JP4410388B2 - Ｏｆｄｍ復調装置およびｏｆｄｍ復調方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ復調装置および復調方法に関し、より特定的には、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ；orthogonal frequency division multiplex ）技術を用いて伝送される信号を復調する装置および方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、地上系デジタルテレビ放送や移動体通信などにおいて、ＯＦＤＭ技術を用いた伝送方式が注目されている。このＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア変調方式の一種であり、ＯＦＤＭ信号を用いて送信装置から受信装置への伝送を行う。送信装置は、隣接間で互いに直交する多数のサブキャリアに送信データを割り当て、割り当てた送信データで各サブキャリアを変調する。そして、送信装置は、変調した各サブキャリアを一括的に逆フーリエ変換することで、ＯＦＤＭ信号を生成する。従って、生成されたＯＦＤＭ信号では、サブキャリアに分割された各々の送信データの周期が長くなる。このため、ＯＦＤＭ信号は、マルチパスなどの遅延波の影響を受け難いという特徴を有している。
ＯＦＤＭ方式による伝送は、伝送シンボルを単位として行われる。この伝送シンボルは、有効シンボル期間とガードインターバル（ＧＩ）とからなる。有効シンボル期間は、送信データに対応する信号（以下、有効シンボルという）が伝送される期間であり、上記逆フーリエ変換に基づいてその期間が定められる。ガードインターバルは、有効シンボルの信号波形の一部を巡回的に繰り返した信号が伝送される期間であり、遅延波の影響を軽減させるために用いられる。
一方、受信装置は、受信される上記伝送シンボルから有効シンボルを取り出す。次に、受信装置は、取り出した有効シンボルをフーリエ変換することで、有効シンボルを各サブキャリアに分離する。そして、受信装置は、分離したサブキャリアをそれぞれ復調して、送信データを再生する。
【０００３】
ところで、上述したＯＦＤＭ信号は、ランダム雑音のような波形となるため、受信装置で、ＯＦＤＭ信号の周波数同期やシンボル同期を取ることが難しい。受信装置において、周波数同期が取れないままＯＦＤＭ信号を復調した場合、サブキャリア間の直交性がくずれて干渉が生じる。このため、受信装置では、送信データを正しく再生できなくなる。また、受信装置において、シンボル同期が取れない、つまり伝送シンボルから有効シンボルを正確に取り出せない場合、シンボル間の干渉が生じる。このため、受信装置では、送信データを正しく再生できなくなる。
そこで、ＯＦＤＭ方式による伝送では、一般に、予め定めた複数の伝送シンボルで１伝送フレームが構成され、各伝送フレームの先頭に同期の基準とするシンボル（以下、同期シンボルという）が付加されたＯＦＤＭ信号を用いて（図１６）、送受信装置間の伝送が行われる。
【０００４】
従来、このような同期シンボルを用いてシンボル同期を行うＯＦＤＭ受信装置としては、特開平１１−３２０２５号公報「ＯＦＤＭ受信装置とその同期検出方法」に開示されている装置が存在する。この公報に記載されている従来の技術では、同期シンボルとしてチャープシンボルが用いられている。そして、従来の受信装置は、受信信号とチャープシンボルとの相関係数を計算して、相関係数の最大値からシンボルタイミングを検出することで、シンボル同期の確立を行っている。
【０００５】
ところで、伝送路の特性等が原因でマルチパスが発生すると、受信装置は、図１７に示すように送信信号の直接波と遅延波との双方を受信、すなわち直接波と遅延波とを合成した合成波を受信することになる。ここで、遅延波の遅延量がガードインターバル内に収まっている場合、受信装置は、直接波の有効シンボル期間のタイミングでシンボルを取り出すことにより、隣接するシンボルの干渉がない区間の有効シンボルを取り出すことができる（図１７（ａ））。しかし、遅延波の遅延量がガードインターバルを超える場合、受信装置は、同様に直接波の有効シンボル期間のタイミングでシンボルを取り出してしまうと、隣接するシンボルの干渉を受けた有効シンボルを取り出すことになる（図１７（ｂ））。このため、受信装置では、隣接するシンボルの干渉を受ける場合にはその干渉が最も少なくなるように、有効シンボルの取り出し区間が設定される必要がある。なお、図１７中の斜線部は、隣接するシンボルの干渉が生じている部分を示している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の受信装置は、受信信号と同期シンボルとの相関係数の最大値に基づいて、シンボルタイミングを設定している。このため、従来の受信装置では、ガードインターバルを超える遅延波がある場合に、隣接するシンボルの干渉が最も少なくなるように、シンボルタイミングを設定することはできなかった。
また、送信信号の周波数と受信信号の周波数との間にずれ（以下、周波数ずれという）がある場合には、受信信号と同期シンボルとの相関係数が小さくなる。このため、従来の受信装置は、同期シンボルの検出をうまく行うことができないという問題もあった。
さらに、送信装置と受信装置との間でシンボルをサンプリングする周波数にずれ（以下、サンプリング周波数ずれという）が生じることも考えられる。この場合、従来の受信装置のように同期シンボルの検出に基づいてシンボルタイミングを設定していたのでは、伝送フレーム内の前方の伝送シンボルと後方の伝送シンボルとで、シンボルタイミングにずれが、すなわち有効シンボル期間にずれが生じてしまう。
【０００７】
それ故、本発明の第１の目的は、伝送路特性が時々刻々と変化するような場合でも、隣接するシンボルの干渉が最も少なくなるようにシンボルタイミングを設定できるＯＦＤＭ復調装置および復調方法を提供することである。
また、本発明の第２の目的は、周波数ずれがある場合には、同期シンボルの検出が良好に行えるように、周波数ずれの補正を行うＯＦＤＭ復調装置および復調方法を提供することである。
また、本発明の第３の目的は、サンプリング周波数ずれが生じた場合には、伝送フレーム内の伝送シンボルの位置によって有効シンボル期間にずれが生じないように、シンボルタイミングを補正するＯＦＤＭ復調装置および復調方法を提供することである。
