TWI555360B - In the uplink transmission system to solve the radio frequency is not perfect joint estimation compensation method - Google Patents

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Description

於上鏈傳輸系統中解決射頻不完美之聯合估測補償方法
本發明係有關一種解決射頻訊號不完美的估測補償技術，特別是關於一種於上鏈傳輸系統中可解決IQ不平衡、濾波器不平衡、直流偏移、多路徑通道以及載波頻率偏移等訊號不完美的聯合估測補償方法。
按，長期演進技術(Long Term Evolution，LTE)係為第三代合作夥伴計畫(3GPP)繼HSPA(High Speed Packet Access)技術後，持續改進之無線存取技術標準，以提供更好的傳輸效能，國際電信聯盟(International Telecommunications Union，ITU)已於2010年正式定義其為4G。LTE可用來提高無線網路的傳輸容量和傳輸速率，以支援更強大的無線通訊需求。
在LTE之無線網路存取技術中，根據3GPP所提出之規格中，對於LTE上鏈(Uplink)傳輸係採用單載波分頻多工存取(Single Carrier Frequency Division Multiple Access，SC-FDMA)技術，下載(Downlink)傳輸則採用正交分頻多工存取(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，OFDMA)技術，在此係以LTE上鏈傳輸系統為主。由於行動裝置非常重視功率消耗與商品價格，且較高的訊號峰值功率比(Peak to Average Power Ratio，PAPR)將導致行動裝置價格昂貴且功率消耗大幅提高之缺點， 因此，上鏈傳輸系統採用低功率消耗的SC-FDMA訊號進行傳輸。
在LTE上鏈傳輸系統中，在傳送端之數位類比轉換/射頻(DAC/RF)裝置中，射頻前端會有額外的射頻損傷(RF impairments)發生，例如，IQ不平衡(In-phase/Quadrature-phase imbalance)、整形濾波器不平衡(shaping filter imbalance)和直流偏移等的問題。詳言之，在發射端，基頻發射器會產生基頻複數訊號，分為I/Q二路分別經過數位類比轉換器後，分別與二個具有相同振幅和頻率但相位相差剛好為90度的餘弦與正弦波相乘後，將訊號載至射頻以天線發送出去；同理，接收端接收到訊號時則反向轉換訊號並解調。然而，發射端與接收端產生弦波的震盪器通常不會完全匹配，不論是振幅大小、相位差異或震盪頻率等都有可能存在誤差，其中當該振幅上的大小不一致時稱之為振幅不平衡，且相位未呈現完美正交時，即稱之為相位不平衡，這二種不平衡即可合稱為IQ不平衡。另一方面，為了限制頻寬，收發器必須以脈波整形濾波器來減少訊號頻寬，以符合系統頻寬限制，並減少符號間干擾(Inter-symbol Interference，ISI)，為此，尼奎斯特濾波器(Nyquist filter)和平方根升餘弦(square-root-raise-cosine，SRRC)廣泛地用來整形發射端或接收端的傳送訊號，當發射端與接收端採用不同整形濾波器將會使得發射端與接收端之間會存在有整形濾波器不平衡之問題。再者，為了降低成本而使用較便宜的直接轉換架構，使其在上轉換過程中，部分的本地震盪器功率洩漏至RF訊號，並混合至傳送訊號，導致在傳送端產生IQ直流偏移之缺陷影響。
再者，由於室內或室外環境的折射、繞射或散射，多通道傳播通常會發生在無線通訊系統中，接收端在不同延遲時間接收到二個或多 個不同路徑的訊號，此亦會導致符號間干擾，並導致性能降低。另外，在發射端與接收端之間的射頻模組升降頻轉換時，由於振盪器的不完全同步將導致頻率偏移，且因高速移動產生的都卜勒頻移亦會導致載波頻率偏移，而在採取單載波分頻多工存取與正交分頻多工存取技術之系統中，載波頻率偏移影響甚鉅，不但會干擾無線通訊系統的傳輸，亦會導致載波間干擾(Inter-carrier Interference，ICI)。
