JP4495159B2 - 無線通信システムのための周波数領域等化器 - Google Patents
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Description
前記時間変化するチャンネル影響を修正するための等化器タップ・トラッキング回路と協働する等化器タップ計算回路と、
前記残留搬送波周波数オフセットを修正するための位相トラッキング回路と、
前記サンプリング周波数オフセットを修正するためのタイミング・トラッキング回路と、
を備え、前記受信された複合信号は、高速フーリエ変換(FFT)回路から入力され、修正された複合信号は、ソフト決定マッパに出力され、そして
修正タップ信号は、前記複合信号を修正する際に用いるための前記等化器タップ計算回路内に生成され、
4つのパイロット信号は、前記位相及びタイミング・トラッキング回路において用いるために発生される、周波数領域等化システムが提供される。
受信されたデータ・パケットのプレアンブルに含まれる長いシーケンスのトレーニング・シンボルFFT1及びFFT2からのチャンネル応答を評価するステップと、
搬送波周波数オフセット及びサンプリング周波数オフセットを評価するために、前記FFT1及びFFT2の長いシーケンスのトレーニング・シンボルと関連した引き続くデータ・シンボルにおけるパイロット・トーンを処理するステップと、
前記次に受信されたデータ・パケットにおける前記搬送波周波数またはサンプリング周波数オフセットのいずれかを補償するステップと、
データ・パケットの引き続く受信中にチャンネルひずみをトラッキングするステップと、
いずれかの検出されたひずみを補償するために前記チャンネル応答を変更するステップと、
を含む方法が提供される。
101. シンボル・カウンタをn=1にリセットする;
102. 各副搬送波ごとに、FFTフレーミング・オフセットに基づいて複合タイミング修正T(K,n)を初期設定する:T(K,1)=exp(−j 2 pi K d/M)をセットし、ここに、dは、FFTフレーミング・オフセットであり(サンプル、d>0)、及びMは、FFTフレームのサイズである(サンプル)。代表的には、Mは、FFTのサイズに対応する;
103. 位相修正P(n)をリセットする:P(1)=0にセットする;
104. 各副搬送波ごとに、チャンネル評価アキュムレータA(K,n)をリセットする:A(K,1)=0にセットする;
105. 各副搬送波ごとに、タイミング修正をFFT X(K,n)の出力に適用する:X’(K,n)=T(K,n)X(K,n);
106. 各副搬送波ごとに、受信されたトレーニング・シンボルを蓄積する:A(K,n)=A(K,n)+X’(K,n);
107. 位相修正を維持(フリーズ)する:P(n+1)=p(n);
108. タイミング修正を維持(フリーズ)する:T(K,n+1)=T(K,n);
109. シンボル・カウンタを増分する:n=n+1にセット;
110. すべてのトレーニング・シンボルの期間に対してステップ105〜109を繰り返す。上述において、送信されたトレーニング・シンボルは、全時間に渡って一定であると仮定される;
111. 各副搬送波ごとに、チャンネル評価C(K)=A(K,n)/L(k)/(n−1)を計算し、ここに、L(K)は、送信されたトレーニング・シンボルである;
112. 任意選択的には、チャンネル評価を円滑化して、各副搬送波ごとに円滑化されたチャンネル評価C’(K)を得る;
113. 各副搬送波ごとに、初期の等化器タップW(K,n)=1/C’(K)を計算する。
114. 各副搬送波ごとに、タイミング修正をFFT X’(K,n)=T(K,n)X(K,n)の出力に適用する;
115. パイロット搬送波を、それらの既知の変調M(Kp,n)で復調し(再度、変調はBPSKであると仮定しており、乗算で充分である)、そして、等化器を適用する:X”(Kp,n)=X’(Kp,n)M(Kp,n)W(Kp,n);
116. 各パイロット搬送波ごとに、位相修正を適用する:Z(Kp,n)=X”(Kp,n)P(n);
117. 各データ搬送波ごとに、位相修正を適用する:Y(KD,n)=X’(KD,n)P(n);
118. 各データ搬送波ごとに、等化器を適用する:Z(KD,n)=Y(KD,n)W(KD,n);
119. 各データ搬送波ごとに、コンステレーション非正規化の要素Fを適用する:Z’(KD,n)=F Z(KD,n);
