JP2007505524A - 無線通信システムのための周波数領域等化器 - Google Patents

Abstract

本発明は無線通信に関し、特に、無線信号の送信後に無線信号に導入されるエラーを修正するための装置及びモジュールに適用可能である。信号処理によってまたは送信媒体によってのいずれかによって導入される受信された無線信号への望ましく無い影響を補償する等化器が提供される。動作中、等化器は、これらの影響を補償する複合修正信号で、複合受信された信号を乗算する。タップ修正信号は、時間変化するチャンネル影響（すなわち、チャンネルひずみ）を修正し、タイミング・トラッキング信号は、搬送波周波数オフセット・エラーを修正し、そして位相トラッキング信号は、サンプリング周波数オフセット・エラーを修正する。

Description

本発明は無線通信に関し、特に、無線信号の送信の後に無線信号に導入されるエラーを修正するための装置及びモジュールに適用可能であるが、それに制限するものではない。

通信技術における進行中の変革は、ワイヤレスまたは無線技術において進歩をもたらしてきた。ワイヤレス技術は、ワイヤレス・コンピュータ・ネットワーク及びワイヤレス電話のような異種の分野において現在用いられている。これらの応用のために有利である1つの技術は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）と呼ばれる。当業者に理解されるように、周波数分割多重（ＦＤＭ）は、異なった信号を搬送するために異なった周波数を用いることに関連しているが、このことは、また、通常、異なった周波数間の大きい“ガード・バンド（保護帯域）”を提供することに関連している。ＯＦＤＭの場合、符号間干渉（ＩＳＩ）、または搬送周波数の接近に起因する異なった周波数間の干渉は、送信される複合信号を創設するよう特別な組の信号が用いられるとき、減少される。この特徴の結果として、一層小さいガード・バンドが必要とされ、バンド（帯域）幅／リソース（資源）の一層効率的な使用が達成され得る。

ＯＦＤＭが、任意の無線技術と大体同じである無線リンクを介して今送信されるデータの量を増加することに首尾の良いものであり続けてきたが、未だ媒体の制限を受けている。信号は無線波によって送信されるので、これらの信号は、無線送信それ自体によって導入されるひずみだけでなく、信号処理によって導入される可能なエラーの影響も未だ蒙る。時間変化するチャンネルひずみ、残留搬送波による周波数オフセット、及び残留サンプリングによる周波数オフセットが、各ＯＦＤＭ信号をひずませて変造し得る。

時間領域のＯＦＤＭ信号は、データ・シンボル（データ・フレーム）に対応するサンプルのフレームから成り、各フレームは、既知の長さの巡回接頭部（a cylic prefix）（ガード・フレーム）によって先行される。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の入力において、時間領域信号は、信号内のガード・フレーム及びデータの位置付けに従って、フレーム化される。

図１を参照すると、代表的な動作環境において、送信された無線波は、種々の表面で反射された幾つかの副搬送波信号を含む。結果として、ベース・ステーションで受信された信号は、異なった方向から（反射に依存する）、異なった強度で（減衰に依存する）、到来し得、受信器は、これらの全ての反射の結合だけを受信する。この現象は、多重経路もしくは多重通路伝送と呼ばれる。多重経路の主な問題は、遅延拡散を創成するということである。異なった信号における伝播速度及び反射の数に依存して、これらのすべての信号は、概して、正確に同じ時刻において受信器に到達しない。遅延拡散を克服するための主な技術は、等化である。等化器は、送信ひずみ及び信号処理エラーの影響を変換もしくは修正することを試みる。一層詳細には、等化器は、各構成要素の相対的なタイミング、位相及び強度に影響する、異なった経路を通る信号伝播に起因するひずみを評価することを試みるディジタル回路である。等化器はひずみを評価して、該ひずみを除去する。ディジタル等化器は、しばしば、時間領域ディジタル有限応答フィルタ（ＦＩＲ）適合性タップとして、または、問題の各周波数点のための適合性タップを有する周波数領域フィルタとして履行される。

一層詳細には、低電力無線装置に関するＩＥＥＥ ８０２．１１ａ 規格のもとに、６４のサンプルを示す（バーリングする、baring）データ・シンボルは、１６サンプルの巡回接頭部（プレフィックス）（cyclic prefix）によって先行され、全部で８０サンプルをもたらす。６４点のＦＦＴは、６４サンプルのフレーム（ＦＦＴフレーム）に与えられる。符号間干渉を減少するために、データ・フレームの開始に対するＦＦＴフレーミング・オフセットが適用される。５サンプルのＦＦＴフレーミング・サンプルの場合、長さ６４のＦＦＴフレームが、次に、ガード・フレームの１２番目のサンプルで開始し、データ・フレームの５９番目のサンプルで終了するであろう。

ＦＦＴオフセットは、事実、データ・フレームに対してＦＦＴフレームの負遅延である。チャンネル評価の間に与えられるとき、オフセットは、従って、該遅延に対応する位相回転を導入し、任意の他の位相及び利得ひずみに追加して、遅延無しでチャンネル内にすでに存在する回転を導入する。等化器が修正しようとするのはこれらのひずみの合計である。チャンネルひずみは、多重経路に起因するひずみ、並びに、送信器及び受信器におけるアナログ及びディジタル信号処理に起因するひずみを含む。

遅延に起因する位相回転は、不可能でないとしてもチャンネル評価の円滑化を困難にする、各副搬送波のチャンネル評価の実数及び虚数成分に関する線形ひずみを惹起する。

無線通信システムのための等化器は、当該技術分野で既知である。例えば、２００１年１２月４日に発行され、Ｅｒｉｃｓｓｏｎ Ｉｎｃ．に譲渡された“等化を用いたディジタル無線通信のシステム及び方法”という名称のＵＳ６，３２７，３０２号は、時間変化する適合性フィルタ係数及び収束パラメータを用いた無線通信チャンネルの高速適合性等化を達成するための方法及び装置を記載している。時間領域等化器のために、この特許に記載された技術は、適切に働くけれども、チャンネルひずみを克服することにだけ焦点が当てられており、残留搬送波周波数オフセット及び残留サンプリング周波数オフセットによってもたらされる可能なエラーを扱ってはいない。