因此，由於有IQ不平衡、整形濾波器不平衡、直流偏移、多路徑通道以及載波頻率偏移等訊號不平衡之問題，而導致在LTE上鏈傳輸系統中存在有射頻不匹配之問題。目前多數技術皆於頻域做估測及補償方法，且並非應用於LTE上鏈傳輸系統上，更無完整的聯合估測或補償方法，亦無考量各種不同射頻衰減之時域聯合估測補償方法。
有鑑於此，本發明遂提出一種於上鏈傳輸系統中解決射頻不完美之聯合估測補償方法，以解決LTE上鏈傳輸系統中存在的所有不完美缺陷等之問題。
本發明之主要目的係在提供一種於上鏈傳輸系統中解決射頻不完美之聯合估測補償方法，其係於時域上進行訊號不平衡之聯合估測與補償，以便於LTE上鏈傳輸系統中解決IQ不平衡、整形濾波器不平衡、直流偏移、多路徑通道與載波頻率偏移等之問題，去除直接轉換收發器產生的IQ不匹配的影響，進而於LTE上鏈傳輸系統中有效達到估測補償射頻訊號不匹配之功效者。
本發明之另一目的係在提供一種於上鏈傳輸系統中解決射 頻不完美之聯合估測補償方法，其係同時考慮不同的射頻衰減，並於時域上進行聯合之估測與補償。另外，本發明更進一步提出低複雜度之頻域補償器。
為達到上述目的，本發明之聯合估測補償方法，係包含下列步驟，首先建立一具有射頻不完美之聯合訊號模型；根據據此聯合訊號模型，於時域上對一接收訊號中之載波頻率偏移進行初始載波頻率偏移估測，以估算該載波頻率偏移之參數，並對接收訊號進行補償；再對接收訊號之聯合訊號模型繼續進行直流偏移、多路徑通道估測、不平衡訊號進行估測，並於時域補償接收訊號；最後再決定調變數據。為了提升系統實驗之可能性，本發明進一步提出於頻域補償之方法，其係減少大量矩陣反轉與乘法器的運算，故於開發系統晶片時，可以降低開發之成本，達到最高之系統效益。
其中，在取得估測之原始傳輸訊號之後，更可進一步判斷誤差向量振幅是否收斂，若否則使用直接決策訊號進行迭代載波頻率偏移估測與補償，針對射頻不完美因子做進一步的估測與補償，直至誤差向量振幅收斂為止；若誤差向量振幅是屬於收斂，則根據不平衡參數，估算出聯合訊號模型中之增益不匹配參數與相位不匹配參數。
底下藉由具體實施例配合所附的圖式詳加說明，當更容易瞭解本發明之目的、技術內容及其所達成之功效。
1‧‧‧發射端
11‧‧‧離散傅立葉轉換(DFT)單元
12‧‧‧子載波映射(subcarrier mapping)單元
13‧‧‧離散傅立葉反轉換(IDFT)單元
14‧‧‧加入循環字首單元
15‧‧‧並列轉串列單元
16‧‧‧數位類比轉換/射頻發射單元
2‧‧‧接收端
21‧‧‧射頻發射/類比數位轉換單元
22‧‧‧封包偵測單元
23‧‧‧等化器
24‧‧‧串列轉並列單元
25‧‧‧去除循環字首單元
26‧‧‧離散傅立葉轉換單元
27‧‧‧子載波解映射單元
28‧‧‧離散傅立葉反轉換單元
3‧‧‧通道
40‧‧‧向量訊號產生器
42‧‧‧通道模擬器
44‧‧‧功率分配器
46‧‧‧訊號分析儀
48‧‧‧訊號分析儀
482‧‧‧降頻轉換器
484‧‧‧電腦
第一圖係為本發明使用之系統架構示意圖。
第二圖係為本發明於上鏈傳輸系統中解決射頻不完美之聯合估測補償方法之整體流程圖。
第三圖係為本發明於實際應用之LTE分析量測系統示意圖。
第四(a)圖係為羅德史瓦茲(R&S)訊號分析儀之性能分析結果的EVM示意圖。
第四(b)圖係為羅德史瓦茲(R&S)訊號分析儀之性能分析結果中同時呈現PUSCH與DMRS訊號之星雲圖。
第五(a)圖係為利用本發明之射頻不完美補償後之性能分析結果中之PUSCH訊號星雲圖。
第五(b)圖係為利用本發明之射頻不完美補償後之性能分析結果中之DMRS訊號星雲圖。
第六圖係為本發明之PUSCH與DMRS訊號之EVM性能的擷取畫面示意圖。
本發明主要針對上鏈傳輸系統中會出現的射頻不完美訊號的問題，提出一種聯合估測補償方法，以便於LTE上鏈傳輸系統中解決IQ不平衡、濾波器不平衡、直流偏移、多路徑通道與載波頻率偏移等之問題，進而於LTE上鏈傳輸系統中有效達到估測補償射頻不匹配之目的者。
於本發明中使用之上鏈系統架構請參閱第一圖所示，在發射端1，解調資料會依序經過離散傅立葉轉換(DFT)單元11、子載波映射(subcarrier mapping)單元12到離散傅立葉反轉換(IDFT)單元13，並在此有一1/2頻率偏移(△f)，再利用加入循環字首單元14加入循環字首(CP)， 並利用並列轉串列單元15將並列訊號轉換為串列訊號後，最後經由數位類比轉換/射頻發射單元16之轉換暨發射訊號至外部，經由通道3之傳輸後，無線傳送至接收端2。在接收端2，接收訊號會依序經過射頻發射/類比數位轉換單元21、封包偵測單元22而到等化器23，等化器23針對射頻不完美因子進行估測與補償並去除1/2頻率偏移(△f)後，再經由串列轉並列單元24將串列訊號先轉換為並列訊號，再經去除循環字首單元25移除循環字首後，將之傳送至離散傅立葉轉換單元26，經子載波解映射單元27、離散傅立葉反轉換單元28而輸出解調變資料。然而，在發射端1與接收端2之間會有IQ不平衡、整形濾波器不平衡、直流偏移、多路徑通道與載波頻率偏移等等問題的產生，因此這些問題將會在等化器23內進行聯合估測與補償。