さらに、本発明の第４の目的は、伝送フレーム内の伝送シンボルの位置によって有効シンボル期間にずれが生じた場合でも、予め定めた基準シンボルから推定した伝送路情報に応じて、シンボルタイミングを補正するＯＦＤＭ復調装置および復調方法を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
上記目的を達成させるため、本発明は、以下に述べる特徴を有している。
第１の発明は、伝送フレーム毎に特定の同期シンボルを含み、有効シンボル期間とガード期間とで構成されるデータシンボルからなるＯＦＤＭ信号を、復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
ＯＦＤＭ信号から、インパルス応答を推定するインパルス応答推定部と、
インパルス応答推定部における推定によって求められた信号を、積分する積分部と、
積分部で積分された値に基づいて、ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを検出する判定部と、
シンボルタイミングに基づいて、有効シンボル期間を与える窓タイミングを発生する窓タイミング発生部と、
窓タイミングに従って、ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するフーリエ変換部とを備える。
【０００９】
上記のように、第１の発明によれば、入力されるＯＦＤＭ信号の同期シンボルのタイミングを検出し、このタイミングに基づいてフーリエ変換を行う窓タイミングを制御する。これにより、第１の発明では、伝送路特性が時々刻々と変化するような場合でも、シンボル間干渉を最も小さくさせてＯＦＤＭ信号の復調を行う、すなわち送信データを再生することができる。
【００１０】
第２の発明は、第１の発明に従属する発明であって、
同期シンボル内で、同一波形の信号が２回以上周期的に伝送されている場合、ＯＦＤＭ信号を、所定サンプル数だけ遅延させる遅延部と、
遅延部で遅延された信号とＯＦＤＭ信号とを乗算する乗算部と、
乗算部で乗算された信号を平均化する平均化部と、
平均化部で平均化された信号に基づいて、周波数誤差を演算する周波数誤差演算部と、
シンボルタイミングに従って、周波数誤差を保持するホールド部と、
ホールド部から出力される周波数誤差に基づいて、ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正する周波数補正部とをさらに備え、
フーリエ変換部は、窓タイミングに従って、周波数補正部によって周波数ずれが補正されたＯＦＤＭ信号を、フーリエ変換することを特徴とする。
【００１１】
上記のように、第２の発明によれば、第１の発明の制御に加え、さらに、受信した同期シンボルの位相回転量の平均を求め、求めた平均位相回転量から周波数誤差を算出し、入力するＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正する。これにより、第２の発明では、上記第１の発明による効果に加え、シンボル同期に用いたものと同じ同期シンボルを用いて周波数ずれを補正し、この周波数ずれを補正したＯＦＤＭ信号をシンボルタイミングでフーリエ変換させることにより、周波数同期の取れたシンボルを復調させることができる。
【００１２】
第３の発明は、第１の発明に従属する発明であって、
同期シンボル内で、同一波形の信号が２回以上周期的に伝送されている場合、
ＯＦＤＭ信号（第１ＯＦＤＭ信号）を、第１の所定サンプル数だけ遅延させる第１遅延部と、
第１遅延部で遅延された信号と第１ＯＦＤＭ信号とを乗算する第１乗算部と、
第１乗算部で乗算された信号を平均化する第１平均化部と、
第１平均化部で平均化された信号に基づいて、第１周波数誤差を演算する第１周波数誤差演算部と、
第１乗算部で乗算された信号を平滑化するフィルタ部と、
フィルタ部で平滑化された信号の絶対値を演算する絶対値演算部と、
絶対値に基づいて、第１ＯＦＤＭ信号と第１遅延部で遅延された信号との相関を判定し、第１ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを検出する第１判定部と、
第１判定部で検出されたシンボルタイミングに従って、第１周波数誤差を保持する第１ホールド部と、
第１ホールド部から出力される第１周波数誤差に基づいて、第１ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正する第１周波数補正部と、
第１周波数補正部で周波数ずれが補正された第１ＯＦＤＭ信号（第２ＯＦＤＭ信号）を、第２の所定サンプル数だけ遅延させる第２遅延部と、
第２遅延部で遅延された信号と第２ＯＦＤＭ信号とを乗算する第２乗算部と、
第２乗算部で乗算された信号を平均化する第２平均化部と、
第２平均化部で平均化された信号に基づいて、第２周波数誤差を演算する第２周波数誤差演算部と、
判定部で検出されたシンボルタイミングに従って、第２周波数誤差を保持する第２ホールド部と、
第２ホールド部から出力される第２周波数誤差に基づいて、第２ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正する第２周波数補正部とをさらに備え、
インパルス応答推定部は、第２ＯＦＤＭ信号から、インパルス応答を推定し、
フーリエ変換部は、窓タイミングに従って、第２周波数補正部によって周波数ずれが補正された第２ＯＦＤＭ信号を、フーリエ変換することを特徴とする。
【００１３】
上記のように、第３の発明によれば、上記第１の発明の制御に加え、さらに、ＯＦＤＭ信号と同期シンボル信号との相関を演算する前に、第１周波数補正器において周波数ずれを補正する。これにより、第３の発明では、上記第１の発明による効果に加え、第１周波数補正を行った信号で、シンボル同期および第２周波数補正を行うので、同期シンボルの検出精度をさらに向上させることができる。
【００１４】
ここで、好ましくは、第４の発明のように、第１〜第３の発明の積分部が、ガード期間の幅を積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら、当該入力信号を積分するようにする。
【００１５】
または、第５の発明のように、第１〜第３の発明の積分部が、ガード期間の幅とその前後に付加される予め定めた幅とを積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら当該入力信号を積分することにより、ガード期間長の矩形のインパルス応答の前後にも応答を持たせるようにする。