もう１つの従来技術の等化器は、２００２年５月１４日に発行され、Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ Ｉｎｃ．に譲渡された“離散多重トーンに基づくディジタル搬送波ラインのための適合性周波数領域等化器回路、システム及び方法”という名称のＵＳ６，３８９，０６２号に記載されている。この特許は、ディジタル副搬送波ライン（ＤＳＬ）モデムで使用するための結合された周波数領域等化器を用いたチャンネル等化システムを示している。システムは、受信された信号における振幅及び位相ひずみに対して調節するが、残留搬送波周波数オフセット及び残留サンプリング周波数オフセットによってもたらされる可能なエラーを扱ってはいない。それは、また、ＯＦＤＭを用いた無線ネットワークに対して適合されない。

従って、上述に基づいて、チャンネルひずみを克服し、そして残留搬送波周波数オフセット及び残留サンプリング周波数オフセットによってもたらされる可能なエラーを補償する装置に対する必要性がある。理想的には、このような装置は、内蔵式かつ一体式でありながら、３つのすべての有害な影響を補償することができる。

本発明は、信号処理によってまたは送信媒体によってのいずれかによって導入される受信された無線信号への望ましくない影響を補償する周波数領域等化器を提供する。動作中、等化器は、周波数領域への変換後の受信された複合信号を、これらの影響を補償する複合（complex）修正信号で乗算する(multiples)。時間変化するタップ修正信号は、時間変化するチャンネル影響（すなわち、チャンネルひずみ）を修正し、タイミング・トラッキング信号は、サンプリング周波数オフセット・エラーを修正し、そして位相トラッキング信号は、搬送波周波数オフセット・エラーを修正する。タップ修正信号は、初期のタップ値を計算することによって、そして位相トラッキング信号及びタイミング・トラッキング信号の双方が各ＯＦＤＭデータ・シンボルのパイロット・トーンから導出されている間に符号（sign）最小平均二乗（ＬＭＳ）プロセスまたはアルゴリズムを受信された信号に適用することによって発生される。別の位相トラッキング及びタイミング・トラッキング回路は、位相トラッキング及びタイミング・トラッキング修正信号を生成する。

本発明の一態様によれば、無線通信の時間変化するチャンネル影響、受信された複合信号に生じる残留搬送波周波数オフセット及びサンプリング周波数オフセットを補償するための周波数領域等化システムであって、
前記時間変化するチャンネル影響を修正するための等化器タップ・トラッキング回路と協働する等化器タップ計算回路と、
前記残留搬送波周波数オフセットを修正するための位相トラッキング回路と、
前記サンプリング周波数オフセットを修正するためのタイミング・トラッキング回路と、
を備え、前記受信された複合信号は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路から入力され、修正された複合信号は、ソフト決定マッパに出力され、そして
修正タップ信号は、前記複合信号を修正する際に用いるための前記等化器タップ計算回路内に生成され、
４つのパイロット信号は、前記位相及びタイミング・トラッキング回路において用いるために発生される、周波数領域等化システムが提供される。

本発明のもう１つの態様によれば、無線通信システムにおいて、受信された複合信号を修正する方法であって、
受信されたデータ・パケットのプレアンブルに含まれる長いシーケンスのトレーニング・シンボルＦＦＴ１及びＦＦＴ２からのチャンネル応答を評価するステップと、
搬送波周波数オフセット及びサンプリング周波数オフセットを評価するために、前記ＦＦＴ１及びＦＦＴ２の長いシーケンスのトレーニング・シンボルと関連した引き続くデータ・シンボルにおけるパイロット・トーンを処理するステップと、
前記次に受信されたデータ・パケットにおける前記搬送波周波数またはサンプリング周波数オフセットのいずれかを補償するステップと、
データ・パケットの引き続く受信中にチャンネルひずみをトラッキングするステップと、
いずれかの検出されたひずみを補償するために前記チャンネル応答を変更するステップと、
を含む方法が提供される。

さて、本発明の利点は、容易に明瞭である。周波数領域で動作する、一体化されたタイミング回復及び位相トラッキングを有する等化器が提供される。

本発明の良好な理解は、添付図面を参照して以下の詳細な説明を考慮することにより得られるであろう。

図２を参照すると、本発明が収容されているディジタル受信器２が示されている。好適なディジタル受信器２は、ＩＥＥＥ ８０２．１１ａ 規格に限定された物理層機能のすべてを行う、例えば、ＩｃｅＦｙｒｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｉｎｃ．によって提供されるＩＣＥ５３５０であって良いが、本発明は、この受信器に制限されることを意味されない。ディジタル受信器２は、ＲＦ受信器フロント・エンド４と、物理媒体アクセス・コントロール（ＰＨＹ／ＭＡＣ）６との間に配置される。ＲＦ受信器フロント・エンドは、アンテナＡ及びＢに接続される。図面に示されるように、ディジタル受信器２内の２つの主なブロックは、ディジタル復調器８及びベースバンド・デコーダ１０である。ディジタル復調器８は、搬送波オフセット、タイミング・オフセットを除去することによって、チャンネル障害を補償することによって、そしてディジタル的に変調された信号をデマッピング(demapping)することによって、ベースバンド信号を回復する。このブロックは、アナログ・ディジタル・インターフェース（図示せず）と、ベースバンド・インターフェース（図示せず）との間に配置される。ベースバンド・デコーダ１０は、ベースバンド信号をデインターリーブ(de-interleaves)し、ソフト決定ビタビ・アルゴリズム(soft-decision Viterbi algorithm)を通してエラー修正を提供し、そしてＰＨＹ／ＭＡＣ６を通されるように、修正されたビット・ストリームをアンスクランブルする。このブロックは、ベースバンド・インターフェース（図示せず）と、ＰＨＹ／ＭＡＣインターフェース（図示せず）との間に配置される。