本發明於上鏈傳輸系統中解決射頻不完美之聯合估測補償方法之整體流程圖請參閱第二圖所示。如圖所示，首先如步驟S10，建立一個具有射頻不完美之聯合訊號模型，此射頻不完美係包含了載波頻率偏移、直流偏移、多路徑通道以及IQ不平衡與整形濾波器不平衡之不完美訊號等問題。在接收端收到接收訊號後，如步驟S12所示，會根據該聯合訊號模型，於時域上使用訓練序列對一接收訊號中之載波頻率偏移進行初始載波頻率偏移估測，以估算此載波頻率偏移之參數，並對接收訊號進行補償。先補償載波頻率偏移之後，即如步驟S14所示，使用訓練序列對已補償載波頻率偏移之接收訊號的初始相位進行估測與補償。接著，如步驟S16，於時域上使用訓練序列對聯合訊號模型繼續進行直流偏移、多路徑通道、不平衡訊號進行聯合估測，且不平衡訊號包含IQ不平衡與整形濾波器不平衡，以藉此補償接收訊號補償之所有射頻不完美因子。如步驟S18所示，在估測 補償完前述各問題之後，接續要決策調變數據(modulation data)，以便得到原始傳輸訊號。在決策好調變數據之後，則要如步驟S20所示，判斷誤差向量振幅(Error Vector Magnitude，EVM)是否收斂，若是係進行下一步驟S24：若否，則使用直接決策訊號(Decision-directed symbols)進行如步驟S22所示之迭代載波頻率偏移估測與補償，完成後並回到步驟S14中繼續重複進行前述步驟，以針對射頻不完美因子再做進一步之估測與補償，直至誤差向量振幅收斂為止。在步驟S20中若誤差向量振幅為收斂者係繼續步驟S24，根據不平衡參數，包含IQ不平衡參數與濾波器不平衡參數，估算聯合訊號模型中之增益不匹配參數與相位不匹配參數，且IQ不平衡之振幅不平衡與相位不平衡亦可在此步驟中求得。如此即可完整於LTE上鏈傳輸系統中解決IQ不平衡、整形濾波器不平衡、直流偏移、多路徑通道與載波頻率偏移等之問題，去除直接轉換收發器產生的IQ不匹配的影響，進而於LTE上鏈傳輸系統中有效達到估測補償射頻訊號不完美之功效者。
再者，為了更詳述本發明之各步驟的訊號處理流程，且為了更容易了解本發明之技術特徵，接下來將由簡至繁，分為三大部分，分別是：一、聯合的IQ不平衡和整形濾波器不平衡之估測與補償；二、聯合的IQ不平衡、整形濾波器不平衡、IQ直流偏移和多路徑通道之估測與補償；以及三、聯合的IQ不平衡、整形濾波器不平衡、IQ直流偏移、多路徑通道和載波頻率偏移之估測與補償。藉由此三大部分循序漸進的說明，當更了解本案所揭示之技術內容。
首先，本發明先描述一種時域聯合的IQ不平衡和整形濾波器不平衡之估測與補償架構，以去除直接轉換收發器產生的IQ不匹配的影 響，在具有IQ不平衡與整形濾波器不平衡影響的聯合訊號模型中，假設有完美的同步，在同步與降取樣之後，接收訊號y可以表示為式1.1所示： 其中，係數h 1和h 2包含IQ不平衡、整形濾波器不平衡等射頻不完美效應，長度為L，可表示為式1.2： 其中，h C,I 和h C,Q 分別為實部與虛部濾波器不平衡參數，如式1.3，Re{．}表示實部且Im{．}表示虛部。
聯合IQ不平衡和整形濾波器不平衡的聯合訊號模型可以使用訓練序列(training sequence)來進行估測，從接收訊號中，代入作為訓練序列之解調參考訊號(demodulation reference signal，DMRS)序列至式1.1中，即可改寫成式1.4所示： 其中，各參數定義如式1.5至式1.9所示：
且，e -n =e jπ(-n)/N ,n=0,1,...,L-1 (1.7)
係為N乘以L+1的矩陣，如式1.10所示，此矩陣係由具有偏移的訓練序列之循環捲積矩陣所組成，為長度為N且包含偏移之Chu序列。
其中，E=diag{e 0,e 1,…,e N-1}為對角矩陣，其係代表偏移。
根據式1.4，IQ不平衡參數和整形濾波器不平衡參數可以使用偽逆矩陣(pseudo inverse technique)來估算，如式1.11。