【００１６】
あるいは、第６の発明のように、第１〜第３の発明の積分部が、ガード期間の幅とその前後に付加される予め定めた幅とを積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら当該入力信号を積分することにより、ガード期間長の矩形のインパルス応答の前方では単調増加する応答を持たせ、後方では単調減少する応答を持たせるようにする。
【００１７】
また、好ましくは、第７の発明のように、第４〜第６の発明のインパルス応答推定部が、
同期シンボルと同一の信号を発生する同期シンボル発生部と、
同期シンボル発生部が発生させる信号と、ＯＦＤＭ信号との相関を表す信号を演算する相関部と、
相関部で演算された信号から、相関量を演算する相関量演算部とを備えるようにする。
【００１８】
または、第８の発明のように、第４〜第６の発明のインパルス応答推定部が、
同期シンボルと同一の周波数領域の信号を発生する同期シンボル発生部と、
フーリエ変換部から出力される信号と、同期シンボル発生器が出力させる信号とを乗算する乗算部と、
乗算部で乗算された信号を、逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、
逆フーリエ変換部から出力される信号から、相関量を演算する相関量演算部とを備えるようにする。
【００１９】
また、好ましくは、第９の発明のように、第７および第８の発明の相関量演算部が、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）の絶対値を演算するようにする。
【００２０】
または、第１０の発明のように、第７および第８の発明の相関量演算部が、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）から、ｉの絶対値とｑの絶対値との和を演算するようにする。
【００２１】
あるいは、第１１の発明のように、第７および第８の発明の相関量演算部が、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）から、ｉの２乗値とｑの２乗値との和を演算するようにする。
【００２２】
さらに、好ましくは、第１２の発明のように、第３の発明の第１判定部が、絶対値演算部で演算された絶対値を入力し、当該絶対値が一定の値になったことを検出して、その後当該絶対値が当該一定の値に対して所定の割合になったことを検出するようにする。
【００２３】
上記のように、第４〜第１２の発明によれば、第１〜第３の発明に対してさらに、入力されるＯＦＤＭ信号と予め有する同期シンボル信号との相関量を演算し、その相関量を予め定めた積分区間幅で積分し、この積分相関量に基づいて同期シンボルの検出を行い、シンボル間干渉が最も少なくなるようにフーリエ変換を行うための有効シンボル期間のタイミングを制御する。これにより、第４〜第１２の発明では、伝送路特性が時々刻々と変化するような場合でも、シンボル間干渉を最も小さくさせてＯＦＤＭ信号の復調を行う、すなわち送信データを再生することができる。
【００２４】
第１３の発明は、複数の所定のサブキャリアに基準位相となる既知のパイロットキャリアが割り当てられたＯＦＤＭ信号を、復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、
フーリエ変換部でフーリエ変換された信号から、パイロットキャリアを取り出すパイロットキャリア抽出部と、
抽出されたパイロットキャリアの位相変化を演算する位相変化演算部と、
位相変化に基づいて、フーリエ変換部を動作させるタイミングを示す窓タイミングのずれを推定する窓ずれ推定部と、
窓ずれ推定部で推定されたずれと、ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングとに基づいて、フーリエ変換部を動作させる窓タイミングを発生する窓タイミング発生部とを備える。
【００２５】
上記のように、第１３の発明によれば、フーリエ変換後の信号からパイロットキャリアを抽出し、このパイロットキャリアの位相変化に基づいて、フーリエ変換時の窓タイミングのずれを推定し、窓タイミングを調整する。これにより、第１３の発明では、サンプリング周波数ずれが存在する場合でも、シンボル同期が取れた状態でシンボルの復調を行うことができる。
【００２６】
第１４の発明は、伝送フレーム毎に所定の基準シンボルを含み、複数の所定サブキャリアに基準位相となる既知のパイロットキャリアを割り当てたＯＦＤＭ信号を、復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、
基準シンボルと同一の信号を発生する基準シンボル発生部と、
基準シンボル発生部で発生された信号と、フーリエ変換部でフーリエ変換された信号とに基づいて、伝送路の特性を推定する伝送路推定部と、
伝送路推定部から出力される伝送路情報に基づいて、フーリエ変換部でフーリエ変換された信号を等化する等化部と、
等化部で等化された信号から、パイロットキャリアを取り出すパイロットキャリア抽出部と、
抽出されたパイロットキャリアの位相変化を演算する位相変化演算部と、
位相変化に基づいて、フーリエ変換部を動作させるタイミングを示す窓タイミングのずれを推定する窓ずれ推定部と、
窓ずれ推定部で推定されたずれと、ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングとに基づいて、フーリエ変換部を動作させる窓タイミングを発生する窓タイミング発生部とを備える。
【００２７】
上記のように、第１４の発明によれば、受信した基準シンボルから伝送路情報の推定を行い、この情報に基づいてＯＦＤＭ信号の等化を行う。そして、等化された後の信号からパイロットキャリアを抽出し、このパイロットキャリアの位相変化に基づいて、フーリエ変換時の窓タイミングのずれを推定し、窓タイミングを調整する。これにより、第１４の発明では、サンプリング周波数ずれが存在する場合でも、シンボル同期が取れた状態でシンボルの復調を行うことができる。
【００２８】
第１５の発明は、第１４の発明に従属する発明であって、
位相変化に基づいて、ＯＦＤＭ信号の位相ずれを推定する位相ずれ推定部と、
位相ずれに基づいて、伝送路推定部から等化部へ出力される伝送路情報を補正する伝送路情報補正部とをさらに備える。
