대-간섭및잡음비(SINR)를 최대화하는 신호 수신 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.

상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 사용자 MIMO(MU-MIMO) 방식을 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말의 신호 수신 방법은 기지국으로부터의 수신 신호에 포함된 참조 신호를 기초로 채널 행렬을 산출하는 단계; 상기 채널 행렬에 의하여 형성되는 벡터 공간에서 최대의 채널 이득(gain)을 가지는 제1 벡터를 산출하는 단계; 프리코딩 코드북을 이용하여 상기 채널 행렬과의 양자화 오차를 최소화하는 제2 벡터를 결정하는 단계; 상기 제1 벡터 및 제2 벡터 사이에 위치하며, 상기 수신 신호에 대한 신호-대-간섭및 잡음비(SINR)가 최대가 되는 유효 채널을 지시하는 제3 벡터를 산출하는 단계; 및 상기 제3 벡터를 기초로 결정된 수신 가중치 벡터를 이용하여 상기 수신 신호를 처리하는 단계를 포함할 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 다중 사용자 MIMO(MU-MIMO) 방식을 지원하는 무선 통신 시스템에서 신호를 수신하는 단말은, RF(Radio Frequency) 유닛; 및 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는 기지국으로부터의 수신 신호에 포함된 참조 신호를 기초로 채널 행렬을 산출하고, 상기 채널 행렬에 의하여 형성되는 벡터 공간에서 최대의 채널 이득(gain)을 가지는 제1 벡터를 산출하고, 상기 채널 행렬과의 양자화 오차를 최소화하는 프리코딩 코드북을 이용하여 제2 벡터를 결정하고, 상기 제1 벡터 및 제2 벡터 사이에 위치하며, 상기 수신 신호에 대한 신호-대-간섭및잡음비(SINR)가 최대가 되는 유효 채널을 지시하는 제3 벡터를 산출하고, 상기 제3 벡터를 기초로 결정된 수신 가중치 벡터를 이용하여 상기 수신 신호를 처리하도록 구성될 수 있다.

본 발명의 실시예들에 대해서 이하의 사항이 공통으로 적용될 수 있다.

상기 SINR은 다음 수학식 A와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 A]

여기서, p _k 는 상기 수신 신호의 전력을 나타내고, θ _k 는 상기 제1 벡터와 제3 벡터 사이의 사이각을 나타내고, h _k 는 상기 유효 채널에 대한 벡터를 나타낸다.

상기 제1 벡터는 상기 채널 행렬이 SVD(Singular Value Decomposition) 방식에 의하여 다음 수학식 B와 같이 분해되는 경우, 행렬 V _k 에서 가장 큰 특이값(singular value)에 대응하는 벡터일 수 있다.

[수학식 B]

여기서, H _k 는 상기 채널 행렬을 나타내고, 상기 행렬 U _k 와 V _k 는 서로 직교하고, 행렬 S _k 는 특이값으로 이루어진 대각 행렬(diagonal matrix)을 나타낸다.

상기 제1 벡터는 다음 수학식 C와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 C]

여기서,

는 상기 제1 벡터를 나타내고, H _k 는 상기 채널 행렬을 나타내고, 다음 수학식 D가 만족된다.

[수학식 D]

여기서,

는 상기 프리코딩 코드북에 따른 양자화 벡터를 나타낸다.

상기 제2 벡터는 상기 기지국의 안테나 수가 상기 단말의 안테나 수보다 많은 경우 다음 수학식 E와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 E]

여기서,

는 상기 제2 벡터를 나타내고, p _k 는 상기 수신 신호의 전력을 나타내고, 벡터 q 는 상기 프리코딩 코드북에 따른 양자화 벡터를 나타내고, 벡터

는 상기 채널 행렬로 사영된 상기 양자화 벡터를 나타내고,

는 상기 채널 행렬의 j 번째 우-특이(right-singular) 벡터에 해당하는 특이값(singular value)을 나타내고,

는 상기 양자화 벡터와 상기 우-특이 벡터의 사이각을 나타내고, r은 상기 채널 행렬의 랭크(rank)를 나타낸다.

상기 제2 벡터는 상기 기지국의 안테나 수가 상기 단말의 안테나 수보다 적거나 같은 경우 다음 수학식 F와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 F]

여기서,

는 상기 제2 벡터를 나타내고, 벡터 q 는 상기 프리코딩 코드북에 따른 양자화 벡터를 나타내고,

상기 기지국의 안테나 수가 상기 단말의 안테나 수보다 적거나 같은 경우, 상기 제1 벡터와 제3 벡터의 사이각은 다음 수학식 G와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 G]

여기서,

는 상기 사이각을 나타내고, p _k 는 상기 수신 신호의 전력을 나타내고,

는 상기 채널 행렬의 j 번째 우-특이(right-singular) 벡터를 나타내고,

는 상기 우-특이(right-singular) 벡터에 해당하는 특이값(singular value)을 나타내고,

는 상기 제1 벡터와 제2 벡터 사이의 사이각을 나타내고,

는 상기 제1 벡터와 제3 벡터의 사이각을 나타내고, 와

는 단위 유효 채널 벡터가 분해된 것을 나타낸다.

상기 기지국의 안테나 수가 상기 단말의 안테나 수보다 큰 경우, 상기 제1 벡터와 제3 벡터의 사이각은 다음 수학식 H와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 H]

여기서,

는 상기 제1 벡터와 제2 벡터 사이의 사이각을 나타내고,

는 상기 제1 벡터와 제3 벡터의 사이각을 나타내고,

와

는 단위 유효 채널 벡터가 분해된 것을 나타낸다.

상기 수신 가중치 벡터는 다음 수학식 I와 같이 표현될 수 있다.

[수학식 I]

여기서, u _k는 상기 수신 가중치 벡터를 나타내고, H _k 는 상기 채널 행렬을 나타내고,

은 상기 제3 벡터를 나타낸다.

본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적인 것이며, 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다.

상술한 바와 같은 본 발명의 각 실시형태에 따를 경우, MU-MIMO 방식을 지원하는 무선 통신 시스템에서 수신 신호에 대한 신호-대-간섭및잡음비(SINR)를 최대화하는 신호 수신 방법 및 장치를 제공할 수 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 하향링크 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 2는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
도 6은 기존의 CRS 및 DRS의 패턴을 나타내는 도면이다.
도 7은 DM RS 패턴의 일례를 나타내는 도면이다.
도 8은 CSI-RS 패턴의 예시들을 나타내는 도면이다.
도 9는 본 발명에 따른 신호 수신 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 10은 본 발명에 따른 제3 벡터의 산출 방법의 일례를 나타내는 도면이다.
도 11은 기지국의 안테나 수가 단말의 안테나 수보다 적거나 같은 경우의 제3 벡터를 나타내는 도면이다.
도 12는 기지국의 안테나 수가 단말의 안테나 수보다 큰 경우의 제3 벡터를 나타내는 도면이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 예시한다.

이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.

본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서, 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.

즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트(AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말(Terminal)'은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.

이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격(WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격(WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 LTE-A 표준을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.

도 1을 참조하여 하향링크 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다.

셀룰라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서, 상/하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (Subframe) 단위로 이루어지며, 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.

도 1은 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브 프레임은 시간 영역(time domain)에서 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 하고, 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(Resource Block; RB)을 포함한다. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 OFDMA 를 사용하므로, OFDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. OFDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록(Resource Block; RB)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수개의 연속적인 부반송파(subcarrier)를 포함할 수 있다.