假設和、聯合IQ不平衡和整形濾波器不平衡之參數可以被完美估算，如式1.1的此接收訊號公式補償在時域的損害可以表示如式1.12：
其中，和二者都包括了具有偏移的聯合估算之IQ不平衡和整形濾波器不平衡係數，如式1.13至式1.16。
其中，，且。
根據式1.12可知，其係可以級聯實部或虛部，此接收訊號矩陣可以藉由下列式1.17取得：
由式1.17可知，H係為估算之訊號不平衡矩陣，包含IQ不平衡和整形濾波器不平衡，y=y I +j y Q 係為具有RF效應的接收訊號，u=u I +j u Q 係為在LTE上鏈系統中之傳輸SC-FDMA訊號。經過補償IQ不平衡和整形濾波器不平衡之接收訊號係可表示如下列式1.18：
再者，為了減少接收端的計算複雜度，可以使用頻域等化器(frequency domain equalization)來等化接收訊號，根據式1.12，時域接收訊號可以表示為式1.19：
首先，可以藉由已知矩陣E * 來補償△f=½偏移，如式1.20： 其中，u=[u(0) u(N-1)…u(1)] T 係為在需要等化之時域中的接收訊號向量。
然後，此接收訊號可以在頻域中表示為式1.21： 其中，F為FFT矩陣，以及其餘參數定義如式1.22至式1.28所示：
AB=I (1.28)其中，I為單位矩陣。
使用估算的和來得到、、和，的第m個和第(N-1-m)個元素可以表示為式1.29所示： 在頻域接收訊號中藉由乘以反矩陣係數來移除聯合射頻效應係數，如式1.30所示。
在等化之後，即可以得到頻域原始傳輸訊號。再繼續使用IFFT運算器(F H )得到 時域之原始訊號，如式1.31所示，將要求之傳輸訊號從頻域轉換至時域。
另一方面，由於IQ不平衡聯合訊號模型具有增益和相位不匹配的影響，其係將導致系統發生嚴重的衰退。因此，不但要估測並補償此RF問題，也要準確地計算出增益不匹配參數g T 與相位不匹配參數。
在估測出和之後，接著等化聯合IQ不平衡和整形濾波器不平衡效應。在傳送端使用奈奎斯特濾波器(Nyquist filter)，且在接收端使用平方根升餘弦(SRRC)濾波器。假設實部通道和虛部通道合成濾波器為相似(h C,I =h C,Q )，換言之，會有相同的不匹配發生在實部通道和虛部通道濾波器不平衡，例如和，由前述內容可以得知，聯合IQ不平衡與整形濾波器不平衡可以模型化為和，因此，藉由使用加減法技術，h 1和h 2可以用來估測g T 和，如式1.32及式1.33。
h s =h 1+h 2=h C,I (1.32)
根據上述式1.32和1.33，可以使用相關法(correlation method)可以從h s 和h d 獲得g T 和，如式1.34及式1.35所示。
最後，即可得到g T 和分別如式1.36所示。
前述內容為含有IQ不平衡與整形濾波器不平衡等之訊號不平衡的聯合訊號模型，此即為第一部份的詳細說明；接續從此部份繼續延伸更新增了直流偏移和多路徑通道之第二部份，並詳述如下。
本發明在此部份係描述一種聯合IQ不平衡、整形濾波器不平衡、直流偏移和多路徑通道之估測與補償架構，以去除直接轉換收發器產生的IQ不匹配的影響，在具有IQ不平衡、整形濾波器不平衡、直流偏移和多路徑通道影響的聯合訊號模型中，接收訊號可以表示為式2.1所示： 其中，h 1和h 2為聯合模型，其係如式1.2所示般含有IQ不平衡參數和整形濾波器不平衡參數，d表示IQ直流偏移值，向量l為所有的N×1向量。
然而，h 1和h 2包含有濾波器不平衡係數h C,I 和h C,Q ，其係與多路徑通道h ch 捲積。由於這些問題的聯合訊號模型，本估測方法將結合第一部份所述之方法來進行估測並補償，如式2.2。
其中，h ch 表示多路徑通道。
這些問題可以利用訓練序列DMRS來進行估測，且接收訊號可以以捲積矩陣來表示如式2.3所示： 其中，D為所有l向量的循環捲積矩陣，為N以具有偏移的訓練序列之L+1循環捲積矩陣，如下列式2.4至式2.6。
為了消除在頻域內的IQ直流偏移成分，經過後置快速傅立葉轉換(post-FFT)接收訊號可以表示為式2.7： 其中，F H F為一單位矩陣I，且FDF H =Λ DC =diag{λ DC ,0,...,0} (2.8)在式2.8中，Λ DC 為對角矩陣，其僅含有λ 11特徵值，其餘為零，藉此可將IQ直流偏移輕易消除。
因此，由式2.7，此後置快速傅立葉轉換接收訊號可以乘上一個T矩陣來消除此IQ直流偏移成分，如式2.9，此矩陣尺寸為(N-1)×N。