【００２９】
上記のように、第１５の発明によれば、サンプリング周波数ずれが存在する場合に生じる、伝送路情報を推定するための基準シンボルのフーリエ変換時の窓タイミングと、等化させるＯＦＤＭ信号をフーリエ変換する時の窓タイミングとのずれを、シンボル内で生じる位相回転から位相変化を推定し、その位相変化に基づいて伝送路情報を補正する。これにより、第１５の発明では、信号を等化する精度を向上させることができる。
【００３０】
ここで、好ましくは、第１６の発明のように、第１５の発明の伝送路情報補正部が、窓ずれ推定部からずれの信号が出力されるタイミングに基づいて、伝送路情報を補正するようにする。
【００３１】
また、好ましくは、第１７の発明のように、第１４の発明の窓タイミング発生部が、窓ずれ推定部で推定されたずれに基づいて、所定のサンプル数だけシンボルタイミングをずらして、窓タイミングを発生するようにする。
【００３２】
さらに、好ましくは、第１８の発明のように、第１４の発明において、
位相変化に基づいて、ＯＦＤＭ信号の位相ずれを推定する位相ずれ推定部と、
位相ずれに基づいて、等化部から出力される信号の位相を補正する位相補正部とをさらに備えるようにする。
【００３３】
第１９の発明は、伝送フレーム毎に特定の同期シンボルを含み、有効シンボル期間とガード期間とで構成されるデータシンボルからなるＯＦＤＭ信号を、復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
ＯＦＤＭ信号から、インパルス応答を推定するステップと、
推定によって求められた信号を、積分するステップと、
積分された値に基づいて、ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを検出するステップと、
シンボルタイミングに基づいて、有効シンボル期間を与える窓タイミングを発生するステップと、
窓タイミングに従って、ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するステップとを含む。
【００３４】
第２０の発明は、第１９の発明に従属する発明であって、
同期シンボル内で、同一波形の信号が２回以上周期的に伝送されている場合、
ＯＦＤＭ信号を、所定サンプル数だけ遅延させるステップと、
遅延された信号とＯＦＤＭ信号とを乗算するステップと、
乗算された信号を平均化するステップと、
平均化された信号に基づいて、周波数誤差を演算するステップと、
シンボルタイミングに従って、周波数誤差を保持するステップと、
保持するステップから出力される周波数誤差に基づいて、ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正するステップとをさらに含み、
変換するステップは、窓タイミングに従って、周波数ずれが補正されたＯＦＤＭ信号を、フーリエ変換することを特徴とする。
【００３５】
第２１の発明は、第１９の発明に従属する発明であって、
同期シンボル内で、同一波形の信号が２回以上周期的に伝送されている場合、
ＯＦＤＭ信号（第１ＯＦＤＭ信号）を、第１の所定サンプル数だけ遅延させる第１遅延ステップと、
第１遅延ステップで遅延された信号と第１ＯＦＤＭ信号とを乗算する第１乗算ステップと、
第１乗算ステップで乗算された信号を平均化する第１平均化ステップと、
第１平均化ステップで平均化された信号に基づいて、第１周波数誤差を演算するステップと、
第１乗算ステップで乗算された信号を平滑化するステップと、
平滑化された信号の絶対値を演算するステップと、
絶対値に基づいて、第１ＯＦＤＭ信号と第１遅延ステップで遅延された信号との相関を判定し、第１ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを検出する第１判定ステップと、
第１判定ステップで検出されたシンボルタイミングに従って、第１周波数誤差を保持するステップと、
保持される第１周波数誤差に基づいて、第１ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正するステップと、
周波数ずれが補正された第１ＯＦＤＭ信号（第２ＯＦＤＭ信号）を、第２の所定サンプル数だけ遅延させる第２遅延ステップと、
第２遅延ステップで遅延された信号と第２ＯＦＤＭ信号とを乗算する第２乗算ステップと、
第２乗算ステップで乗算された信号を平均化する第２平均化ステップと、
第２平均化ステップで平均化された信号に基づいて、第２周波数誤差を演算するステップと、
判定するステップで検出されたシンボルタイミングに従って、第２周波数誤差を保持するステップと、
保持される第２周波数誤差に基づいて、第２ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正するステップとをさらに含み、
推定するステップは、第２ＯＦＤＭ信号から、インパルス応答を推定し、
変換するステップは、窓タイミングに従って、周波数ずれが補正された第２ＯＦＤＭ信号を、フーリエ変換することを特徴とする。
【００３６】
ここで、好ましくは、第２２の発明のように、第１９〜第２１の発明の積分するステップが、ガード期間の幅を積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら、当該入力信号を積分するようにする。
【００３７】
または、第２３の発明のように、第１９〜第２１の発明の積分するステップが、ガード期間の幅とその前後に付加される予め定めた幅とを積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら当該入力信号を積分することにより、ガード期間長の矩形のインパルス応答の前後にも応答を持たせるようにする。
【００３８】
あるいは、第２４の発明のように、第１９〜第２１の発明の積分するステップが、ガード期間の幅とその前後に付加される予め定めた幅とを積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら当該入力信号を積分することにより、ガード期間長の矩形のインパルス応答の前方では単調増加する応答を持たせ、後方では単調減少する応答を持たせるようにする。
【００３９】
また、好ましくは、第２５の発明のように、第２２〜第２４の発明の推定するステップが、
同期シンボルと同一の信号を発生するステップと、