하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 CP(Cyclic Prefix)의 구성(configuration)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어, OFDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. OFDM 심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우, 한 OFDM 심볼의 길이가 늘어나므로, 한 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에, 예를 들어, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우, 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가 사용될 수 있다.

일반 CP가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하므로, 하나의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때, 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 OFDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고, 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.

무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 2는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다. 이는 OFDM 심볼이 일반 CP로 구성된 경우이다. 도 2를 참조하면, 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원블록은 12 부반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 제한되는 것은 아니다. 자원 그리드 상의 각 요소(element)를 자원요소(RE)라 한다. 예를 들어, 자원 요소 a(k,1)은 k번째 부반송파와 l번째 OFDM 심볼에 위치한 자원 요소가 된다. 일반 CP의 경우에, 하나의 자원블록은 12×7 자원요소를 포함한다 (확장된 CP의 경우에는 12×6 자원요소를 포함한다). 각 부반송파의 간격은 15kHz이므로, 하나의 자원블록은 주파수영역에서 약 180kHz을 포함한다. NDL은 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수이다. NDL의 값은 기지국의 스케줄링에 의해 설정되는 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 따라 결정될 수 있다.

도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브 프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널(Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 전송의 기본 단위는 하나의 서브프레임이 된다. 즉, 2 개의 슬롯에 걸쳐 PDCCH 및 PDSCH가 할당된다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는, 예를 들어, 물리제어포맷지시자채널(Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH), 물리하향링크제어채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH), 물리HARQ지시자채널(Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 응답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보(Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널(DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷, 상향링크공유채널(UL-SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널(PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답(Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소(Control Channel Element; CCE)의 조합으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대응한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 순환잉여검사(Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자(Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자(Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보(보다 구체적으로, 시스템 정보 블록(SIB))에 대한 것이면, 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속응답을 나타내기 위해, 임의접속-RNTI(RA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.

도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널(Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널(Physical uplink shared channel; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서, 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍(RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수-호핑(frequency-hopped)된다고 한다.

다중안테나(MIMO) 시스템의 모델링

MIMO((Multiple Input Multiple Output) 시스템은 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시키는 시스템이다. MIMO 기술은 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고, 복수개의 안테나를 통해 수신되는 복수개의 데이터 조각들을 조합하여 전체 데이터를 수신할 수 있다.

MIMO 기술에는 공간 다이버시티(Spatial diversity) 기법과 공간 다중화(Spatial multiplexing) 기법 등이 있다. 공간 다이버시티 기법은 다이버시티 이득(gain)을 통해 전송 신뢰도(reliability)를 높이거나 셀 반경을 넓힐 수 있어, 고속으로 이동하는 단말에 대한 데이터 전송에 적합하다. 공간 다중화 기법은 서로 다른 데이터를 동시에 전송함으로써 시스템의 대역폭을 증가시키지 않고 데이터 전송률을 증가시킬 수 있다.

도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다. 도 5(a)에 도시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 NT 개로, 수신 안테나의 수를 NR 개로 늘리면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서, 전송 레이트를 향상시키고 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량이 증가함에 따라, 전송 레이트는 이론적으로 단일 안테나 이용시의 최대 전송 레이트(Ro)에 레이트 증가율(Ri)이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.

예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후 이를 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있다. 또한, 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발히 연구가 진행되고 있다.

다중안테나 시스템에서의 통신 방법을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구체적으로 설명한다. 상기 시스템에는 NT개의 송신 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재한다고 가정한다.

송신 신호를 살펴보면, NT개의 송신 안테나가 있는 경우 전송 가능한 최대 정보는 NT개이다. 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.

각각의 전송 정보

는 전송 전력이 다를 수 있다. 각각의 전송 전력을

라고 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.

또한,

는 전송 전력의 대각행렬 P 를 이용해 다음과 같이 표현될 수 있다.

전송전력이 조정된 정보 벡터(information vector)

에 가중치 행렬 W가 적용되어 실제 전송되는 NT개의 송신신호

가 구성되는 경우를 고려해 보자. 가중치 행렬 W는 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 한다.

는 벡터 X를 이용하여 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기에서,

는 i번째 송신 안테나와 j번째 정보간의 가중치를 의미한다. W는 프리코딩 행렬이라고도 불린다.

한편, 송신신호 x 는 2 가지 경우(예를 들어, 공간 다이버시티 및 공간 다중화)에 따라 다른 방법으로 고려될 수 있다. 공간 다중화의 경우, 상이한 신호가 다중화되고 다중화된 신호가 수신측으로 전송되어, 정보 벡터(들)의 요소(element)가 상이한 값을 가진다. 한편, 공간 다이버시티의 경우에는, 동일한 신호가 복수개의 채널 경로를 통하여 반복적으로 전송되어, 정보 벡터(들)의 요소가 동일한 값을 가진다. 물론, 공간 다중화 및 공간 다이버시티 기법의 조합 역시 고려할 수 있다. 즉, 동일한 신호가 예를 들어 3 개의 전송 안테나를 통해 공간 다이버시티 기법에 따라 전송되고, 나머지 신호들은 공간 다중화되어 수신측으로 전송될 수도 있다.

NR 개의 수신 안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호

은 벡터로 다음과 같이 표현될 수 있다.

다중안테나 무선 통신 시스템에서 채널을 모델링하는 경우, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을

로 표시하기로 한다.

에서, 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신 안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.

도 5(b)에 NT 개의 송신 안테나에서 수신 안테나 i로의 채널을 도시하였다. 상기 채널을 묶어서 벡터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 도 5(b)에서, 총 NT 개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

따라서, NT개의 송신 안테나로부터 NR 개의 수신 안테나로 도착하는 모든 채널은 다음과 같이 표현될 수 있다.

실제 채널에는 채널 행렬 H를 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다. NR 개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음

은 다음과 같이 표현될 수 있다.

상술한 수식 모델링을 통해 수신신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.

채널 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나의 수에 의해 결정된다. 채널 행렬 H에서 행의 수는 수신 안테나의 수 NR과 같고, 열의 수는 송신 안테나의 수 NT와 같다. 즉, 채널 행렬 H는 행렬이 NR×NT된다.

행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수 보다 클 수 없다. 채널 행렬 H의 랭크

는 다음과 같이 제한된다.

MIMO 전송에 있어서 '랭크(Rank)' 는 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어(layer)의 개수' 는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 랭크수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 랭크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.

참조 신호 (Reference Signal; RS)

무선 통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 전송되는 패킷은 무선 채널을 통해서 전송되기 때문에 전송과정에서 신호의 왜곡이 발생할 수 있다. 왜곡된 신호를 수신측에서 올바로 수신하기 위해서는 채널 정보를 이용하여 수신 신호에서 왜곡을 보정하여야 한다. 채널 정보를 알아내기 위해서, 송신측과 수신측에서 모두 알고 있는 신호를 전송하여, 상기 신호가 채널을 통해 수신될 때의 왜곡 정도를 가지고 채널 정보를 알아내는 방법을 주로 사용한다. 상기 신호를 파일럿 신호 (Pilot Signal) 또는 참조 신호 (Reference Signal)라고 한다.

다중안테나를 사용하여 데이터를 송수신하는 경우에는 각 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 상황을 알아야 올바른 신호를 수신할 수 있다. 따라서, 각 송신 안테나 별로 별도의 참조 신호가 존재하여야 한다.