図３は、図２のディジタル復調器８を示す。図に示されるように、アナログ・ディジタル・インターフェースは、ブロックＡＤＣｓ／ＤＡＣｓ１２に配置される。ベースバンド・インターフェースも、図において、ソフト決定デマッパ（the soft decision demapper）１４において示され得る。図には、また、ディジタル復調器８が高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路１６によって明白に２つの部分に分割されているということが示され得る。左には、ディジタル復調器フロントエンド（ＤＦＥ）１８があり、右には、ディジタル復調器バックエンド（ＤＢＥ）２０がある。本発明は、ディジタル復調器バックエンド２０内に設けられる。

図４を参照すると、ＤＢＥの概観が示されている。ＤＢＥは、ＦＦＴ回路１６の出力からソフト決定デマッパ１４の入力までのディジタル信号処理（ＤＳＰ）機能のすべてを行う。以下に一層充分に説明するように、特に、ＤＢＥは、一体化されたタイミング及び位相トラッキング回路（それぞれ、２４及び２６において示されている）を有する等化器（ＥＱ）（総括的に２２で示されている）として作用する。図に見られ得るように、位相トラッキング回路２６は、タイミング・トラッキング回路２４と共に入れ子にされ（nested）ている。この機能のすべては、完全に周波数領域において、すなわち、ＦＦＴ回路１６の後において達成される。このことは、制御信号が、周波数領域から一層容易に導出されるので有利であり、その場合、パイロット信号は、位相及びタイミング・エラーを明らかにするのに容易に利用可能であり、すなわち、それらはＦＦＴ回路１６の生成物である。ＦＦＴ回路１６の後に修正を適用することは、また、ＦＦＴ回路１６の待ち時間を回避するように働く。図に示されるように、等化器は、また、等化器タップ(tap)計算回路２８及び等化器タップ・トラッキング回路３０をも含む。

概して、等化器は、残留サンプリング周波数オフセット、残留搬送波周波数オフセット、及び時間変化するチャンネル効果のための各ＯＦＤＭシンボルの５２の複合副搬送波の各々を補償する。それは、これらの機能を、データ・パケットの長シーケンス・トレーニング・プレアンブルにおいて送信される２つのシンボルで受信される複合データからの初期のチャンネル応答を評価することによって達成する。それは、次に、搬送波周波数オフセット及びサンプリング周波数オフセットを評価するために、各々の引き続くデータ・シンボルにおける４つのパイロット・トーンを処理する。任意の検出されたオフセットは、上の効果に対して補償されている次に受信されたシンボルに帰結する。データ・パケットの受信中、等化器は、変化するチャンネルひずみをトラッキングし、受信された各副搬送波ごとにエラーを最小とするよう、計算されたタップを修正する（以下に説明する）。５２の複合副搬送波はＦＦＴ回路１６から受信され、等化の後、時分割多重化された偶数及び奇数の同相及び直交の副搬送波データ・バスにおいて、ソフト決定デマッパ１８に、等化された副搬送波を提起する。

図５を参照すると、本発明の等化器のタイミングの概観図が与えられている。ＦＦＴ負荷信号は、各８０のクロック周期を繰り返す。２０Ｍｈｚクロックの間、この時間は、受信されたＯＦＤＭデータのシンボル周期を表す。処理される第１のシンボルは、長シーケンス・トレーニング・シンボルのＦＦＴ１であり、その後、長シーケンス・トレーニング・シンボルのＦＦＴ２が続く。これら２つのシンボルの複合副搬送波は、副搬送波ごとのベースで平均化され、次に、初期チャンネル評価及びタップ初期設定のために等化器内の等化器タップ計算回路２８に提起される。各副搬送波は、初期化されると静的かつ時間変化するチャンネル効果を修正するために用いられる１つの関連の複合タップを有する。タップ修正信号は、初期のタップ値を計算して、受信された副搬送波に最小平均二乗（ＬＭＳ）プロセスまたはアルゴリズムを適用することにより、発生される。タップは、ＳＩＧＮＡＬシンボルで開始するＦＦＴ副搬送波データを修正するために用いられる。タイミング・トラッキング回路２４内で、タイミング・トラッキング計算は、各パケットの開始において初期設定される。５２の複合タイミング・トラッキング・オフセット修正値は、ＦＦＴフレーミング・オフセットに基づいてプリセットされ、それ故、該オフセットは、等化器タップ計算回路にとって透明である。位相トラッキング回路２６内で、位相トラッキング計算は、複合レジスタ値を初期設定することにより、パケット開始において初期設定される。ＳＩＧＮＡＬシンボル中、４つのパイロット・トーン副搬送波が抽出され、副搬送波順に再度順番付けられる。位相トラッキング・ロータ（rotor）は、これら４つのパイロット・トーン副搬送波から計算され、次のデータ・シンボルに与えられる。タイミング・トラッキング計算は、また、同じ４つのパイロット・トーン副搬送波から新しいタイミング・トラッキング・オフセット修正値（タイミング・トラッキング・ロータの形態において）を計算し、これらの値を副搬送波ベースで次のデータ・シンボルに与える。

等化器タップ計算に対して、各データ及びパイロット副搬送波において等化器タップ計算回路２８によって見られる振幅及び位相ひずみは、等化器タップ値に変換する。タップ値は、チャンネル評価の複合反転（complex inverse）である。複合反転は、反転振幅及び共役角に戻る（returns）。図６を参照すると、等化器タップ計算回路２８のさらなる詳細が与えられている。チャンネル評価は、受信器における長シンボルの局部レプリカである基準振幅及び位相と、送信された長シンボル３６の受信された振幅及び位相を比較（３４において）することにより行われる。比較は、各副搬送波における受信された値を局部長シンボルと乗算する（復調する）（３８において）ことにより行われる。ＦＦＴ１及びＦＦＴ２を平均する（４０において）ことが、ゼロ平均ノイズ状態のもとでの評価を高めるために、乗算（３８において）に先行する。