其中，F T =TF (2.10)
F T DF H =TΛ DC =O (N-1)×N (2.11)
T=[o (N-1)×1 | I (N-1)×(N-1)] (2.12) 且O為全部為零的(N-1)×N矩陣，o為全部為零的(N-1)×1向量，且I為單位矩陣。因此，可以經由乘上T矩陣來消除IQ直流偏移成分。
在消除IQ直流偏移之後，可以獲得式2.13之： 其中，是在頻域中複合訓練序列陣列。
相同於取得式1.11之架構，在此可以利用最少平方(LS)演算法估測出和，如式2.14。
接著，透過遞迴消除方法(feedback cancellation technique)，使用和來進一步估測IQ直流偏移d。
其中，h 1和h 2可以用和來估測，根據式2.5和式2.6，可以再乘上diag{e 0 *,e -1 *,…,e -L *}和diag{e 0,e -1,…,e -L }，再自式2.14得到和之後，即可導出位於等號二端的h 1和h 2，如下列式2.16及式2.17。
將前述式2.15中的所有成分加總，即可以得到式2.18及式2.19：
其中，係為接收訊號的第n個符號的第m個成分，係為的第m個成分，且。
接下來，為了以實部和虛部來表示，此IQ直流偏移更可以表示為如式2.20和式2.21所示：
其中，z=z I +jz Q 、，i=1,2，以及d=d I +jd Q 。
再者，重建的IQ直流偏移訊號可以自接收訊號中減去，使得剩餘的接收訊號可以表示為如式2.22所示，此剩餘的接收訊號即等於第一部份的式1.1。
最後，估測出來的和可以用來等化已接收的SC-FDMA接收訊號。由於已進行直流偏移及多路徑通道之估測與補償後的接收訊號(式2.22)相同於式1.1，因此本發明可以使用第一部份所述之式1.12到式1.18的各等化架構來恢復原始傳輸訊號û。
其中，已接收之SC-FDMA接收訊號不僅可以在時域進行等化，亦可以在頻域進行等化，以因應較低之計算複雜度。如式2.22所示，在消除IQ直流偏移之後，僅剩下聯合IQ不平衡和整形濾波器不平衡。換言之， 剩餘問題可以參考式2.19之方式(沒有IQ直流偏移之問題)，亦即可以使用如前述內容，相同的頻域等化器。根據式2.22，可以直接參考式1.19到式1.31，以相同的方式來取得原始傳輸訊號。
在詳細說明完第一部份及第二部份之後，最後，本發明之第三部份係描述一種聯合IQ不平衡、整形濾波器不平衡、直流偏移、多路徑通道和載波頻率偏移(CFO)之估測與補償架構，以去除直接轉換收發器產生的所有IQ不匹配的影響。
根據式2.1，接收訊號係表示為，在此則再次將接收訊號表示為下列式3.1，其係包含有前述討論過的所有因素，IQ不平衡、整形濾波器不平衡、直流偏移和多路徑通道；此外，考慮到具有CFO效應之接收訊號則可以進一步改寫成如式3.2所示以及式3.3至3.5之相關定義。
其中，θ代表初始相位，ε為標準化CFO，例如，ε=△f CFO NT s 。不平衡參數h 1和h 2分別與相乘，並分別表示為和。
在此，初始載波頻率偏移(CFO)係具有二個部份的CFO補償，初始分數CFO及初始整數CFO。首先要先估算初始分數CFO(initial fractional CFO)，使用相鄰相同的訓練序列DMRS、相關性來估算初始分數CFO，其係可表示為ε F ，如式3.6和式3.7所示。
其中，係為具有振幅效應(magnitude effect)之相關通道響應，N為每一DMRS符號的區塊大小，G為CP的長度，K為符碼數量，m為第n個符碼的指標(index)。
所估算出來的初始分數CFO，例如，可以用來補償此接收訊號，如式3.8所示。
其中，係為在補償分數CFO之後具有整數CFO的接收訊號，ε I 可以表示為ε I =ε-ε F 。
接著，沒有初始分數CFO的接收訊號可以被重新改寫為式3.9： 其中，及。
另一個CFO補償架構則是說明初始整數CFO估算。同樣地，使用DMRS作為訓練序列來估算此初始整數CFO，根據上面所示之式5.9，接收訊號可以被進一步推導為式3.10： 其中，ε I 係為在最大CFO區域內之幾個候選整數CFOs，有關ε I 的說明如下列式3.11表示：ε I =I．△ε (3.11)
其中，
以及ε max,CFO 表示為最大CFO值。
在式3.12中，由於K、N、G為已知，所以即可得知△ε，因此，即可獲得整數CFO(ε I )之值。