이동 통신 시스템에서 참조신호(RS)는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 하나는 채널 정보 획득을 위해 사용되는 RS이고, 다른 하나는 데이터 복조를 위해 사용되는 RS이다. 전자는 단말이 하향 링크 채널 정보를 획득하도록 하기 위한 RS이므로 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브프레임에서 하향링크 데이터를 수신하지 않는 단말이라도 해당 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 이러한 RS는 핸드 오버 등을 위한 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 자원에 함께 보내는 RS로서, 단말은 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이러한 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.

기존의 3GPP LTE(예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-8) 시스템에서는 유니캐스트(unicast) 서비스를 위해서 2 가지 종류의 하향링크 RS 를 정의한다. 그 중 하나는 공용 참조신호(Common RS; CRS)이고, 다른 하나는 전용 참조신호(Dedicated RS; DRS) 이다. CRS 는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등을 위한 측정 등을 위해서 사용되고, 셀-특정(cell-specific) RS 라고 칭할 수도 있다. DRS 는 데이터 복조를 위해 사용되고, 단말-특정(UE-specific) RS 라고 칭할 수도 있다. 기존의 3GPP LTE 시스템에서 DRS 는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다 사용될 수 있다.

CRS는 셀-특정으로 전송되는 RS 이며, 광대역(wideband)에 대해서 매 서브프레임마다 전송된다. CRS는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대해서 전송될 수 있다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 1번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고, 네 개인 경우 0∼3 번 안테나 포트에 대한 CRS가 각각 전송된다.

도 6은 기지국이 4 개의 전송 안테나를 지원하는 시스템에서 하나의 자원 블록 (일반 CP 의 경우, 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 × 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 CRS 및 DRS의 패턴을 나타내는 도면이다. 도 6에서 'R0', 'R1', 'R2' 및 'R3' 로 표시된 자원 요소(RE)는, 각각 안테나 포트 인덱스 0, 1, 2 및 3에 대한 CRS의 위치를 나타낸다. 한편, 도 6에서 'D'로 표시된 자원 요소는 LTE 시스템에서 정의되는 DRS의 위치를 나타낸다.

LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서는, 하향링크에서 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있다. 따라서, 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서의 하향링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대해서만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트들에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS로서, 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 고려되어야 한다.

LTE-A 시스템을 설계함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 역방향 호환성(backward compatibility)이다. 역방향 호환성이란, 기존의 LTE 단말이 LTE-A 시스템에서도 올바르게 동작하도록 지원하는 것을 의미한다. RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE 표준에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS를 추가하는 경우, RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서, 최대 8 안테나 포트에 대한 RS를 새롭게 설계함에 있어서 RS 오버헤드를 줄이는 것이 고려되어야 한다.

LTE-A 시스템에서 새롭게 도입되는 RS는 크게 2 가지로 분류할 수 있다. 그 중 하나는 전송 랭크, 변조및코딩기법(Modulation and Coding Scheme; MCS), 프리코딩행렬인덱스(Precoding Matrix Index; PMI) 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS인 채널상태정보-참조신호(Channel State Information RS; CSI-RS)이고, 다른 하나는 최대 8 개의 전송 안테나를 통해 전송되는 데이터를 복조하기 위한 목적의 RS 인 복조-참조신호(DeModulation RS; DM RS)이다.

채널 측정 목적의 CSI-RS는, 기존의 LTE 시스템에서의 CRS가 채널 측정, 핸드오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리, 채널 측정 위주의 목적을 위해서 설계되는 특징이 있다. 물론 CSI-RS 역시 핸드오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI-RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로, 기존의 LTE 시스템에서의 CRS와 달리, 매서브프레임마다 전송되지 않아도 된다. 따라서, CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI-RS는 시간 축 상에서 간헐적으로(예를 들어, 주기적으로) 전송되도록 설계될 수 있다.

만약 어떤 하향링크 서브프레임 상에서 데이터가 전송되는 경우에는, 데이터 전송이 스케줄링된 단말에게 전용으로(dedicated) DM RS가 전송된다. 특정 단말 전용의 DM RS는, 해당 단말이 스케줄링된 자원영역, 즉 해당 단말에 대한 데이터가 전송되는 시간-주파수 영역에서만 전송되도록 설계될 수 있다.

도 7 은 LTE-A 시스템에서 정의되는 DM RS 패턴의 일례를 나타내는 도면이다. 도 7에서는 하향링크 데이터가 전송되는 하나의 자원블록(일반 CP 의 경우, 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 × 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 DM RS 가 전송되는 자원요소의 위치를 나타낸다. DM RS 는 LTE-A 시스템에서 추가적으로 정의되는 4 개의 안테나 포트(안테나 포트 인덱스 7, 8, 9 및 10)에 대하여 전송될 수 있다. 서로 다른 안테나 포트에 대한 DM RS 는 상이한 주파수 자원(부반송파) 및/또는 상이한 시간 자원(OFDM 심볼)에 위치하는 것으로 구분될 수 있다(즉, FDM 및/또는 TDM 방식으로 다중화될 수 있다). 또한, 동일한 시간-주파수 자원 상에 위치하는 서로 다른 안테나 포트에 대한 DM RS 들은 서로 직교 코드(orthogonal code)에 의해서 구분될 수 있다(즉, CDM 방식으로 다중화될 수 있다). 도 7 의 예시에서 DM RS CDM 그룹 1 로 표시된 자원요소(RE) 들에는 안테나 포트 7 및 8 에 대한 DM RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 마찬가지로, 도 7 의 예시에서 DM RS 그룹 2 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 9 및 10 에 대한 DM RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다.

도 8 은 LTE-A 시스템에서 정의되는 CSI-RS 패턴의 예시들을 나타내는 도면이다. 도 8에서는 하향링크 데이터가 전송되는 하나의 자원블록(일반 CP 의 경우, 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 × 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 CSI-RS 가 전송되는 자원요소의 위치를 나타낸다. 어떤 하향링크 서브프레임에서 도 8(a) 내지 8(e) 중 하나의 CSI-RS 패턴이 이용될 수 있다. CSI-RS 는 LTE-A 시스템에서 추가적으로 정의되는 8 개의 안테나 포트(안테나 포트 인덱스 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21 및 22) 에 대하여 전송될 수 있다. 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS 는 상이한 주파수 자원(부반송파) 및/또는 상이한 시간 자원(OFDM 심볼)에 위치하는 것으로 구분될 수 있다(즉, FDM 및/또는 TDM 방식으로 다중화될 수 있다). 또한, 동일한 시간-주파수 자원 상에 위치하는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS 들은 서로 직교 코드(orthogonal code)에 의해서 구분될 수 있다(즉, CDM 방식으로 다중화될 수 있다). 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 1로 표시된 자원요소(RE) 들에는 안테나 포트 15 및 16 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 2 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 17 및 18 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 3 으로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 19 및 20 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화 될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 4 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 21 및 22 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a)를 기준으로 설명한 동일한 원리가 도 8(b) 내지 8(e)에 적용될 수 있다.

도 6 내지 8 의 RS 패턴들은 단지 예시적인 것이며, 본 발명의 다양한 실시예들을 적용함에 있어서 특정 RS 패턴에 한정되는 것이 아니다. 즉, 도 6 내지 8 과 다른 RS 패턴이 정의 및 사용되는 경우에도 본 발명의 다양한 실시예들은 동일하게 적용될 수 있다.