さらに、評価を高めることは、スペクトル円滑化（４２において）を介して得られる。副搬送波間のノイズの相関の程度が副搬送波間のチャンネル位相及び大きさの相関の程度よりも充分に下であるので、副搬送波に渡る平均化は、評価をさらに高める。スペクトルの円滑化は、バンド・エッジの特別な考察でもって、データ及びパイロット副搬送波を横切る３つのタップまたは５つのタップの複素移動平均を通して行われる。深いヌルが重篤な線形ひずみを引き起こす幾つかの過酷な状態のもとでは、円滑化は、ある程度まで悪影響を有し得る。このような環境のもとでは、円滑化は無いかもしくは３つのタップだけを有する円滑化が好ましい。対象的に、フラット・チャンネル状態のもとでは、円滑化は、相当な改良を与え、５つのタップが好ましい。円滑化回路は、このような選択を許容するようプログラミングされ得る。ＦＦＴ回路１６への入力におけるシンボル・フレーミングの後の任意の非ゼロ・シンボル遅延（すなわち、ＦＦＴフレーミング・オフセット）が、評価されたスペクトルの位相回転（rotation）として現れるであろう。位相回転は、それ自体、余弦及び正弦形状のひずみとして現われ、そしてそうでない場合に、円滑化に対して充分に適合しているスペクトルは、不適合となる。非ゼロ・シンボル遅延のかなりの分担は、既知であり意図的であるので、適切なタイミング修正が、チャンネル評価器(estimator)への入力に与えられる。この修正は、それが長いシンボル中にプリセットされ保持されるときに、タイミング回復回路によって行われる。

図７を参照すると、等化器タップ・トラッキング回路３０を一層完全に示している。等化器タップ・トラッカ３０の機能は、タップ値をリファイン（純化）し、残留位相及びタイミング・エラーをトラッキングし、そしてチャンネル変動をトラッキングすることである。タップの更新は、スライサ・エラー（４４に示されている）の走行時間平均で行われる。タップ更新は、等化器が、タップを拡張及び減少コンステレーションに、並びに回転コンステレーションに調整するのを許容する。それは、以後説明するタイミング及び位相トラッキング回路により、位相ラグ及び振幅ひずみを補償する。それは、また、チャンネル評価、代表的にはノイズに起因する不完全な評価、から得られる初期のタップ値をリファインする（４６において）。タップ・トラッキングは、必要に応じて、ターン・オン及びオフされ得る。タップ値を駆動する信号は、スライサ４８によって与えられる。各シンボルにおいてかつ各データ副搬送波に対して、スライサ４８は、その入力におけるコンステレーション値と、適用可能なコンステレーション・サイズに対応する最も近い奇数の整数のコンステレーションの点との間の複合の差（エラー）を戻す。このエラーは、タップ値を更新する（５２において）ために用いられる前に、コンステレーション・サイズに基づいて正規化される（５０において）。時間平均は、タップ・ジッタを減少するために肝要であり、このような平均は、正規化されたスライサ４８のスケーリングを通して達成される。

図８（ａ）は、位相トラッキング回路２６を一層詳細に示し、図８（ｂ）は、位相トラッキング回路２６に一体化された位相予想器（predictor）回路を示す。位相トラッキング回路２６の目的は、ディジタルのフロント・エンドの数値制御発振器（ＤＦＥ−ＮＣＯ）（図４に３２として示されている）による調整の後に、残留搬送波周波数オフセットを修正することである。残留オフセットは、プリアンブルにおける長いシンボル及び短いシンボル中の不正確なオフセット評価の結果である。ＤＦＥ−ＮＣＯは、ＦＦＴを充分に修正し、ＦＦＴの後のさらに追加の修正は、特に、中間から最大長さのパケットに対して、及び一層高密度のコンステレーションを有するパケットに対して、必要とされる。位相エラーは、コンステレーションを、１シンボルにつき２〜３程度まで回転させる。等化器は、この残留回転をトラッキングすることができるであろうけれども、４つのパイロットを用いる位相トラッキングは、ノイズのある状態下では一層強健である。等化器の適合は、このように、位相エラーをトラッキングするためには、ゆっくりしすぎる時定数でもって動作することができる。回路は、時間平均（５６において）及びパイロット並びに位相予想を横切る平均（５８において）を用いて４つの等化されたパイロット５４を横切る位相をトラッキングする。重要なことは、パイロット等化器のタップは適合せず、従って、回転は、位相トラッキング回路に対して完全に可視である。修正のために、反転ドリフトを表すロータ６０は、フィード・フォワード態様でパイロット及びデータ副搬送波に与えられる。

図９を参照すると、タイミング・トラッキング回路２４が示されている。この回路の機能は、サンプリング周波数オフセットに起因するタイミング・エラーをトラッキングすることである。受信された信号は、ディジタル受信器２（図２）の装置クロック（図示せず）から導出されるクロックでＡＤＣ１２（図３）においてサンプリングされる。送信のために用いられるクロックと、受信器おけるサンプリングのために用いられるクロックとの間のクロック周波数における差は、それ自体、受信されたベースバンドのスペクトルの伸張または収縮として現れる。この伸張または収縮は、副搬送波周波数オフセットを引き起こし、該オフセットは、直流からの副搬送波の距離で高まる。このようなタイミング・オフセットは、搬送波周波数オフセットのものと類似の位相回転を引き起こすが、該オフセットの速度は、副搬送波ごとに変化する。このタイミング・エラーは、コンステレーションが、外部のほとんどの搬送波におけるシンボルごとに０．５度まで回転するようにする。

等化器は、この残留回転をトラッキングすることができるであろうけれども、４つのパイロットを用いたタイミング・トラッキングは、ノイズのある状態下では一層強健である。等化器の適合は、このように、タイミング・エラーをトラッキングするためには、ゆっくりすぎる時定数で動作することができる。該回路は、パイロットを横切る時間平均（６４において）を用いた４つの等化されたパイロットを横切って位相をトラッキングする。重要なことは、パイロット等化器タップは適合せず、従って、回転は、位相トラッキング回路２６にとって完全に可視である。修正のために、反転タイミング・ドリフトを表す主ロータ位相（６６において）は、各副搬送波ごとに個々のロータ位相を計算するためのベースとして用いられる。個々のロータは、フィード・バック態様でパイロット及びデータ副搬送波に与えられる。タイミング・トラッキング回路は、また、意図的なＦＦＴフレーミング・オフセットに起因する位相回転を、ガード・インターバルにアンドーするためにも用いられる。等化器タップ計算の前の位相の修正は、スペクトル円滑化回路のために必要とされる。主ロータの初期の位相はレジスタから読取られ、それは、長いシンボル中、回路によって更新されない。その後、タイミング・トラッキング回路は、ロータを更新するであろう。