同期シンボルと同一の信号と、ＯＦＤＭ信号との相関を表す信号を演算するステップと、
演算された信号から、相関量を演算するステップとを含むようにする。
【００４０】
または、第２６の発明のように、第２２〜第２４の発明の推定するステップは、
同期シンボルと同一の周波数領域の信号を発生するステップと、
変換するステップから出力される信号と、同期シンボルと同一の周波数領域の信号とを乗算するステップと、
乗算された信号を、逆フーリエ変換するステップと、
逆フーリエ変換された信号から、相関量を演算するステップとを含むようにする。
【００４１】
さらに、好ましくは、第２７の発明のように、第２５および第２６の発明の演算するステップが、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）の絶対値を演算するようにする。
【００４２】
または、第２８の発明のように、第２５および第２６の発明の演算するステップが、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）から、ｉの絶対値とｑの絶対値との和を演算するようにする。
【００４３】
あるいは、第２９の発明のように、第２５および第２６の発明の演算するステップが、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）から、ｉの２乗値とｑの２乗値との和を演算するようにする。
【００４４】
ここで、好ましくは、第３０の発明のように、第２１の発明の第１判定ステップが、絶対値が一定の値になったことを検出して、その後当該絶対値が当該一定の値に対して所定の割合になったことを検出するようにする。
【００４５】
第３１の発明は、複数の所定のサブキャリアに基準位相となる既知のパイロットキャリアが割り当てられたＯＦＤＭ信号を、復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するステップと、
フーリエ変換された信号から、パイロットキャリアを取り出すステップと、
抽出されたパイロットキャリアの位相変化を演算するステップと、
位相変化に基づいて、フーリエ変換を動作させるタイミングを示す窓タイミングのずれを推定するステップと、
推定されたずれと、ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングとに基づいて、ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換させる窓タイミングを発生するステップとを含む。
【００４６】
第３２の発明は、伝送フレーム毎に所定の基準シンボルを含み、複数の所定サブキャリアに基準位相となる既知のパイロットキャリアを割り当てたＯＦＤＭ信号を、復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するステップと、
基準シンボルと同一の信号を発生するステップと、
発生された信号と、フーリエ変換された信号とに基づいて、伝送路の特性を推定するステップと、
推定するステップから出力される伝送路情報に基づいて、フーリエ変換された信号を等化するステップと、
等化された信号から、パイロットキャリアを取り出すステップと、
抽出されたパイロットキャリアの位相変化を演算するステップと、
位相変化に基づいて、フーリエ変換を動作させるタイミングを示す窓タイミングのずれを推定するステップと、
推定されたずれと、ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングとに基づいて、ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換させる窓タイミングを発生するステップとを含む。
【００４７】
第３３の発明は、第３２の発明に従属する発明であって、
位相変化に基づいて、ＯＦＤＭ信号の位相ずれを求めるステップと、
位相ずれに基づいて、伝送路情報を補正するステップとをさらに含む。
【００４８】
ここで、好ましくは、第３４の発明のように、第３３の発明の補正するステップが、推定するステップからずれの信号が出力されるタイミングに基づいて、伝送路情報を補正するようにする。
【００４９】
また、好ましくは、第３５の発明のように、第３２の発明の窓タイミングを発生するステップが、推定されたずれに基づいて、所定のサンプル数だけシンボルタイミングをずらして、窓タイミングを発生するようにする。
【００５０】
さらに、好ましくは、第３６の発明のように、第３２の発明において、
位相変化に基づいて、ＯＦＤＭ信号の位相ずれを求めるステップと、
位相ずれに基づいて、等化するステップから出力される信号の位相を補正するステップとをさらに備えるようにする。
【００５１】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
図１〜図７を参照して、本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法を説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。図１において、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、Ａ／Ｄ変換器１０１と、直交検波器１０２と、高速フーリエ変換器１０３と、データ復調器１０４と、シンボルタイミング同期器１１１とを備える。また、シンボルタイミング同期器１１１は、インパルス応答推定器１１２と、積分器１０８と、タイミング判定器１０９と、ＦＦＴ窓発生器１１０とを有する。インパルス応答推定器１１２は、相関器１０５と、同期シンボル発生器１０６と、相関量演算器１０７とを有する。
【００５２】
まず、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の各構成が行う動作の概要を説明する。
送信装置（図示せず）から送信されてくるＯＦＤＭ信号は、チューナ（図示せず）において受信され、チューナで適宜選択される中間周波数帯域の信号に変換される。この送信されてくるＯＦＤＭ信号は、上記図１６で示した信号と同様である。ここで、同期シンボルには、強い自己相関性を持つチャープ信号などを用いることができる。また、同期シンボルに、所定のサブキャリアに所定のベクトルが割り当てられた信号を用いてもよい。さらに、同期シンボルに、シンボル期間内で同一波形が２回以上周期的に繰り返されるような信号を用いてもよい。なお、同期シンボルは、各伝送フレームの先頭に入れればよい。また、１つの伝送フレーム中に複数の同期シンボルを含んでもよい（例えば、所定の間隔で挿入する）。このように同期シンボルを複数含ませるようにすれば、同期シンボルを検出する度に同期を掛け直すことができ、復調の精度をさらに向上させることができる。