CSI-RS 설정 (configuration)

전술한 바와 같이, 하향링크에서 최대 8 개의 전송 안테나를 지원하는 LTE-A 시스템에서 기지국은 모든 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 전송해야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 매 서브프레임마다 전송하는 것은 오버헤드가 너무 큰 단점이 있으므로, CSI-RS는 매 서브프레임마다 전송되지 않고 시간 축에서 간헐적으로 전송되어야 그 오버헤드를 줄일 수 있다. 이에 따라, CSI-RS는 한 서브프레임의 정수 배의 주기를 가지고 주기적으로 전송되거나, 특정 전송 패턴으로 전송될 수 있다.

이 때 CSI-RS가 전송되는 주기나 패턴은 기지국이 설정(configuration)할 수 있다. CSI-RS를 측정하기 위해서 단말은 반드시 자신이 속한 셀의 각각의 CSI-RS 안테나 포트에 대한 CSI-RS 설정(configuration)을 알고 있어야 한다. CSI-RS 설정에는, CSI-RS가 전송되는 하향링크 서브프레임 인덱스, 전송 서브프레임 내에서 CSI-RS 자원요소(RE)의 시간-주파수 위치(예를 들어, 도 8(a) 내지 8(e)와 같은 CSI-RS 패턴), 그리고 CSI-RS 시퀀스(CSI-RS 용도로 사용되는 시퀀스로서, 슬롯 번호, 셀 ID, CP 길이 등에 기초하여 소정의 규칙에 따라 유사-랜덤(pseudo-random)하게 생성됨) 등이 포함될 수 있다. 즉, 임의의(given) 기지국에서 복수개의 CSI-RS 설정(configuration)이 사용될 수 있고, 기지국은 복수개의 CSI-RS 설정 중에서 셀 내의 단말(들)에 대해 사용될 CSI-RS 설정을 알려줄 수 있다.

또한, 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS 는 구별될 필요가 있으므로, 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS 가 전송되는 자원은 서로 직교(orthogonal)해야 한다. 도 8 과 관련하여 설명한 바와 같이, 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS 들은 직교하는 주파수 자원, 직교하는 시간 자원 및/또는 직교하는 코드 자원을 이용하여 FDM, TDM 및/또는 CDM 방식으로 다중화될 수 있다.

CSI-RS에 관한 정보(CSI-RS 설정(configuration))를 기지국이 셀 내의 단말들에게 알려줄 때, 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, 시간에 대한 정보에는, CSI-RS가 전송되는 서브프레임 번호들, CSI-RS 가 전송되는 주기, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 오프셋, 특정 안테나의 CSI-RS 자원요소(RE)가 전송되는 OFDM 심볼 번호 등이 포함될 수 있다. 주파수에 대한 정보에는 특정 안테나의 CSI-RS 자원요소(RE)가 전송되는 주파수 간격(spacing), 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 포함될 수 있다.

CSI-RS 전송에 대한 설정(configuration)은 다양하게 구성될 수 있으며, 단말이 올바르게 CSI-RS 를 수신하여 채널 측정을 수행하도록 하기 위해서는, 기지국이 CSI-RS 설정을 단말에게 알려줄 필요가 있다.

일반적으로 기지국이 단말에게 CSI-RS 설정(configuration)을 알려주는 방식으로 다음 두 가지 방식이 고려될 수 있다.

첫 번째 방식은, 동적 브로드캐스트 채널(Dynamic Broadcast Channel; DBCH) 시그널링을 이용하여 CSI-RS 설정(configuration)에 관한 정보를 기지국이 단말들에게 브로드캐스팅하는 방식이다.

기존의 LTE 시스템에서 시스템 정보에 대한 내용을 기지국이 단말들에게 알려줄 때 보통 BCH(Broadcasting Channel)를 통해서 해당 정보를 전송할 수 있다. 만약 단말에게 알려줄 시스템 정보에 대한 내용이 많아서 BCH 만으로는 다 전송할 수 없는 경우에는, 기지국은 일반 하향링크 데이터와 같은 방식으로 시스템 정보를 전송하되, 해당 데이터의 PDCCH CRC를 특정 단말 식별자(예를 들어, C-RNTI)가 아닌 시스템 정보 식별자(SI-RNTI)를 이용하여 마스킹하여 시스템 정보를 전송할 수 있다. 이 경우에, 실제 시스템 정보는 일반 유니캐스트 데이터와 같이 PDSCH 영역 상에서 전송된다. 이에 따라, 셀 안의 모든 단말들은 SI-RNTI를 이용하여 PDCCH를 디코딩 한 후, 해당 PDCCH가 가리키는 PDSCH를 디코딩하여 시스템 정보를 획득할 수 있다. 이와 같은 방식의 브로드캐스팅 방식을 일반적인 브로드캐스팅 방식인 PBCH(Physical BCH)와 구분하여 DBCH(Dynamic BCH) 라고 칭할 수 있다.

임의의 기지국에서 다수의 CSI-RS 설정(configuration)이 사용될 수 있고, 기지국이 각각의 CSI-RS 설정에 따른 CSI-RS 를 미리 결정된 서브프레임 상에서 단말에게 전송할 수 있다. 기지국은 단말에게 다수의 CSI-RS 설정(configuration)을 알려주며, 그 중에서 CQI(Channel Quality Information) 또는 CSI(Channel State Information) 피드백을 위한 채널 상태 측정에 사용될 CSI-RS가 무엇인지를 단말에게 알려줄 수 있다.

단말은 특정 CSI-RS 설정(configuration)에 대한 CQI 피드백을 기지국으로부터 요청 받으면, 해당 CSI-RS 설정(configuration)에 속하는 CSI-RS 만을 이용하여 채널 상태 측정을 수행할 수 있다. 구체적으로, 채널 상태는 CSI-RS 수신품질과 잡음/간섭의 양과 상관계수의 함수로 결정되는데, CSI-RS 수신 품질 측정은 해당 CSI-RS 설정(configuration)에 속하는 CSI-RS 만을 이용하여 수행되고, 잡음/간섭의 양과 상관계수(예를 들어, 간섭의 방향을 나타내는 간섭 공분산 행렬(Interference Covariance Matrix) 등)를 측정하기 위해서는 해당 CSI-RS 전송 서브프레임에서 또는 지정된 서브프레임들에서 측정이 수행될 수 있다.

예를 들어, CSI-RS 를 이용하여 측정된 수신 신호 품질은 신호-대-간섭및잡음비(Signal-to-Interference plus Noise Ratio; SINR)로서 간략하게 S/(I+N)(여기서 S 는 수신신호의 강도, I 는 간섭의 양, N 은 노이즈의 양)으로 표현될 수 있다. S 는 해당 단말에게 전송되는 신호를 포함하는 서브프레임에서 CSI-RS를 포함하는 서브프레임에서 CSR RS를 통해서 측정될 수 있다. I 및 N 은 주변 셀로부터의 간섭의 양, 주변 셀로부터의 신호의 방향 등에 따라 변화하므로, S 를 측정하는 서브프레임 또는 별도로 지정되는 서브프레임에서 전송되는 CRS 등을 통해서 측정할 수 있다.