当業者には理解されるであろうように、周波数領域内では、複合ＦＦＴ出力は、Ｘ（Ｋ，ｎ）によって表され得、ここに、時間ｎ＝１．．ＮのＯＦＤＭ ＦＦＴフレーム（ＯＦＤＭシンボル）であり、トレーニング・シンボルを含み、そして、Ｋは副搬送波インデックスである。一層詳細には、ＩＥＥＥ ８０２．１１ａ によれば、能動副搬送波インデックスは、周波数インデックスＫ＝−２６．．０．．２６（５２の副搬送波）であり、その内、パイロット副搬送波インデックスは、Ｋ_ｐ＝−１４，−７，７，１４（すなわち、４のパイロット）である。データ副搬送波インデックスは、Ｋ_Ｄ＝−２６．．−１５，−１３．．−８，−６．．−１，１．．６，８．．１３，１５．．２６（すなわち、４８のデータ搬送波）である。トレーニング・シンボルは、各副搬送波における固定かつ既知のバイナリ位相シフト・キーイング（ＢＰＳＫ）変調を有する２つのＦＦＴフレームから成る。データ・シンボルの送信は、トレーニング・シンボルの送信の後に続く。

さて、チャンネル評価、適合性等化、並びに位相及びタイミング・トラッキングのための処理ステップを、図４及び図６から図９を参照して一層詳細に説明する。ここに、丸で囲まれた番号は、以下に限定するステップが行われる、示された回路の部分を表す。

（ａ）トレーニング・シンボルの受信中に以下を行う：
１０１． シンボル・カウンタをｎ＝１にリセットする；
１０２． 各副搬送波ごとに、ＦＦＴフレーミング・オフセットに基づいて複合タイミング修正Ｔ（Ｋ，ｎ）を初期設定する：Ｔ（Ｋ，１）＝ｅｘｐ（−ｊ ２ ｐｉ Ｋ ｄ／Ｍ）をセットし、ここに、ｄは、ＦＦＴフレーミング・オフセットであり（サンプル、ｄ＞０）、及びＭは、ＦＦＴフレームのサイズである（サンプル）。代表的には、Ｍは、ＦＦＴのサイズに対応する；
１０３． 位相修正Ｐ（ｎ）をリセットする：Ｐ（１）＝０にセットする；
１０４． 各副搬送波ごとに、チャンネル評価アキュムレータＡ（Ｋ，ｎ）をリセットする：Ａ（Ｋ，１）＝０にセットする；
１０５． 各副搬送波ごとに、タイミング修正をＦＦＴ Ｘ（Ｋ，ｎ）の出力に適用する：Ｘ’（Ｋ，ｎ）＝Ｔ（Ｋ，ｎ）X（Ｋ，ｎ）；
１０６． 各副搬送波ごとに、受信されたトレーニング・シンボルを蓄積する：Ａ（Ｋ，ｎ）＝Ａ（Ｋ，ｎ）＋Ｘ’（Ｋ，ｎ）；
１０７． 位相修正を維持（フリーズ）する：Ｐ（ｎ＋１）＝ｐ（ｎ）；
１０８． タイミング修正を維持（フリーズ）する：Ｔ（Ｋ，ｎ＋１）＝Ｔ（Ｋ，ｎ）；
１０９． シンボル・カウンタを増分する：ｎ＝ｎ＋１にセット；
１１０． すべてのトレーニング・シンボルの期間に対してステップ１０５〜１０９を繰り返す。上述において、送信されたトレーニング・シンボルは、全時間に渡って一定であると仮定される；
１１１． 各副搬送波ごとに、チャンネル評価Ｃ（Ｋ）＝Ａ（Ｋ，ｎ）／Ｌ（ｋ）／（ｎ−１）を計算し、ここに、L（K）は、送信されたトレーニング・シンボルである；
１１２． 任意選択的には、チャンネル評価を円滑化して、各副搬送波ごとに円滑化されたチャンネル評価Ｃ’（Ｋ）を得る；
１１３． 各副搬送波ごとに、初期の等化器タップＷ（Ｋ，ｎ）＝１／Ｃ’（Ｋ）を計算する。

ＩＥＥＥ８０２．１１ａにおいて、トレーニング・シンボルは、いわゆるロング・シンボル（Ｌｏｎｇ Ｓｙｍｂｏｌ）における２つのＦＦＴフレームから成る。従って、以下、ｎ＝３で進める。また、トレーニング・シンボルＬ（ｋ）は、ＢＰＳＫ（＋１及び−１の値）であり、従って、ステップ１１１におけるＬ（Ｋ）による割り算は、Ｌ（Ｋ）での乗算に置き換えられることができ、Ｃ（Ｋ）＝Ａ（Ｋ，ｎ）Ｌ（ｋ）／２に到達する。