接著，利用頻域估算方法來移除IQ直流偏移，如同前述第二部分所述且具有已知的整數CFO。利用下列式3.14獲得後置快速傅立葉轉換(post-FFT)接收訊號： 其中，每個參數的定義係與前面相同，換言之，它等於式2.7乘以整數CFO。可以表示為式3.15所示： 其中，FDF H =diag{λ DC ,0,0,…}，係為第一列向量，其係表示具有CFO效應之IQ直流偏移；為矩形矩陣，其僅具有第一列向量為非零，其他列則為零；可以被移除，以表示具有整數CFO效應之IQ直流偏移也被移除了。
以如式2.9所示之相同方式來移除IQ直流偏移，後置快速傅立葉轉換接收數據可以乘上矩陣T I ，來移除第一列向量，此係為具有第I個整數CFO效應之IQ直流偏移，如式3.16以及式3.17到式3.20之相關定義。
其中，F T,I =T I F (3.17)
T I =I-ψ f,I ．ψ * f,I (3.18)
且，O N×N 為全部為零的N乘N的矩陣，其係代表IQ直流偏移已經在式3.19中被移除，ε I 係為預定義的候選整數CFO值，因此，可以事先得到。由於整數CFO所引起的IQ直流偏移效應轉移到另一個子載波，所以可以監控的二個最大振幅的位置，然後，建構T I 阻擋區塊來移除IQ直流偏移的影響，此將有益於整數CFO的搜尋。矩陣T I 取決於最大指標的幅度。有關T I 的 討論如下列所示式3.21、式3.22或式3.23：，用於開始的最大二個子載波 (3.21)
，用於最後的最大二個子載波 (3.22)
，用於開始和最後的最大二個子載波 (3.23)。
基於IQ直流偏移的移除，為了找到正確的第I個候選整數CFO(I th candidate integer CFO)，頻域上的接收訊號可以表示為式3.24所示：
其中，係為複合訓練序列矩陣。同時表示，且。
然後，複合響應可以利用LS方法進行估算，如式3.27。
其次，將代入，以得到預定接收訊號，如式3.28所示：
為了取得正確的I，即ε I ，接下來可以使用後置快速傅立葉轉換接收訊號與預定接收訊號之間的最小誤差距離，如式3.29所示。
因此，參考前述演算法，此整數CFO可以藉由找到式3.30的最大值來決定。
其中，係為具有初始分數CFO補償(即式3.10)之原始接收訊號，F T,I 係為具有IQ直流偏移的移除特性之轉換矩陣，係為具有候選整數CFO旋轉的已知訓練序列矩陣。
再者，本發明更提出其他方法來進行CFO整數搜尋，其係以歸零直流分量和搜尋IQ直流偏移剩餘功率之投射來找到整數CFO。根據式3.29，整數CFO可以藉由上述方法來決定。然而，由於歸零轉換T I 係用在直流分量移除，此將會導致其他子載波訊號被轉換和變形，所以無法使用最小化的ML架構在所有子載波輸出功率中找出正確的整數CFO。為解決此問題，本發明提出ML架構的最小化以適用於特定直流子載波輸出功率，由於歸零轉換給不同整數CFO，若其與接收直流分量訊號之整數CFO相匹配，即可獲得在直流子載波的最小輸出功率，並可搜尋正確的整數CFO。
其中，e m =[0,0,…,0,1,0,…,0,0] T 具有第m個元素被配置為1，m係為直流子載波指標，此乃因直流分量會被整數CFO位移。此指標m可以 被IQ直流偏移向量之最大振幅分量來預先確定，如式3.32，因為此候選整數CFO已預先定義，和F T,I 的定義係如同式3.30。
在估算出整數CFO之後，即可以獲得完整的CFO值，如，此接收訊號可以進行補償，如式3.33所示： 其中，初始相位被合併至h 1和h 2，如式3.34。
假設CFO補償係為完美的，此接收訊號僅具有IQ不平衡、整形濾波器不平衡、多路徑通道和IQ直流偏移效應等(亦即式3.33)，因此，在此可以使用與第二部分相同的估算和補償方法，並檢測原始傳輸訊號。
但若CFO估算不完美，較佳的CFO和其他缺陷參數就可以使用部份直接決策訊號(partial decision-directed symbols)來進行估算。較佳的CFO估算如下列式3.35和式3.36所示：
其中，Q表示取決於目前符號區塊的相關區塊符號的大小，係為相關的通道響應，其係具有非時變環境的振幅。
其中，係為重建的直接決策訊號。
最後，假如誤差向量振幅(error vector magnitude，EVM)性能不夠好，本發明即可再使用重建的直接決策訊號，如式3.37所示，來估測並補償射頻不完美，直至EVM性能收斂為止。