여기서, 잡음/간섭의 양과 상관계수의 측정은, 해당 서브프레임내의 CRS 또는 CSI-RS가 전송되는 자원요소(RE)에서 이루어질 수도 있고, 또는 잡음/간섭의 측정을 용이하게 하기 위하여 설정된 널 자원요소(Null RE)를 통해 이루어 질수도 있다. CRS 또는 CSI-RS RE에서 잡음/간섭을 측정하기 위하여, 단말은 먼저 CRS 또는 CSI-RS를 복구(recover)한 뒤, 그 결과를 수신신호에서 빼서(subtract)잡음과 간섭 신호만 남겨서, 이로부터 잡음/간섭의 통계치를 얻을 수 있다. Null RE는 해당 기지국이 어떠한 신호도 전송하지 않고 비워둔(즉, 전송 전력이 0(zero) 인) RE를 의미하고, 해당 기지국을 제외한 다른 기지국으로부터의 신호 측정을 용이하게 하여준다. 잡음/간섭의 양과 상관계수의 측정을 위하여 CRS RE, CSI-RS RE 및 Null RE를 모두 사용 할 수도 있으나, 기지국은 그 중에서 어떤 RE들을 사용하여 잡음/간섭을 측정할지에 대해서 단말기에게 지정해줄 수도 있다. 이는, 단말이 측정을 수행하는 RE 위치에 전송되는 이웃 셀의 신호가 데이터 신호인지 제어 신호인지 등에 따라 해당 단말이 측정할 RE 를 적절하게 지정하는 것이 필요하기 때문이며, 해당 RE 위치에서 전송되는 이웃 셀의 신호가 무엇인지는 셀간 동기가 맞는지 여부 그리고 CRS 설정(configuration)과 CSI-RS 설정(coufiguration) 등에 따라 달라지므로 기지국에서 이를 파악하여 단말에게 측정을 수행할 RE를 지정해줄 수 있다. 즉, 기지국은 CRS RE, CSI-RS RE 및 Null RE 중에서 전부 또는 일부를 사용하여 잡음/간섭을 측정하도록 단말기에 지정해 줄 수 있다.

예를 들어, 기지국은 복수개의 CSI-RS 설정(configuration)을 사용할 수 있고, 기지국은 단말기에 하나 이상의 CSI-RS 설정(configuration)을 알려주면서 그 중에서 CQI 피드백에 이용될 CSI-RS 설정(configuration) 및 Null RE 위치에 대해서 알려줄 수 있다. 단말기가 CQI 피드백에 이용할 CSI-RS 설정(configuration)은, 0 의 전송 전력으로 전송되는 Null RE 와 구별하는 측면에서 표현하자면, 0이 아닌(non-zero) 전송 전력으로 전송되는 CSI-RS 설정(configuration)이라고 할 수 있다. 예를 들어, 기지국은 단말이 채널측정을 수행할 하나의 CSI-RS 설정(configuration)을 알려주고, 단말은 상기 하나의 CSI-RS 설정(configuration)에서 CSI-RS 가 0이 아닌(non-zero) 전송 전력으로 전송되는 것으로 가정(assume)할 수 있다. 이에 추가적으로, 기지국은 0의 전송 전력으로 전송되는 CSI-RS 설정(configuration)에 대해서(즉, Null RE 위치에 대해서) 알려주고, 단말은 해당 CSI-RS 설정(configuration)의 자원요소(RE) 위치에 대해 0의 전송 전력임을 가정(assume)할 수 있다. 달리 표현하자면, 기지국은 0이 아닌 전송 전력의 하나의 CSI-RS 설정(configuration)을 단말에게 알려주면서, 0의 전송 전력의 CSI-RS 설정(configuration)이 존재하는 경우에는 해당 Null RE 위치를 단말에게 알려줄 수 있다.

위와 같은 CSI-RS 설정(configuration)의 지시 방안에 대한 변형예로서, 기지국은 단말기에 다수의 CSI-RS 설정(configuration)을 알려주고, 그 중에서 CQI 피드백에 이용될 전부 또는 일부의 CSI-RS 설정(configuration)에 대해서 알려줄 수 있다. 이에 따라, 다수의 CSI-RS 설정(configuration)에 대한 CQI 피드백을 요청 받은 단말은, 각각의 CSI-RS 설정(configuration)에 해당하는 CSI-RS를 이용하여 CQI를 측정하고, 측정된 다수의 CQI 정보들을 함께 기지국으로 전송할 수 있다.

또는, 단말이 다수의 CSI-RS 설정(configuration) 각각에 대한 CQI 를 기지국으로 전송할 수 있도록, 기지국은 단말의 CQI 전송에 필요한 상향링크 자원을 각각의 CSI-RS 설정(configuration) 별로 미리 지정할 수 있고, 이러한 상향 링크 자원 지정에 대한 정보는 RRC 시그널링을 통하여 미리 단말에게 제공될 수 있다.

또는, 기지국은 단말로 하여금 다수의 CSI-RS 설정(configuration) 각각에 대한 CQI 를 기지국으로 전송하도록 동적으로 트리거링(trigger) 할 수 있다. CQI 전송의 동적인 트리거링은 PDCCH를 통해서 수행될 수 있다. 어떤 CSI-RS 설정(configuration)에 대한 CQI 측정을 수행할지가 PDCCH를 통해 단말에게 알려질 수 있다. 이러한 PDCCH 를 수신하는 단말은 해당 PDCCH 에서 지정된 CSI-RS 설정(configuration) 에 대한 CQI 측정 결과를 기지국으로 피드백할 수 있다.

다수의 CSI-RS 설정(configuration)의 각각에 해당하는 CSI-RS의 전송 시점은 다른 서브프레임에서 전송되도록 지정될 수도 있고, 또는 동일한 서브프레임에서 전송되도록 지정될 수도 있다. 동일 서브프레임에서 서로 다른 CSI-RS 설정(configuration)에 따른 CSI-RS의 전송이 지정되는 경우, 이들을 서로 구별하는 것이 필요하다. 서로 다른 CSI-RS 설정(configuration)에 따른 CSI-RS들을 구별하기 위해서, CSI-RS 전송의 시간 자원, 주파수 자원 및 코드 자원 중 하나 이상을 다르게 적용할 수 있다. 예를 들어, 해당 서브프레임에서 CSI-RS의 전송 RE 위치가 CSI-RS 설정(configuration) 별로 다르게 (예를 들어, 하나의 CSI-RS 설정에 따른 CSI-RS 는 도 8(a) 의 RE 위치에서 전송되고, 다른 하나의 CSI-RS 설정에 따른 CSI-RS 는 동일한 서브프레임에서 도 8(b)의 RE 위치에서 전송되도록)지정할 수 있다(시간 및 주파수 자원을 이용한 구분). 또는, 서로 다른 CSI-RS 설정(configuration)에 따른 CSI-RS들이 동일한 RE 위치에서 전송되는 경우에, 서로 다른 CSI-RS 설정(configuration)에서 CSI-RS 스크램블링 코드를 상이하게 사용함으로써 서로 구분되게 할 수도 있다(코드 자원을 이용한 구분).

MU-MIMO 시스템에서 단말의 신호 수신 방법

MU-MIMO(Multi User-MIMO; MU-MIMO) 시스템에서 기지국이 ZFBF(Zero Forcing Beam Forming) 방식으로 데이터를 전송하는 경우, 단말은 아래와 같은 수신방식을 이용할 수 있다.