（ｂ）データ・シンボルの受信中に等化器に関連した以下の処理を行う：
１１４． 各副搬送波ごとに、タイミング修正をＦＦＴ Ｘ’（Ｋ，ｎ）＝Ｔ（Ｋ，ｎ）Ｘ（Ｋ，ｎ）の出力に適用する；
１１５． パイロット搬送波を、それらの既知の変調Ｍ（Ｋｐ，ｎ）で復調し（再度、変調はＢＰＳＫであると仮定しており、乗算で充分である）、そして、等化器を適用する：Ｘ”（Ｋｐ，ｎ）＝Ｘ’（Ｋｐ，ｎ）Ｍ（Ｋｐ，ｎ）Ｗ（Ｋｐ，ｎ）；
１１６． 各パイロット搬送波ごとに、位相修正を適用する：Ｚ（Ｋｐ，ｎ）＝Ｘ”（Ｋｐ，ｎ）Ｐ（ｎ）；
１１７． 各データ搬送波ごとに、位相修正を適用する：Ｙ（Ｋ_Ｄ，ｎ）＝Ｘ’（Ｋ_Ｄ，ｎ）Ｐ（ｎ）；
１１８． 各データ搬送波ごとに、等化器を適用する：Ｚ（Ｋ_Ｄ，ｎ）＝Ｙ（Ｋ_Ｄ，ｎ）Ｗ（Ｋ_Ｄ，ｎ）；
１１９． 各データ搬送波ごとに、コンステレーション非正規化の要素Ｆを適用する：Ｚ’（Ｋ_Ｄ，ｎ）＝Ｆ Ｚ（Ｋ_Ｄ，ｎ）；
１２０． 各データ搬送波ごとに、等化器出力Ｚ（Ｋ_Ｄ，ｎ）に基づいたハード決定（a hard decision）を行う。これは、決定結果Ｄ（Ｋ_Ｄ，ｎ）を得るために、考慮中の（at hand）コンステレーションに基づく等化器出力をスライシングすることにより達成される。例えば、一に等しい平均電力レベルに正規化される１６−直交振幅変調（ＱＡＭ−振幅変調と位相シフト・キーイングとの組み合わせ）副搬送波に対しては、等化器の出力は、１６−ＱＡＭに対して√（１０）に等しいコンステレーション非正規化要素で非正規化され、スライシングは、±１及び±３の理想の実数成分値並びに±１及び±３の理想の虚数成分値で、最も近い理想の１６−ＱＡＭコンステレーションの点を選択しつつ、０及び±２における実数及び虚数の決定境界に基づいて行われる。Ｄ（Ｋ_Ｄ，ｎ）に対する１６の可能な値は、従って、±１±１ｊ，±１±３ｊ，±３±３ｊ及び±３±１ｊである；
１２１． 各データ搬送波ごとに、複素スライサ・エラーＥ（Ｋ_Ｄ，ｎ）を計算し、ここに、Ｅ（Ｋ_Ｄ，ｎ）＝Ｚ（Ｋ_Ｄ，ｎ）−Ｄ（Ｋ_Ｄ，ｎ）；
１２２． 各データ搬送波ごとに、コンステレーション非正規化の要素１／Ｆを適用する：Ｅ’（Ｋ_Ｄ，ｎ）＝（１／Ｆ）Ｅ（Ｋ_Ｄ，ｎ）；
１２３． 各データ搬送波ごとに、等化器タップ更新ｗ（Ｋ_Ｄ，ｎ）を計算する：ｗ（Ｋ_Ｄ，ｎ）＝Ｅ’（Ｋ_Ｄ，ｎ）ｃｏｎｊ（ｓｉｇｎ（Ｙ（Ｋ_Ｄ，ｎ）））であり、速度とタップ・ジッタとの間のトレードオフの値である更新パラメータである。適切なセッティングは、ｃｏｎｊ（ｘ）がｘの共役複素数に戻り、ｓｉｇｎ（ｘ）がｘの複素符号に戻り、±１±ｊである、ということである。
１２４． データ搬送波に対して等化器タップを更新する：Ｗ（Ｋ_Ｄ，ｎ＋１）＝Ｗ（Ｋ_Ｄ，ｎ）＋ｗ（Ｋ_Ｄ，ｎ）

Ｆによる非正規化及び１／Ｆによる正規化のための２つの乗算に対する代替として、等化器タップに要素Ｆを組み込むことが可能である。これは、変調が変化するときに行われる。例えば、ＢＰＳＫシンボルの後に及び引き続く１６−ＱＡＭシンボルの前に、すべての等化器タップが、√（１０）で乗算される。図４に見られ得るように、等化器タップ乗算器は存在するが、非正規化乗算器は存在しない。この配列において、非正規化要素は、等化器タップに組み込まれる。これは、２つの別々の乗算が正規化及び非正規化に対して行われる図７とは対照的である。

（ｃ）データ・シンボルの受信中、位相修正に関連した以下の処理を行う：
１２５． 復調されかつ等化された複合パイロットに対して加算することにより、共通の位相回転を計算する：Ｓ（ｎ）＝ｓｕｍ（Ｘ”（Ｋｐ，ｎ））（すなわち、すべてのＫｐに対する合計）。８０２．１１ａに対して、このことは、Ｓ（ｎ）＝Ｓ（７，ｎ））＋Ｓ（１４，ｎ）＋Ｓ（−７，ｎ）＋Ｓ（−１４，ｎ）をもたらす；
１２６． １つはＳ（ｎ）の実数部で対してであり、１つはその虚数部に対してである、２つのリーキィ・インテグレータ（ＬＩ）（Ｌｅａｋｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒｓ）によって例えば履行される複素低域通過フィルタで共通の位相回転をフィルタリングする。ＬＩは、係数：Ｓ’（ｎ）＝Ｓ（ｎ）＋（−１ ）Ｓ’（ｎ−１）を有する一次無限インパルス応答（ＩＩＲ）である。ＬＩをＳ’（２）＝０で初期設定する；
１２７． 低域通過フィルタの遅延の影響を減少するために、プレディクタ（ａ ｐｒｅｄｉｃｔｏｒ）を適用する：Ｓ”（ｎ）＝２Ｓ’（ｎ） −Ｓ’（ｎ−１）；
１２８． 次の反復のための準備に際し、プレディクタ出力の共役複素数であるように位相修正を更新する：Ｐ（ｎ＋１）＝ｃｏｎｊ（Ｓ”（ｎ））；