120. 各データ搬送波ごとに、等化器出力Z(KD,n)に基づいたハード決定(a hard decision)を行う。これは、決定結果D(KD,n)を得るために、考慮中の(at hand)コンステレーションに基づく等化器出力をスライシングすることにより達成される。例えば、一に等しい平均電力レベルに正規化される16−直交振幅変調(QAM−振幅変調と位相シフト・キーイングとの組み合わせ)副搬送波に対しては、等化器の出力は、16−QAMに対して√(10)に等しいコンステレーション非正規化要素で非正規化され、スライシングは、±1及び±3の理想の実数成分値並びに±1及び±3の理想の虚数成分値で、最も近い理想の16−QAMコンステレーションの点を選択しつつ、0及び±2における実数及び虚数の決定境界に基づいて行われる。D(KD,n)に対する16の可能な値は、従って、±1±1j,±1±3j,±3±3j及び±3±1jである;
121. 各データ搬送波ごとに、複素スライサ・エラーE(KD,n)を計算し、ここに、E(KD,n)=Z(KD,n)−D(KD,n);
122. 各データ搬送波ごとに、コンステレーション非正規化の要素1/Fを適用する:E’(KD,n)=(1/F)E(KD,n);
123. 各データ搬送波ごとに、等化器タップ更新w(KD,n)を計算する:w(KD,n)=E’(KD,n)conj(sign(Y(KD,n)))であり、速度とタップ・ジッタとの間のトレードオフの値である更新パラメータである。適切なセッティングは、conj(x)がxの共役複素数に戻り、sign(x)がxの複素符号に戻り、±1±jである、ということである。
124. データ搬送波に対して等化器タップを更新する:W(KD,n+1)=W(KD,n)+w(KD,n)
125. 復調されかつ等化された複合パイロットに対して加算することにより、共通の位相回転を計算する:S(n)=sum(X”(Kp,n))(すなわち、すべてのKpに対する合計)。802.11aに対して、このことは、S(n)=S(7,n))+S(14,n)+S(−7,n)+S(−14,n)をもたらす;
126. 1つはS(n)の実数部で対してであり、1つはその虚数部に対してである、2つのリーキィ・インテグレータ(LI)(Leaky Integrators)によって例えば履行される複素低域通過フィルタで共通の位相回転をフィルタリングする。LIは、係数:S’(n)=S(n)+(−1 )S’(n−1)を有する一次無限インパルス応答(IIR)である。LIをS’(2)=0で初期設定する;
127. 低域通過フィルタの遅延の影響を減少するために、プレディクタ(a predictor)を適用する:S”(n)=2S’(n) −S’(n−1);
128. 次の反復のための準備に際し、プレディクタ出力の共役複素数であるように位相修正を更新する:P(n+1)=conj(S”(n));
129. タイミング・トラッキング回路への入力における各パイロット搬送波ごとに、その周波数インデックスの符号(sign)を決定し、次に、それらのインデックスの符号(sign)によって乗算されたパイロットの虚数部を合計する:V(n)=sum(imag(Z(Kp,n))sign(Kp)) (すなわち、Kpの各値の符号(sign)を考慮したすべてのKpに対する合計)
802.11aに対して、このことは、V(n)=imag(Z(7,n))+imag(Z(14,n))−imag(Z(−7,n))−imag(Z(−14,n))をもたらす。
フィードバック・タイミング修正が、パイロットのタイミング・エラー誘起された位相を小回路におけるこの点に保つということを考慮すれば、位相は、パイロットの虚数成分の合計によって近似され得る。また、与えられた遅延に対して、正の周波数のための位相エラーの符号(sign)が、負の周波数のための位相エラーの符号(sign)に関して否定されるということを考慮する;
131. タイミング修正の位相を得るために位相増分を蓄積する:
V”(n)=V”(n−1)+V’(n)
V”(3)=0で初期設定する;
T(K,n+1)=exp(−j V”(n) K) このステップは、CORDIC回路で最も良好に行われる;
134. すべてのデータ・シンボルの期間に対して、ステップ114〜133を繰り返す。
4 RF受信器フロント・エンド
6 物理媒体アクセス・コントロール(PHY/MAC)
8 ディジタル復調器
10 ベースバンド・デコーダ
12 ADCs/DACs
14 ソフト決定デマッパ
16 高速フーリエ変換(FFT)回路
18 ディジタル復調器フロントエンド(DFE)
20 ディジタル復調器バックエンド(DBE)
22 等化器
24 タイミング・トラッキング回路
26 位相トラッキング回路
28 等化器タップ(tap)計算回路
30 等化器タップ・トラッキング回路
Claims (18)
- 無線通信の時間一定の及び時間変化するチャンネル影響、受信された複合信号に生じる残留搬送波周波数オフセット及びサンプリング周波数オフセットを補償するための周波数領域等化システムであって、
(a) 前記時間一定の及び時間変化するチャンネル影響を修正するための等化器タップ・トラッキング回路と協働する等化器タップ計算回路と、
(b) 前記残留搬送波周波数オフセットを修正するための位相トラッキング回路と、