먼저, 단말은 MRC(Maximum Ratio Combining) 방식을 이용할 수 있다. MRC 방식은 단말이 이용하는 채널에 대한 보상을 통해 단말에 대한 유효 채널(effective channel)의 이득(gain)을 최대화하는 수신 방식이다. MRC 방식에서 제k 단말의 수신 가중치 벡터(weight vector) u_k는 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서, H _k 는 MIMO의 채널 행렬(channel matrix)을 나타낸다. W _k 는 프리코딩 행렬을 나타낸다. 연산기호 H는 에르미트(Hermitian) 연산자, 즉 공액-전치(conjugate-transpose) 연산을 나타낸다. 또한, 이하에서 연산기호 T는 전치 연산을 나타내고, 연산기호 †는 의사역(pseudo-inverse) 연산을 나타낸다.

상술한 바와 같이, MRC 방식은 단말이 이용하는 채널에 대한 이득을 높이는 방식이다. MRC 방식은 수신 신호가 잡음에 의하여 손상되는 경우에는 유용하지만, MU-MIMO 시스템에서 발행하는 다른 단말의 간섭을 제거할 수 없는 단점이 있다.

다음으로, 단말은 ZF(Zero Forcing) 방식을 이용할 수 있다. ZF 방식은 다중 MU-MIMO 시스템에서 다른 단말의 간섭을 제거할 수 있다. ZF 방식에서 제k 단말의 수신 가중치 벡터 u _k 는 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서, 상기 수학식은

의 조건을 만족한다.

상술한 바와 같이, ZF 방식은 다른 단말에 대응하는 성분(다른 단말의 간섭)은 제거할 수 있지만, 단말이 이용하는 채널에 대한 이득은 높일 수 없는 단점이 있다.

다음으로, 단말은 MRC 방식과 ZF 방식을 절충하는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식을 이용할 수 있다. MMSE 방식은 자기 채널의 이득을 개선하고, 다른 단말의 채널 간섭을 제거하는 효과를 모두 고려한 수신 방식이다. MMSE 방식에서 가중치 벡터 u_k 는 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서, 상기 수학식은

및

의 조건을 만족한다.

상술한 바와 같이 MMSE 방식은 자기 채널의 이득을 증가시키고, 다른 단말의 채널 간섭을 감소시키는 효과를 가지지만, 이상적인 효과를 얻기 위해서는 다른 단말의 간섭 채널에 대한 정보를 알아야 하는 단점이 있다.

본 발명에 따른 신호 수신 방법

MU-MIMO 시스템에서 다른 단말의 간섭 채널에 대한 정보를 알아야 하는 MMSE 방식의 단점을 개선하기 위하여, 본 발명에 따른 MSC(Maximum SINR Combining) 방식을 이용할 수 있다. 구체적으로 본 발명에 따른 MSC 방식은 단말의 채널 이득을 최대로 하는 제1 벡터와 다른 단말의 채널 간섭을 제거하는 제2 벡터의 사이에서 SINR이 최대가 되는 유효 채널(effective channel)을 지시하는 제3 벡터를 산출하고, 제3 벡터를 기초로 결정된 수신 가중치 벡터를 이용하여 수신 신호를 처리할 수 있다.

이때, MU-MIMO 시스템에서 기지국이 ZFBF 방식을 이용하여 신호를 송신하는 경우, 제k 단말의 수신 신호에 대한 SINR은 다음과 같이 근사화될 수 있다.

여기서, p _k 는 수신 신호의 전력을 나타낸다. cos² θ _k 과 sin² θ _k 는 ZFBF 방식에서 양자화(quantized)된 유효 채널 벡터의 오차가 근사화된 항(term)이다. h _k 는 제k 단말의 유효 채널 벡터(effective channel vector)를 나타내며,

를 만족한다. 또한, H _k 는 제k 단말의 MIMO 채널을 나타내고, u _k 는 제k 단말의 수신 가중치 벡터(weight vector)를 나타낸다. 즉, 상기 근사화된 SINR 산출식은, SINR이 유효 채널 이득(

항으로부터 도출) 및 양자화 오차(cos² θ _k 과 sin² θ _k 항으로부터 도출) 에 의해서 결정되는 것을 나타낸다.

또한, 제k 단말의 MIMO 채널 H _k 는 벡터 공간에서 기저(basis)로 분해될 수 있으며, 이로부터 MIMO 채널의 벡터 공간 상에서 임의의 방향을 가지는 단위 벡터(unit vector)의 이득(gain)을 아래와 같이 나타낼 수 있다.

여기서,

는 제k 단말의 MIMO 채널의 j 번째 우 특이(right singular) 벡터

에 해당하는 특이값(singular value)을 나타낸다.

는 임의의 방향을 가지는 단위 벡터와

사이의 각도(angle) 를 나타낸다. r은 MIMO 채널의 랭크를 나타낸다.

도 9는 본 발명에 따른 신호 수신 방법(MSC 방식)을 나타내는 흐름도이다.

도 9를 참조하면, 먼저 단말은 기지국으로부터의 수신 신호에 포함된 참조 신호를 기초로 채널 행렬을 산출한다(S901). 참조 신호 및 채널 추정은 상술하였으므로, 상세한 설명은 생략한다.

다음으로, 단말은 채널 행렬에 의하여 형성되는 벡터 공간에서 최대의 채널 이득을 가지는 제1 벡터를 산출한다(S903).

제1 벡터는 상기 채널 행렬을 SVD(Singular Value Decomposition) 방식으로 분해하는 것을 통하여 산출할 수 있다. 구체적으로, 제k 단말에 대한 채널 행렬은 SVD 방식에 의하여 아래와 같이 분해될 수 있다.

행렬 U _k 와 V _k 는 서로 직교하며, S _k 는 특이값(singular value)들로 이루어진 대각 행렬(diagonal matrix)이 된다. 여기서, 행렬 V _k 에서 가장 큰 특이값에 대응하는

벡터를 제1 벡터로 결정한다.

또한, S903 단계는 SVD 방식뿐만 아니라 아래의 수학식을 이용하여 제1 벡터를 결정할 수 있다.

여기서,

는 단말에 존재하는 임의의 단위 양자화 벡터(unit quantization vector) 들을 나타낸다. 상기 수학식을 이용할 경우 제1 벡터(

)는 아래와 같이 근사화될 수 있다.

상기 수학식을 통하여 근사화된 제1 벡터를 산출할 수 있으며, SVD 방식에 비하여 산출 과정이 단순한 장점이 있다.

다음으로, 프리코딩 코드북을 이용하여 단말은 채널 행렬과의 양자화 오차를 최소화하는 제2 벡터를 결정한다(S905).

상기 수학식 17 및 18을 참조하면, 임의의 방향을 가지는 단위 벡터를 PMI의 벡터 혹은 프리코딩 코드북의 양자화 벡터라 할 수 있다. 이때, 기지국의 안테나 수가 단말의 안테나 수보다 많은 경우, SINR을 최대화하는 제2 벡터를 아래와 같이 나타낼 수 있다.

여기서 벡터 q 는 프리코딩 코드북에 존재하는 임의의 양자화 벡터를 의미한다.

는 채널 행렬로 사영(projection)된 양자화 벡터를 의미한다. 기지국의 안테나 수가 단말의 안테나 수보다 많은 경우, 양자화 벡터의 차원수(dimensionality)가 MIMO 채널의 벡터 공간의 차원수보다 작기 때문에 사영을 통한 연산이 필요하다.