上述のステップは、位相修正ｒｏｔｏｒ ｅｘｐ（−ｊ ）の位相を効果的に更新し、それにより、位相は、パイロットの共通の位相エラーを平均化することにより得られる。

（ｄ）データ・シンボルの受信中にタイミング修正に関連した以下の処理を行う：
１２９． タイミング・トラッキング回路への入力における各パイロット搬送波ごとに、その周波数インデックスの符号（sign）を決定し、次に、それらのインデックスの符号(sign)によって乗算されたパイロットの虚数部を合計する：Ｖ（ｎ）＝ｓｕｍ（ｉｍａｇ（Ｚ（Ｋｐ，ｎ））ｓｉｇｎ（Ｋｐ）） （すなわち、Ｋｐの各値の符号(sign)を考慮したすべてのＫｐに対する合計）
８０２．１１ａに対して、このことは、Ｖ（ｎ）＝ｉｍａｇ（Ｚ（７，ｎ））＋ｉｍａｇ（Ｚ（１４，ｎ））−ｉｍａｇ（Ｚ（−７，ｎ））−ｉｍａｇ（Ｚ（−１４，ｎ））をもたらす。
フィードバック・タイミング修正が、パイロットのタイミング・エラー誘起された位相を小回路におけるこの点に保つということを考慮すれば、位相は、パイロットの虚数成分の合計によって近似され得る。また、与えられた遅延に対して、正の周波数のための位相エラーの符号(sign)が、負の周波数のための位相エラーの符号(sign)に関して否定されるということを考慮する；

１３０． 例えば、係数を有する一次ＩＩＲであるリーキィ・インテグレータ（a Leaky Integrator）（ＬＩ）である、低域通過フィルタで共通の位相回転をフィルタリングし、そして位相増分Ｖ’（ｎ）を得るために利得を適用する、Ｖ’（ｎ）＝Ｖ（ｎ）＋（１−）Ｖ’（ｎ−１））。 上述の配列は、フィルタ係数及び利得の各々が２つのべき数によって近似されるのを許容し、バイナリ・シフタのために固定点の乗算器に対する必要性を除去している。提唱される値は、
１３１． タイミング修正の位相を得るために位相増分を蓄積する：
Ｖ”（ｎ）＝Ｖ”（ｎ−１）＋Ｖ’（ｎ）
Ｖ”（３）＝０で初期設定する；

１３２． 次の反復のための準備に際し、位相を、各副搬送波ごとの個々の共役ロータに変換する：
Ｔ（Ｋ，ｎ＋１）＝ｅｘｐ（−ｊ Ｖ”（ｎ） Ｋ） このステップは、ＣＯＲＤＩＣ回路で最も良好に行われる；

１３３． シンボル・カウンタを増分する：ｎ＝ｎ＋１； そして、
１３４． すべてのデータ・シンボルの期間に対して、ステップ１１４〜１３３を繰り返す。

ＩＥＥ８０２．１１ａにおいて、長いシンボル（Ｌｏｎｇ Ｓｙｍｂｏｌ）の後には、まず、データ・シンボルの前のＢＰＳＫ信号シンボル（Ｓｉｇｎａｌ Ｓｙｍｂｏｌ）が続く。上述の文脈内で、信号シンボルは、データ・シンボルとして扱われるべきである。

位相修正回路は、共通の位相エラーが実質的に無い復調されたパイロットでタイミング修正回路が提起されるということを確実にし、それらの周波数インデックスの符号(sign)を考慮しつつ、位相器（phasors）の虚数部を加算することにより、位相に関連したタイミング・エラーの抽出を許容する。

タイミング修正回路は、タイミング・エラーに関連したパイロット位相エラーが実質的に無い復調されたパイロットで、位相修正回路並びにタイミング修正回路自体が提起されるということを確実にし、タイミング・エラーに関連するパイロット位相エラーをパイロット位相の虚数成分により近似するのを許容する。

本発明は、ハードウェア及びソフトウェアの双方の組み合わせとして履行され得る。特に、本発明は、上述した等化の数値的集中要件に理想的に適したマイクロプロセッサ−ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）に記憶された一連のコンピュータ読取り可能な命令として履行され得る。コンピュータ読取り可能命令は、手続きプログラミング言語（例えば、“Ｃ”）またはオブジェクト指向言語（例えば、“Ｃ＋＋”）でプログラミングされ得る。一連のコンピュータ命令は、ここで先に説明した機能のすべてもしくは部分を実施する。代替的には、本発明は、ディジタル受信器で用いるための集積回路のような完全なハードウェアにおいて履行され得る。

本発明の実施形態は、また、コンピュータ・システムと共に用いるためのコンピュータ・プログラム・プロダクトとしても履行され得る。このような履行は、モデムを介して、または媒体を渡ってネットワークに接続される通信アダプタのような他のインターフェース装置を介して、コンピュータ読取り可能な媒体（例えば、ディスケット、ＣＤ−ＲＯＭ、ＲＯＭ、または固定ディスク）のような有形の媒体に固定される、またはコンピュータ・システムに送信可能な、いずれかの一連のコンピュータ命令を含み得る。該媒体は、有形の媒体（例えば、光または電気通信ライン）または無線技術（例えば、マイクロ波、赤外線または他の送信技術）で履行される媒体であって良い。このようなコンピュータ・プログラム・プロダクトは、コンピュータ・システムで予めロードされた付随の印刷されたまたは電子的な文書（例えば、収縮包装されたソフトウェア）を有する移動可能な媒体（例えば、システムＲＯＭまたは固定ディスク上の）として配分され得るか、またはネットワーク（例えば、インターネットまたはワールド・ワイド・ウェブ）を介してサーバから配分され得るということが期待される。

本発明の種々の例示的な実施形態が説明されてきたけれども、当業者には、本発明の本当の範囲から逸脱することなく本発明の利点の幾つかを達成するであろう種々の変化及び変更が為され得ることは明瞭であるはずである。

本発明を理解する人は、今や、特許請求の範囲に限定される本発明の範囲内にあるように意図されている上述の代替的構造及び実施形態または変化のすべてについて想到し得るものである。

無線システムにおける多重経路及び遅延を示す図である。 本発明によるディジタル受信器を示すブロック図である。 図２のディジタル受信器に一体化されるディジタル復調器を示すブロック図である。 図３のディジタル復調器に一体化されるディジタル復調器バック・エンドを示すブロック図である。 本発明に一体化される等化プロセスのタイミング概観を示す図である。 等化器タップ計算（チャンネル評価）回路を示す図である。 等化器タップ・トラッキング回路を示す図である。 位相トラッキング回路を示す図である。 図８ａの位相トラッキング回路に一体の位相予想器（predictor）回路を示す図である。 タイミング・トラッキング回路を示す図である。