【００５３】
中間周波数帯域に変換されたＯＦＤＭ信号は、Ａ／Ｄ変換器１０１に入力される。Ａ／Ｄ変換器１０１は、入力されるＯＦＤＭ信号を、時系列のデジタル信号に変換する。直交検波器１０２は、Ａ／Ｄ変換器１０１から出力されるデジタル信号を入力し、デジタル信号を直交検波することで基底周波数帯域の信号に変換する。この基底周波数帯域の信号は、高速フーリエ変換器１０３およびシンボルタイミング同期器１１１に入力される。シンボルタイミング同期器１１１は、基底周波数帯域の信号のシンボルタイミングを検出し、その検出結果に基づいて、有効シンボルを取り出すための期間（有効シンボル期間）を高速フーリエ変換器１０３へ与える。高速フーリエ変換器１０３は、シンボルタイミング同期器１１１から与えられる有効シンボル期間に従って、基底周波数帯域の信号の各伝送シンボルから有効シンボルを取り出す。そして、高速フーリエ変換器１０３は、取り出した有効シンボルをフーリエ変換することで、基底周波数帯域の信号を各サブキャリアに分離する。データ復調器１０４は、高速フーリエ変換器１０３において各サブキャリアに分離された信号を復調して、送信データを再生する。
【００５４】
次に、シンボルタイミング同期器１１１の詳細な動作を説明する。
直交検波器１０２において変換された基底周波数帯域の信号は、相関器１０５に入力される。同期シンボル発生器１０６は、送信装置側において伝送フレームに挿入された同期シンボルの信号波形と同一パターンの同期シンボル信号を発生する。この同期シンボル発生器１０６は、例えば、メモリ回路で実現できる。すなわち、メモリ回路に、送信装置側において伝送フレームに挿入された同期シンボルの信号波形と同一パターンの信号を予め保持しておき、同期シンボル信号の発生は、保持している信号を読み出すことで実現できる。相関器１０５は、直交検波器１０２から出力される基底周波数帯域の信号と、同期シンボル発生器１０６が発生させる同期シンボル信号とを入力する。そして、相関器１０５は、基底周波数帯域の信号と同期シンボル信号とを積和演算することで、相関ベクトルを求める。
なお、１つの伝送フレーム中に同期シンボルが所定の間隔で複数挿入されている場合には、次のような処理が可能である。シンボルタイミング同期器１１１は、すでに検出した同期シンボルのタイミングに基づいて、次の同期シンボルの位置を予測する。そして、シンボルタイミング同期器１１１は、その予測位置から所定の前後期間だけ相関器１０５を動作させて、相関ベクトルを求める。
【００５５】
ここで、相関器１０５は、図２に示す構成としてもよい。図２において、相関器１０５は、高速フーリエ変換器７０３と、乗算器７０１と、逆高速フーリエ変換器７０２とを有する。直交検波器１０２から出力される基底周波数帯域の信号は、高速フーリエ変換器７０３によって周波数領域の信号に変換される。乗算器７０１は、高速フーリエ変換器７０３で周波数領域に変換された信号と、同期シンボル発生器１０６で発生された周波数領域の同期シンボル信号との乗算を行う。乗算器７０１において乗算された信号は、逆高速フーリエ変換器７０２において逆フーリエ変換される。この逆フーリエ変換された信号は、基底周波数帯域の信号と同期シンボル信号との相関ベクトルに相当する。
なお、逆高速フーリエ変換器７０２と高速フーリエ変換器７０３とは、同じ回路構成で実現できる。よって、逆高速フーリエ変換器７０２の代わりに高速フーリエ変換器７０３を用いて、乗算器７０１から出力される信号を逆フーリエ変換することもできる。また、高速フーリエ変換器７０３と高速フーリエ変換器１０３とを共用させ、高速フーリエ変換器１０３から出力される信号を乗算器７０１に入力させるようにしてもよい。このようにすれば、シンボルタイミング同期器１１１の回路規模を縮小させることができる。
【００５６】
相関量演算器１０７は、相関器１０５で求められた相関ベクトルを入力し、その相関ベクトルの大きさ（相関量）を演算する。この相関量は、相関ベクトルが（ｉ，ｑ）で表されるとすると、例えばｉの２乗値とｑの２乗値との和でもよいし、近似値として相関ベクトルの絶対値でもよいし、ｉの絶対値とｑの絶対値との和でもよい。積分器１０８は、相関量演算器１０７で演算された相関量を入力し、この相関量を積分する。このとき、積分器１０８は、ガードインターバルの時間幅を積分区間幅とし、入力信号（相関量）に対してこの積分区間幅を順次ずらしながら積分を行う。図３に、積分器１０８が出力する信号の一例を示す。図３（ａ）に示すインパルス状の相関量が入力された場合、積分器１０８は、その相関量に対して所定の積分区間幅を順次ずらしながら積分を行うことにより、図３（ｂ）に示すガードインターバルの時間幅を持つ矩形の出力信号を出力する。なお、本実施形態における積分器１０８には、ガードインターバルの時間幅の矩形応答を出力する積分手法が用いられているが、この他の積分手法が用いられてもよい。例えば、ガード期間の幅とその前後に付加される予め定めた幅とを積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら当該入力信号を積分することにより、ガード期間の幅の矩形応答の前後にも応答するような積分手法が用いられてもよいし、図３（ｃ）に示すようにガード期間の幅とその前後に付加される予め定めた幅とを積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら当該入力信号を積分することにより、ガード期間の幅の矩形応答より前方では単調増加によって応答し、後方では単調減少によって応答する積分手法が用いられてもよい。
【００５７】