同樣地，在此可以使用頻域等化器來降低計算複雜度。在此部份中，係同時考慮整個射頻不完美和通道環境，如第二圖所示之流程圖，此射頻不完美和通道環境將一步步的被估測與補償。在補償CFO之後，剩餘的問題如同第二部分之作法。換言之，可以容易地在時域上使用前述之補償方法來繼續進行估測與補償。
在式3.33之後會回到式2.1，接續可以使用第二部分的估測補償方法來等化接收訊號。然後檢測具有頻域等化器之原始調變資料，這些已在第一部分中詳加說明，亦即如同式1.19至式1.31所示，故在此不再重複贅述。
因此，對應到第二圖所示之流程圖，本發明係依序解決載波偏移、直流偏移、多路徑通道、IQ不平衡和整形濾波器不平衡等射頻不完美之聯合估測補償方法，去除直接轉換收發器產生的IQ不匹配的影響，進而於LTE上鏈傳輸系統中有效達到估測補償射頻訊號不匹配之功效者。再者，本發明更可同時考慮不同的射頻衰減，並於時域上進行聯合之估測與補償，更具有良好的效益。
在完整說明完本發明之技術內容與功效之後，在此特將本發明之研究成果與國際大廠羅德史瓦茲(Rohde&Schwarz，R&S)之LTE訊號分析儀46進行比較，如第三圖所示，本發明開發之LTE訊號分析儀48包含安 捷倫E4406A降頻轉換器482與一電腦484。首先，將使用R&S向量訊號產生器(Vector Signal Generator，VSG)40傳送符合規範之LTE上鏈訊號，經由通道模擬器(Channel Emulator)42產生多路徑通道，並透過功率分配器(Power Divider)44分別送至R&S LTE訊號分析儀46與本發明之LTE訊號分析儀48作性能分析比較。
接續，透過向量訊號產生器40設定射頻不完美之參數設定，I通道直流偏移為：10%，Q通道直流偏移為：-5.1%，振幅不平衡為1dB，相位不平衡為10度，載波頻率中心設定為1.85001GHz，以產生10KHz之載波頻率偏移。通道模擬器42設定採用國際電信聯盟規範：時間延遲設定為0、110、190、410ns，每個路徑對應之平均功率分別為0、-9.7、-19.2、-22.8dB。
最後，R&S LTE訊號分析儀46所分析之量測結果如第四(a)圖及第四(b)圖所示，其係分別為訊號分析儀之性能分析結果之EVM與星雲圖，由於遭遇射頻不完美與多路徑之嚴重影響，R&S LTE訊號分析儀46之EVM性能嚴重衰落至10%。相較之下，本發明所提出之聯合估測補償方法即使遭遇射頻不完美與多路徑之影響，EVM性能依然能有1%之優異性能，如第五圖及第六圖所示，第五(a)圖及第五(b)圖為本發明之訊號分析儀所分析之PUSCH與DMRS訊號之星雲圖，第六圖則為PUSCH與DMRS訊號之EVM性能的擷取畫面示意圖，藉此證明本發明所提出之聯合估測補償方法，不僅符合LTE規範，更能在如此惡劣之環境下，擁有優異之接收訊號品質。
以上所述之實施例僅係為說明本發明之技術思想及特點，其目的在使熟悉此項技術者能夠瞭解本發明之內容並據以實施，當不能以之 限定本發明之專利範圍，即大凡依本發明所揭示之精神所作之均等變化或修飾，仍應涵蓋在本發明之專利範圍內。

Claims (20)

  1. 一種於上鏈傳輸系統中解決射頻不完美之聯合估測補償方法，包括：建立一具有射頻不完美之聯合訊號模型；根據該聯合訊號模型，於時域上對一接收訊號中之載波頻率偏移進行初始載波頻率偏移估測，以估算該載波頻率偏移之參數，並對該接收訊號進行補償，其中該初始載波頻率偏移估測更包括：使用訓練序列先估測初始分數載波頻率偏移，以補償該接收訊號；估測初始整數載波頻率偏移，以得到該初始整數載波頻率偏移之數值；以及利用頻率估算方法移除該接收訊號中的該載波頻率偏移；對該接收訊號之該聯合訊號模型進行聯合直流偏移、多路徑通道估測與不平衡訊號進行估測，並於時域上補償該接收訊號，且取得該不平衡訊號之不平衡參數；以及決策調變數據，以得到原始傳輸訊號。
  2. 如請求項1所述之聯合估測補償方法，更包括：判斷誤差向量振幅是否收斂，若是係進行下一步驟，若否則使用直接決策訊號進行迭代載波頻率偏移估測與補償，針對射頻不完美因子做進一步的估測與補償，直至該誤差向量振幅收斂為止；以及根據該不平衡參數，估算該聯合訊號模型中之增益不匹配參數與相位不匹配參數。
  3. 如請求項1所述之聯合估測補償方法，其中該接收訊號之該聯合訊號模型 係可表示為：，其中 ，，，且θ為 初始相位、ε為標準化的載波頻率偏移，且不平衡係數h 1和h 2分別與相乘並分別表示為和，N為解調參考訊號之區塊尺寸，G為循環字首(CP)的長度，n=0,....,N-1。