반면, 기지국의 안테나 수가 단말의 안테나 수보다 적거나 같은 경우, SINR을 최대화 하는 제2 벡터를 아래와 같이 나타낼 수 있다.

또한, 제2 벡터는 상술한 수학식 1에 따른 양자화 벡터 선택 방법에 따라 결정될 수도 있다.

다음으로, 단말은 제1 벡터 및 제2 벡터 사이에 위치하며, 수신 신호에 대한 SINR이 최대가 되는 유효 채널을 지시하는 제3 벡터를 산출한다(S907).

도 10은 본 발명에 따른 제3 벡터의 산출 방법의 일례를 나타내는 도면이다. 도 10을 참조하면, S907 단계는 S903 단계에서 산출된 제1 벡터 및 S905 단계에서 결정된 제2 벡터 사이에서 수신 신호에 대한 SINR이 최대가 되는 유효 채널을 지시하는 제3 벡터를 산출하는 단계이다. 제1 벡터와 제2 벡터 사이에서, 제3 벡터가 제1 벡터와 가까워질수록 단말은 높은 채널 이득을 얻게 된다. 반면, 제3 벡터가 제2 벡터와 가까워질수록 양자화 오차가 감소하고, 다른 단말의 간섭이 감소되는 효과가 있다. 따라서, 제3 벡터는 수신 신호의 SINR을 최대화하는 유효 채널을 지시하도록, 제1 벡터 및 제2 벡터 사이에서 결정된다.

도 11은 기지국의 안테나 수가 단말의 안테나 수보다 적거나 같은 경우의 제3 벡터를 나타내는 도면이다.

기지국의 안테나 수가 단말의 안테나 수보다 적거나 같은 경우, 단위 유효 채널 벡터

는

와

로 분해되어 아래와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 24와 함께, 상술한 수학식 17 및 18을 참조하면, 제1 벡터와 제3 벡터의 사이각을 나타내는

는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

따라서, 기지국의 안테나 수가 단말의 안테나 수보다 적거나 같은 경우, 수신 신호의 SINR을 최대화하는 유효 채널을 지시하는 제3 벡터는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

도 12는 기지국의 안테나 수가 단말의 안테나 수보다 큰 경우의 제3 벡터를 나타내는 도면이다.

기지국의 안테나 수가 단말의 안테나 수보다 큰 경우, 단위 유효 채널 벡터

는

와

로 분해되어 아래와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 27과 함께, 상술한 수학식 17 및 18을 참조하면, 제1 벡터와 제3 벡터의 사이각을 나타내는

는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

따라서, 기지국의 안테나 수가 단말의 안테나 수보다 큰 경우, 수신 신호의 SINR을 최대화하는 유효 채널을 지시하는 제3 벡터는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

다음으로, 단말은 제3 벡터를 기초로 결정된 수신 가중치 벡터를 이용하여 수신 신호를 처리한다(S909). 구체적으로 단말은 수신 가중치 벡터를 이용하여 다른 단말의 채널 간섭을 최소화하고, 단말의 채널 이득을 증가시킬 수 있다.

제k 단말에 대한 수신 가중치 벡터(u_k )는 S907 단계에서 결정된 제3 벡터(

)를 기초로 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, 연산기호 H는 에르미트(Hermitian) 연산자, 즉 공액-전치(conjugate-transpose) 연산을 나타낸다. 또한, 연산기호 †는 의사역(pseudo-inverse) 연산을 나타낸다.

한편, 본 발명에 따른 MSC 방식은 다중 사용자(MU)의 각 레이어(layer)에 대한 전송을 단일 사용자(SU)의 멀티 레이어(multi layer) 전송에 대응하여 적용될 수 있다.

도 13은 본 발명에 일 실시예에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 예시한다.

도 13을 참조하면, 본 발명에 따른 단말(1320)은, 수신모듈(1321), 전송모듈(1322), 프로세서(1323), 메모리(1324) 및 복수개의 안테나(1325)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(1325)는 MIMO 송수신을 지원하는 단말을 의미한다. 수신모듈(1321)은 기지국으로부터의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 수신모듈(1322)은 기지국으로의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서(1323)는 본 발명에서 제안한 절차 및/또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리(1324)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.

기지국(1310)은, 수신모듈(1311), 전송모듈(1312), 프로세서(1313), 메모리(1314) 및 복수개의 안테나(1315)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(1315)는 MIMO 송수신을 지원하는 기지국을 의미한다. 수신모듈(1311)은 단말로부터의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모듈(1312)은 단말로의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서(1313)는 본 발명에서 제안한 절차 및/또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리(1314)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.

위와 같은 기지국 및 단말의 구체적인 구성은, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있으며, 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.

또한, 도 13에 대한 설명에 있어서 기지국(1310)에 대한 설명은 하향링크 전송 주체 또는 상향링크 수신 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있고, 단말(1320)에 대한 설명은 하향링크 수신 주체 또는 상향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.

상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.

하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Application Specific Integrated Circuits), DSPs(Digital Signal Processors) , DSPDs(Digital Signal Processing Devices), PLDs(Programmable Logic Devices), FPGAs(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서, 컨트롤러, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.

1310: 기지국
1311: 수신모듈
1312: 전송모듈
1313: 프로세서
1314: 메모리
1315: 복수개의 안테나
1320: 단말
1321: 수신모듈
1322: 전송모듈
1323: 프로세서
1324: 메모리
1325: 복수개의 안테나

Claims

다중 사용자 MIMO(MU-MIMO) 방식을 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말의 신호 수신 방법에 있어서,
기지국으로부터의 수신 신호에 포함된 참조 신호를 기초로 채널 행렬을 산출하는 단계;
상기 채널 행렬에 의하여 형성되는 벡터 공간에서 최대의 채널 이득(gain)을 가지는 제1 벡터를 산출하는 단계;
프리코딩 코드북을 이용하여 상기 채널 행렬과의 양자화 오차를 최소화하는 제2 벡터를 결정하는 단계;
상기 제1 벡터 및 제2 벡터 사이에 위치하며, 상기 수신 신호에 대한 신호-대-간섭및잡음비(SINR)가 최대가 되는 유효 채널을 지시하는 제3 벡터를 산출하는 단계; 및
상기 제3 벡터를 기초로 결정된 수신 가중치 벡터를 이용하여 상기 수신 신호를 처리하는 단계
를 포함하는, 신호 수신 방법.
제1항에 있어서,
상기 SINR은 다음 수학식 A와 같이 표현되는, 신호 수신 방법.
[수학식 A]

여기서, p _k 는 상기 수신 신호의 전력을 나타내고, θ _K 는 상기 제1 벡터와 제3 벡터 사이의 사이각을 나타내고, h _k 는 상기 유효 채널에 대한 벡터를 나타낸다.
제1항에 있어서,
상기 제1 벡터는 상기 채널 행렬이 SVD(Singular Value Decomposition) 방식에 의하여 다음 수학식 B와 같이 분해되는 경우, 행렬 V _k 에서 가장 큰 특이값(singular value)에 대응하는 벡터인, 신호 수신 방법.
[수학식 B]

여기서, H _k 는 상기 채널 행렬을 나타내고, 상기 행렬 U _k 와 V _k 는 서로 직교하고, 행렬 S _k 는 특이값으로 이루어진 대각 행렬(diagonal matrix)을 나타낸다.
제1항에 있어서,
상기 제1 벡터는 다음 수학식 C와 같이 표현되는, 신호 수신 방법.
[수학식 C]