(d) 前記サンプリング周波数オフセットを修正するためのタイミング・トラッキング回路と、
を備え、前記受信された複合信号は、高速フーリエ変換(FFT)回路から入力され、修正された複合信号は、ソフト決定デマッパに出力され、そして
タップ修正信号は、前記複合信号を修正する際に用いるための前記等化器タップ計算回路内に発生され、
パイロット信号は、前記位相及びタイミング・トラッキング回路において用いるために抽出され、
前記等化器タップ・トラッキング回路は、さらに、スライサを含み、
前記等化器タップ・トラッキング回路は、スライサ・エラーの実行時間平均で前記タップ修正信号を更新する周波数領域等化システム。 - 前記複合信号は、52の複合副搬送波を含む請求項1に記載の周波数領域等化システム。
- 前記タップ修正信号は、前記52の複合副搬送波に最小平均二乗アルゴリズムを適用することによって発生される請求項2に記載の周波数領域等化システム。
- それぞれのタップ修正信号は、前記受信された複合信号と関連する各副搬送波ごとに計算される請求項1に記載の周波数領域等化システム。
- 前記等化器タップ計算回路は、また、スペクトル円滑化をも行う請求項1に記載の周波数領域等化システム。
- 前記タイミング・トラッキング回路は、時間平均を用いて前記パイロット信号の位相をトラッキングする請求項1に記載の周波数領域等化システム。
- それぞれの位相及びタイミング・ロータは、前記受信された複合信号の修正のために、前記パイロット及び前記52の複合副搬送波に適用される請求項2に記載の周波数領域等化システム。
- 4つのパイロット信号が計算される請求項1に記載の周波数領域等化システム。
- 前記位相トラッキング回路は、前記タイミング・トラッキング回路内に入れ子にされる請求項1に記載の周波数領域等化システム。
- 無線ディジタル受信器において、受信された複合信号を修正する方法であって、
(a) 受信されたデータ・パケットのプレアンブルに含まれる長いシーケンスのトレーニング・シンボルFFT1及びFFT2からのチャンネル応答を評価するステップと、
(b) 搬送波周波数オフセット及びサンプリング周波数オフセットを評価するために、前記長いシーケンスのトレーニング・シンボルFFT1及びFFT2の各々におけるパイロット・トーンを処理するステップと、
(c) 前記長いシーケンスのトレーニング・シンボルFFT1及びFFT2の各々に対するパイロット・トーンに応答して引き続き受信されるデータ・パケットにおける前記搬送波周波数またはサンプリング周波数オフセットのいずれかを補償するステップと、
(d) データ・パケットの引き続く受信中にチャンネルひずみをトラッキングするステップと、
(e) いずれかの検出されたひずみを補償するために前記チャンネル応答を変更するステップと、
(f) タップ修正信号を生成するステップと、
(g) スライサ・エラーの実行時間平均で前記タップ修正信号を更新するステップと、
を含む方法。 - チャンネル評価の前記ステップは、前記長いシーケンスのトレーニング・シンボルFFT1及びFFT2の受信された振幅及び位相を基準と比較することにより行われる請求項10に記載の方法。
- 前記比較するステップは、さらに、前記長いシーケンスのトレーニング・シンボルFFT1及びFFT2に渡って平均するステップ、及び前記受信された複合信号と関連する各副搬送波を復調するステップを含む請求項11に記載の方法。
- タップ修正信号を生成するステップは、該タップ修正信号を前記受信された長いシーケンスのトレーニング・シンボルFFT1及びFFT2に適用するステップを含む請求項10に記載の方法。
- 前記トラッキングするステップは、残留位相及びタイミング・エラー、並びにチャンネル変動をトラッキングすることにより前記タップ修正信号をリファインするステップを含む請求項13に記載の方法。
- 前記評価するステップは、さらに、スペクトル円滑化を含む請求項13に記載の方法。
- 前記補償するステップは、さらに、前記それぞれの搬送波周波数及びサンプリング周波数オフセットを修正するために、それぞれの位相及びタイミング・ロータを、前記受信された複合信号と関連する前記パイロット及び副搬送波に適用するステップを含む請求項10に記載の方法。
- 前記処理するステップは、さらに、時間平均を用いて前記パイロットを横切る位相をトラッキングするステップを含む請求項16に記載の方法。
- 前記処理するステップは、さらに、前記ディジタル受信器と関連したクロックでアナログ・ディジタル変換器(ADC)において前記受信された複合信号をサンプリングするステップと、前記ディジタル受信器のクロックと送信器と関連するクロックとの間のクロック周波数における差を決定するステップとを含む請求項10に記載の方法。
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