符号の説明

２ ディジタル受信器
４ ＲＦ受信器フロント・エンド
６ 物理媒体アクセス・コントロール（ＰＨＹ／ＭＡＣ）
８ ディジタル復調器
１０ ベースバンド・デコーダ
１２ ＡＤＣｓ／ＤＡＣｓ
１４ ソフト決定デマッパ
１６ 高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路
１８ ディジタル復調器フロントエンド（ＤＦＥ）
２０ ディジタル復調器バックエンド（ＤＢＥ）
２２ 等化器
２４ タイミング・トラッキング回路
２６ 位相トラッキング回路
２８ 等化器タップ(tap)計算回路
３０ 等化器タップ・トラッキング回路

Claims (19)

1. 無線通信の時間一定の及び時間変化するチャンネル影響、受信された複合信号に生じる残留搬送波周波数オフセット及びサンプリング周波数オフセットを補償するための周波数領域等化システムであって、
   （ａ） 前記時間一定の及び時間変化するチャンネル影響を修正するための等化器タップ・トラッキング回路と協働する等化器タップ計算回路と、
   （ｂ） 前記残留搬送波周波数オフセットを修正するための位相トラッキング回路と、
   （ｄ） 前記サンプリング周波数オフセットを修正するためのタイミング・トラッキング回路と、
   を備え、前記受信された複合信号は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路から入力され、修正された複合信号は、ソフト決定デマッパに出力され、そして
   修正タップ信号は、前記複合信号を修正する際に用いるための前記等化器タップ計算回路内に発生され、
   パイロット信号は、前記位相及びタイミング・トラッキング回路において用いるために抽出される周波数領域等化システム。
2. 前記複合信号は、５２の複合副搬送波を含む請求項１に記載の周波数領域等化システム。
3. 前記修正タップ信号は、前記５２の複合副搬送波に符号最小平均二乗アルゴリズムを適用することによって発生される請求項２に記載の周波数領域等化システム。
4. 前記等化器タップ・トラッキング回路は、さらに、スライサを含み、前記等化器タップ・トラッキング回路は、スライサ・エラーの実行時間平均で前記修正タップ信号を更新する請求項３に記載の周波数領域等化システム。
5. それぞれの修正タップ信号は、前記受信された複合信号と関連する各副搬送波ごとに計算される請求項１に記載の周波数領域等化システム。
6. 前記等化器タップ計算回路は、また、スペクトル円滑化をも行う請求項１に記載の周波数領域等化システム。
7. 前記タイミング・トラッキング回路は、時間平均を用いて前記パイロット信号の位相をトラッキングする請求項１に記載の周波数領域等化システム。
8. それぞれの位相及びタイミング・ロータは、前記受信された複合信号の修正のために、前記パイロット及び前記５２の複合副搬送波に適用される請求項２に記載の周波数領域等化システム。
9. ４つのパイロット信号が計算される請求項１に記載の周波数領域等化システム。
10. 前記位相トラッキング回路は、前記タイミング・トラッキング回路内に入れ子にされる請求項１に記載の周波数領域等化システム。
11. 無線ディジタル受信器において、受信された複合信号を修正する方法であって、
    （ａ） 受信されたデータ・パケットのプレアンブルに含まれる長いシーケンスのトレーニング・シンボルＦＦＴ１及びＦＦＴ２からのチャンネル応答を評価するステップと、
    （ｂ） 搬送波周波数オフセット及びサンプリング周波数オフセットを評価するために、前記ＦＦＴ１及びＦＦＴ２の長いシーケンスのトレーニング・シンボルの各々におけるパイロット・トーンを処理するステップと、
    （ｃ） 引き続き受信されるデータ・パケットにおける前記搬送波周波数またはサンプリング周波数オフセットのいずれかを補償するステップと、
    （ｄ） データ・パケットの引き続く受信中にチャンネルひずみをトラッキングするステップと、
    （ｅ） いずれかの検出されたひずみを補償するために前記チャンネル応答を変更するステップと、
    を含む方法。
12. チャンネル評価の前記ステップは、前記長いシーケンスのトレーニング・シンボルＦＦＴ１及びＦＦＴ２の受信された振幅及び位相を基準と比較することにより行われる請求項１１に記載の方法。
13. 前記比較するステップは、さらに、前記長いシーケンスのトレーニング・シンボルＦＦＴ１及びＦＦＴ２に渡って平均するステップ、及び前記受信された複合信号と関連する各副搬送波を復調するステップを含む請求項１２に記載の方法。
14. 前記評価するステップは、さらに、修正タップ信号を生成するステップと、該修正タップ信号を前記受信された長いシーケンスのトレーニング・シンボルＦＦＴ１及びＦＦＴ２に適用するステップとを含む請求項１１に記載の方法。
15. 前記トラッキングするステップは、残留位相及びタイミング・エラー、並びにチャンネル変動をトラッキングすることにより前記修正タップ信号をリファインするステップを含む請求項１４に記載の方法。
16. 前記評価するステップは、さらに、スペクトル円滑化を含む請求項１４に記載の方法。
17. 前記補償するステップは、さらに、前記それぞれの搬送波周波数及びサンプリング周波数オフセットを修正するために、それぞれの位相及びタイミング・ロータを、前記受信された複合信号と関連する前記パイロット及び副搬送波に適用するステップを含む請求項１１に記載の方法。
18. 前記処理するステップは、さらに、時間平均を用いて前記パイロットを横切る位相をトラッキングするステップを含む請求項１７に記載の方法。
19. 前記処理するステップは、さらに、前記ディジタル受信器と関連したクロックでアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）において前記受信された複合信号をサンプリングするステップと、前記ディジタル受信器のクロックと送信器と関連するクロックとの間のクロック周波数における差を決定するステップとを含む請求項１１に記載の方法。

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