여기서,
는 상기 제1 벡터를 나타내고, H _k 는 상기 채널 행렬을 나타내고, 다음 수학식 D가 만족된다.
[수학식 D]

여기서,
는 상기 프리코딩 코드북에 따른 양자화 벡터를 나타낸다.
제1항에 있어서,
상기 제2 벡터는 상기 기지국의 안테나 수가 상기 단말의 안테나 수보다 많은 경우 다음 수학식 E와 같이 표현되는, 신호 수신 방법.
[수학식 E]

여기서,
는 상기 제2 벡터를 나타내고, p _k 는 상기 수신 신호의 전력을 나타내고, 벡터 q 는 상기 프리코딩 코드북에 따른 양자화 벡터를 나타내고, 벡터
는 상기 채널 행렬로 사영된 상기 양자화 벡터를 나타내고,
는 상기 채널 행렬의 j 번째 우-특이(right-singular) 벡터에 해당하는 특이값(singular value)을 나타내고,
는 상기 양자화 벡터와 상기 우-특이 벡터의 사이각을 나타내고, r은 상기 채널 행렬의 랭크(rank)를 나타낸다.
제1항에 있어서,
상기 제2 벡터는 상기 기지국의 안테나 수가 상기 단말의 안테나 수보다 적거나 같은 경우 다음 수학식 F와 같이 표현되는, 신호 수신 방법.
[수학식 F]

여기서,
는 상기 제2 벡터를 나타내고, 벡터 q 는 상기 프리코딩 코드북에 따른 양자화 벡터를 나타내고,
는 상기 채널 행렬의 j 번째 우-특이(right-singular) 벡터에 해당하는 특이값(singular value)을 나타내고,
는 상기 양자화 벡터와 상기 우-특이 벡터의 사이각을 나타내고, r은 상기 채널 행렬의 랭크(rank)를 나타낸다.
제1항에 있어서,
상기 기지국의 안테나 수가 상기 단말의 안테나 수보다 적거나 같은 경우, 상기 제1 벡터와 제3 벡터의 사이각은 다음 수학식 G와 같이 표현되는, 신호 수신 방법.
[수학식 G]

여기서,
는 상기 사이각을 나타내고, p _k 는 상기 수신 신호의 전력을 나타내고,
는 상기 채널 행렬의 j 번째 우-특이(right-singular) 벡터를 나타내고,
는 상기 우-특이(right-singular) 벡터에 해당하는 특이값(singular value)을 나타내고,
는 상기 제1 벡터와 제2 벡터 사이의 사이각을 나타내고,
는 상기 제1 벡터와 제3 벡터의 사이각을 나타내고,
와
는
단위 유효 채널 벡터가 분해된 것을 나타낸다.
제1항에 있어서,
상기 기지국의 안테나 수가 상기 단말의 안테나 수보다 큰 경우, 상기 제1 벡터와 제3 벡터의 사이각은 다음 수학식 H와 같이 표현되는, 신호 수신 방법.
[수학식 H]

여기서,
는 상기 사이각을 나타내고, p _k 는 상기 수신 신호의 전력을 나타내고,
는 상기 채널 행렬의 j 번째 우-특이(right-singular) 벡터를 나타내고,
는 상기 우-특이(right-singular) 벡터에 해당하는 특이값(singular value)을 나타내고,
는 상기 제1 벡터와 제2 벡터 사이의 사이각을 나타내고,
는 상기 제1 벡터와 제3 벡터의 사이각을 나타내고,
와
는 단위 유효 채널 벡터가 분해된 것을 나타낸다.
제1항에 있어서,
상기 수신 가중치 벡터는 다음 수학식 I와 같이 표현되는, 신호 수신 방법.
[수학식 I]

여기서, u _k는 상기 수신 가중치 벡터를 나타내고, H _k 는 상기 채널 행렬을 나타내고,
은 상기 제3 벡터를 나타낸다.
다중 사용자 MIMO(MU-MIMO) 방식을 지원하는 무선 통신 시스템에서 신호를 수신하는 단말에 있어서,
RF(Radio Frequency) 유닛; 및
프로세서를 포함하고,
상기 프로세서는
기지국으로부터의 수신 신호에 포함된 참조 신호를 기초로 채널 행렬을 산출하고,
상기 채널 행렬에 의하여 형성되는 벡터 공간에서 최대의 채널 이득(gain)을 가지는 제1 벡터를 산출하고,
상기 채널 행렬과의 양자화 오차를 최소화하는 프리코딩 코드북을 이용하여 제2 벡터를 결정하고,
상기 제1 벡터 및 제2 벡터 사이에 위치하며, 상기 수신 신호에 대한 신호-대-간섭및잡음비(SINR)가 최대가 되는 유효 채널을 지시하는 제3 벡터를 산출하고,
상기 제3 벡터를 기초로 결정된 수신 가중치 벡터를 이용하여 상기 수신 신호를 처리하도록 구성되는, 단말.
제10항에 있어서,
상기 SINR은 다음 수학식 A와 같이 표현되는, 단말.
[수학식 A]

여기서, p _k 는 상기 수신 신호의 전력을 나타내고, θ _k 는 상기 제1 벡터와 제3 벡터 사이의 사이각을 나타내고, h _k 는 상기 유효 채널에 대한 벡터를 나타낸다.
제10항에 있어서,
상기 기지국의 안테나 수가 상기 단말의 안테나 수보다 적거나 같은 경우, 상기 제1 벡터와 제3 벡터의 사이각은 다음 수학식 G와 같이 표현되는, 단말.
[수학식 G]

여기서,
는 상기 사이각을 나타내고, p _k 는 상기 수신 신호의 전력을 나타내고,
는 상기 채널 행렬의 j 번째 우-특이(right-singular) 벡터를 나타내고,
는 상기 우-특이(right-singular) 벡터에 해당하는 특이값(singular value)을 나타내고,
는 상기 제1 벡터와 제2 벡터 사이의 사이각을 나타내고,
는 상기 제1 벡터와 제3 벡터의 사이각을 나타내고,
와
는 단위 유효 채널 벡터가 분해된 것을 나타낸다.
제10항에 있어서,
상기 기지국의 안테나 수가 상기 단말의 안테나 수보다 큰 경우, 상기 제1 벡터와 제3 벡터의 사이각은 다음 수학식 H와 같이 표현되는, 단말.
[수학식 H]

여기서,
는 상기 사이각을 나타내고, p _k 는 상기 수신 신호의 전력을 나타내고,
는 상기 채널 행렬의 j 번째 우-특이(right-singular) 벡터를 나타내고,
는 상기 우-특이(right-singular) 벡터에 해당하는 특이값(singular value)을 나타내고,
는 상기 제1 벡터와 제2 벡터 사이의 사이각을 나타내고,
는 상기 제1 벡터와 제3 벡터의 사이각을 나타내고,
와
는 단위 유효 채널 벡터가 분해된 것을 나타낸다.
제10항에 있어서,
상기 수신 가중치 벡터는 다음 수학식 I와 같이 표현되는, 단말.
[수학식 I]

여기서, u _k는 상기 수신 가중치 벡터를 나타내고, H _k 는 상기 채널 행렬을 나타내고,
은 상기 제3 벡터를 나타낸다.