積分器１０８で積分された相関量（以下、積分相関量という）は、タイミング判定器１０９へ出力される。タイミング判定器１０９は、入力される積分相関量に基づいて、同期シンボルの開始（または終了）タイミングを判定する。この判定は、入力される積分相関量が最大値となるタイミングを検出することで行うことができる。タイミング判定器１０９で判定された同期シンボルの開始（または終了）タイミングは、ＦＦＴ窓発生器１１０へ出力される。ＦＦＴ窓発生器１１０は、入力される同期シンボルの開始（または終了）タイミングに基づいて、各伝送シンボルにおける有効シンボル期間を与えるＦＦＴ窓信号を発生する。ここで、送信される伝送フレームの伝送シンボル時間幅、つまりガードインターバル時間幅および有効シンボル時間幅は、既知である。従って、タイミング判定器１０９において受信信号の同期シンボルの開始（または終了）タイミングが検出されれば、ＦＦＴ窓発生器１１０は、このタイミングに基づいて各伝送シンボルの区切りを検出でき、有効シンボル期間に相当するＦＦＴ窓信号を発生することができる。
【００５８】
次に、シンボルタイミング同期器１１１が行う具体的な動作を、図４〜図７に示す例を挙げて説明する。
図４では、遅延波がなく直接波（同図（ａ））のみがＯＦＤＭ復調装置に入力された場合の、相関量および積分相関量を示している。
この場合、相関量演算器１０７で演算される直接波と同期シンボル信号との相関量は、図４（ｂ）に示すように、直接波の先頭に現れる。この相関量を、積分器１０８においてガードインターバルの時間幅である積分区間幅で積分させると、図４（ｃ）に示すような矩形の積分相関量が得られる。従って、タイミング判定器１０９において、この積分相関量が最大値となる区間Ａの範囲内の任意のタイミングをシンボルタイミングに設定すれば、ＯＦＤＭ復調装置は、シンボル間干渉が起こらずに送信データを再生することが可能となる。なお、シンボルタイミングは、区間Ａの最後端のタイミングであるのが好ましい。
【００５９】
図５では、マルチパスが生じ、直接波（同図（ａ））と遅延波（同図（ｂ））との２波が合成された合成波（同図（ｃ））が、ＯＦＤＭ復調装置に入力された場合の、相関量および積分相関量を示している。なお、図５では、遅延波の遅延量がガードインターバル内に収まる場合であって、その電力レベルが“直接波＞遅延波”である場合を一例に挙げて説明している。また、図５において、シンボル間干渉が生じている部分を斜線で示している。
この場合、相関量演算器１０７で演算される合成波と同期シンボル信号との相関量は、図５（ｄ）に示すように、それぞれの電力レベルに比例した値が、直接波の先頭および遅延波の先頭に現れる。この相関量を、積分器１０８においてガードインターバルの時間幅である積分区間幅で積分させると、図５（ｅ）に示すような区間Ｂが最大となる積分相関量が得られる。従って、タイミング判定器１０９において、この積分相関量が最大値となる区間Ｂの範囲内の任意のタイミングをシンボルタイミングとすれば、ＯＦＤＭ復調装置は、シンボル間干渉が起こらずに送信データを再生することが可能となる。なお、シンボルタイミングは、区間Ｂの最後端のタイミングであるのが好ましい。
【００６０】
図６では、マルチパスが生じ、直接波（同図（ａ））と第１および第２遅延波（同図（ｂ）および（ｃ））との３波が合成された合成波（同図（ｄ））が、ＯＦＤＭ復調装置に入力された場合の、相関量および積分相関量を示している。なお、図６では、第１遅延波の遅延量がガードインターバル内に収まり、第２遅延波の遅延量がガードインターバルを越える場合であって、その電力レベルが“第１遅延波＞第２遅延波＞直接波”である場合を一例に挙げて説明している。また、図６において、シンボル間干渉が生じている部分を斜線で示している。
この場合、相関量演算器１０７で演算される合成波と同期シンボル信号との相関量は、図６（ｅ）に示すように、それぞれの電力レベルに比例した値が、直接波の先頭、第１遅延波の先頭および第２遅延波の先頭に現れる。この相関量を、積分器１０８においてガードインターバルの時間幅である積分区間幅で積分させると、図６（ｆ）に示すような区間Ｃが最大となる積分相関量が得られる。図６（ｄ）で分かるように、遅延量がガードインターバル内に収まらない遅延波（第２遅延波）が生じた場合は、シンボルタイミングをどのように設定してもシンボル間干渉が生じてしまう。しかし、タイミング判定器１０９において、積分相関量が最大値となる区間Ｃの範囲内の任意のタイミングをシンボルタイミングとすれば、ＯＦＤＭ復調装置は、シンボル間干渉の影響を最も小さくさせて送信データを再生することが可能となる。この区間Ｃの範囲内でシンボルタイミングが設定された場合、有効シンボル期間の後端部分でシンボル間干渉が生じる。しかし、このシンボル間干渉は最も電力レベルの小さい直接波によるものなので、干渉による影響は最も小さくなる。
【００６１】
図７では、マルチパスが生じ、直接波（同図（ａ））と遅延波（同図（ｂ））との２波が合成された合成波（同図（ｃ））が、ＯＦＤＭ復調装置に入力された場合の、相関量および積分相関量を示している。なお、図７では、遅延波の遅延量がガードインターバルを越える場合であって、その電力レベルが“直接波＞遅延波”である場合を一例に挙げて説明している。また、図７において、シンボル間干渉が生じている部分を斜線で示している。
この場合、相関量演算器１０７で演算される合成波と同期シンボル信号との相関量は、図７（ｄ）に示すように、それぞれの電力レベルに比例した値が、直接波の先頭および遅延波の先頭に現れる。この相関量を、積分器１０８においてガードインターバルの時間幅である積分区間幅で積分させると、図７（ｅ）に示すような区間Ｄが最大となる積分相関量が得られる。従って、タイミング判定器１０９において、この積分相関量が最大値となる区間Ｄの範囲内の任意のタイミングをシンボルタイミングとすれば、ＯＦＤＭ復調装置は、シンボル間干渉の影響を最も小さくさせて送信データを再生することが可能となる。なお、シンボル間干渉の影響を最も少なくするためには、シンボルタイミングは、区間Ｄの最後端のタイミングであるのが好ましい。
また、積分器１０８において上記図３（ｃ）に示した応答を行う積分手法を用いる場合、上記相関量（図７（ｄ））を積分器１０８において積分区間幅で積分させると、図７（ｆ）に示すような積分相関量が得られる。従って、このような積分手法を用いると、積分相関量が最大値となるタイミング（点Ｅ）を容易に求めることが可能となる。
【００６２】
以上のように、本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法によれば、入力されるＯＦＤＭ信号と予め有する同期シンボル信号との相関量を演算し、その相関量を予め定めた積分区間幅で積分し、この積分相関量に基づいて同期シンボルの検出を行い、シンボル間干渉が最も少なくなるようにフーリエ変換を行うための有効シンボル期間のタイミングを制御する。