  4. 如請求項1所述之聯合估測補償方法，其中該頻率估算方法係將該接收訊號轉換為後置快速傅立葉轉換接收訊號後，再移除該後置快速傅立葉轉換接收訊號中的該載波頻率偏移。
  5. 如請求項1所述之聯合估測補償方法，其中在估測該初始整數載波頻率偏移之步驟中，該初始整數載波頻率偏移係利用的最大化來決定，其中，為具有該初始分數載波頻率偏移補償的原始接收訊號，F T,I 係為具有直流偏移之移除特性的轉換矩陣，係為具有候選整數載波頻率偏移之已知訊號序列矩陣。
  6. 如請求項1所述之聯合估測補償方法，其中該初始整數載波頻率偏移係利用歸零直流分量和搜尋直流偏移剩餘功率之投射來估算。
  7. 如請求項2所述之聯合估測補償方法，其中該迭代載波頻率偏移係使用部份直接決策訊號進行估算。
  8. 如請求項7所述之聯合估測補償方法，其中該迭代載波頻率偏移係使用下列方程式來進行估算： ；以及，其中，Q為取決於目前符號區塊的相關區塊符號的大小，係為相關的通道響應，為該直接決策訊號。
  9. 如請求項8所述之聯合估測補償方法，其中該直接決策訊號更可表示為，其中，h 1和h 2係為不平衡參數，u係為估測之原始訊號，d係為估測之直流偏移值。
  10. 如請求項1或2所述之聯合估測補償方法，其中已補償該載波頻率偏移後的該接收訊號y之該聯合訊號模型可表示為：；其中，h 1和h 2係為有IQ不平衡和整形濾波器不平衡之不平衡係數，d表示直流偏移值，向量l為所有的N×1向量，且h 1和h 2包含有實部和虛部的濾波器不平衡參數h C,I 和h C,Q ，其係與多路徑通道h ch 捲積並表示為，h RX 和h TX 分別為接收端和發射端之整形濾波器。
  11. 如請求項10所述之聯合估測補償方法，其中該直流偏移及該多路徑通道之估測係使用解調參考訊號，且該接收訊號係以捲積矩陣來表示：，其中，D為所有l向量的循環捲積矩陣，為長度為N並具有偏移的訓練序列產生之N×(L+1)循環捲積矩陣，且及。
  12. 如請求項11所述之聯合估測補償方法，其中在該使用訓練序列對該接收訊號之該聯合訊號模型進行該直流偏移及多路徑通道估測之步驟更包 括：將該接收訊號轉為頻域上的後置快速傅立葉轉換接收訊號；對該後置快速傅立葉轉換接收訊號乘上一零矩陣，以消除該直流偏移並取得該頻域上的該接收訊號；利用最少平方(LS)演算法及遞迴消除方法來估測出該直流偏移之重建訊號；以及於該接收訊號減去該直流偏移之重建訊號，剩下之接收訊號即可表示為。
  13. 如請求項2所述之聯合估測補償方法，其中該不平衡訊號包括IQ不平衡訊號和整形濾波器不平衡訊號。
  14. 如請求項13所述之聯合估測補償方法，其中已估測並補償該載波頻率偏移、該直流偏移及該多路徑通道後之該接收訊號係為具有不平衡訊號之該聯合訊號模型，其係可表示為，其中h 1和h 2係為有IQ不平衡和整形濾波器不平衡之該不平衡參數，係為包含偏移之原始訊號。
  15. 如請求項11所述之聯合估測補償方法，其中該訓練序列使用之解調參考訊號(DMRS)序列係可表示為：，其 中該E=diag{e 0,e 1,…,e N-1}為對角矩陣，其係具有偏移， 為長度為N且包含偏移之Chu序列。
  16. 如請求項15所述之聯合估測補償方法，其中在估算該不平衡訊號之該不 平衡參數的步驟中，係利用偽逆矩陣技術來估算該不平衡參數。
  17. 如請求項14所述之聯合估測補償方法，其中該增益不匹配參數g T 與該相位不匹配參數係利用該h 1和h 2的IQ不平衡和整形濾波器不平衡之該不平衡參數進行估算，其關係式為，其中h C,I 和h C,Q 係為實部和虛部的整形濾波器不平衡參數。
  18. 如請求項17所述之聯合估測補償方法，其中更可使用頻域等化器來等化該接收訊號，以降低計算複雜度。
  19. 如請求項18所述之聯合估測補償方法，其中等化該接收訊號之步驟更包括：利用已知矩陣對該接收訊號補償偏移；將時域上之該接收訊號轉換為頻域接收訊號；再利用該不平衡參數得到具有偏移的聯合估算之IQ不平衡和整形濾波器不平衡係數之矩陣與聯合射頻效應係數；以及在該頻域接收訊號中藉由乘上反矩陣係數來移除該聯合射頻效應係數，以藉此完成等化步驟而得到頻域原始傳輸訊號。
  20. 如請求項19所述之聯合估測補償方法，其中在得到該頻域原始傳輸訊號之後，更可使用IFFT運算器將該頻域原始傳輸訊號，轉換為時域原始傳輸訊號。
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