これにより、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法は、伝送路特性が時々刻々と変化するような場合でも、シンボル間干渉を最も小さくさせてＯＦＤＭ信号の復調を行う、すなわち送信データを再生することができる。
【００６３】
（第２の実施形態）
図８を参照して、本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法を説明する。
図８は、本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。図８において、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、Ａ／Ｄ変換器１０１と、直交検波器１０２と、高速フーリエ変換器１０３と、データ復調器１０４と、シンボルタイミング同期器１１１と、第１の周波数同期器２０７とを備える。また、第１の周波数同期器２０７は、遅延器２０１と、乗算器２０２と、平均化器２０３と、周波数誤差演算器２０４と、ホールド器２０５と、周波数補正器２０６とを有する。
【００６４】
図８に示すように、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に、第１の周波数同期器２０７をさらに加えた構成である。この第１の周波数同期器２０７は、入力される同期シンボルに基づいて、サブキャリアの周波数ずれを推定して、その補正を行うものである。なお、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の他の構成は、上記第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成と同様であるので、当該他の構成については、同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００６５】
直交検波器１０２において変換された基底周波数帯域の信号は、遅延器２０１および乗算器２０２にそれぞれ入力される。遅延器２０１は、入力される基底周波数帯域の信号を、所定のサンプル数だけ遅延させて出力する。このサンプル数は、同期シンボルの特徴に従って定められる。例えば、同期シンボルにガードインターバルが付加されている場合は、このサンプル数は、有効シンボルのサンプル数とする。乗算器２０２は、直交検波器１０２から出力される基底周波数帯域の信号と、遅延器２０１で遅延された基底周波数帯域の信号の複素共役とを乗算し、これらの信号間の位相差ベクトル（位相回転量）を求める。ここで、上述したように、ガードインターバルは、有効シンボルの信号波形を巡回的に繰り返した信号である。従って、乗算器２０２は、遅延されない信号と、有効シンボルのサンプル数分が遅延された信号とを乗算することで、同じ波形間の位相差ベクトルが演算できることになる。これは、サブキャリアに周波数ずれが存在する場合、伝送シンボル内における前半部分の信号と後半部分の信号とで位相差が生じることを利用したものである。従って、乗算器２０２において演算された位相差ベクトルを判断することで、周波数ずれ（周波数誤差）を推定することができる。
【００６６】
また、同期シンボルが、シンボル期間内で同一波形が２回以上周期的に繰り返されるような信号である場合には、遅延器２０１での所定のサンプル数を当該信号の１周期のサンプル数とすることができる。例えば、同期シンボルが、シンボル期間内で同一波形が２周期現れるような信号である場合、１周期がＮサンプルであるとすると、遅延器２０１で信号を遅延させるサンプル数をＮとすればよい。これにより、乗算器２０２では、同じ波形間の位相差ベクトルを求めることができる。
【００６７】
平均化器２０３は、乗算器２０２で求められた位相差ベクトルを順次入力し、それらの位相差ベクトルを平均化する。このとき、平均化器２０３は、遅延器２０１で設定されたサンプル数の区間における位相差ベクトルの移動平均を求めればよい。これにより、平均化器２０３において、所定サンプル間の平均位相差ベクトル（平均位相回転量）が求められる。なお、送信装置側において、同期シンボル内に繰り返し現れる信号波形の周期を長くしておけば、ＯＦＤＭ復調装置において、平均位相差ベクトルを高精度で求めることができる。周波数誤差演算器２０４は、平均化器２０３で求められた平均位相差ベクトルを入力し、平均位相差ベクトルのアークタンジェント（ｔａｎ-1）を演算することで、周波数誤差信号を求める。周波数誤差演算器２０４で求められた周波数誤差信号は、ホールド器２０５へ出力される。ホールド器２０５は、タイミング判定器１０９から出力される同期シンボルの終了タイミングで、入力される周波数誤差信号をホールドし、ホールドしている周波数誤差信号を周波数補正器２０６へ出力する。このホールド処理により、同期シンボルから求められた周波数誤差信号を、その同期シンボル以降のデータシンボルの周波数補正に用いることができる。周波数補正器２０６は、ホールド器２０５でホールドされた周波数誤差信号に基づいて、直交検波器１０２において変換された基底周波数帯域の信号の周波数補正を行う。この周波数補正は、基底周波数帯域の信号に周波数誤差に応じた複素正弦波を乗算させることで行うことができる。
【００６８】
そして、上記のように、同期シンボルを用いて周波数補正が行われた基底周波数帯域の信号は、高速フーリエ変換器１０３においてフーリエ変換された後、データ復調器１０４において復調される。これにより、データ復調器１０４において送信データが再生される。
【００６９】
以上のように、本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法によれば、上記第１の実施形態で説明した制御に加え、受信した同期シンボルの位相回転量の平均を求め、求めた平均位相回転量から周波数誤差を算出し、入力するＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正する。
これにより、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法は、上記第１の実施形態による効果に加え、シンボル同期に用いたものと同じ同期シンボルを用いて周波数ずれを補正し、この周波数ずれを補正したＯＦＤＭ信号をシンボルタイミングでフーリエ変換させることにより、復調の精度をさらに向上させることができる。
【００７０】
（第３の実施形態）
図９および図１０を参照して、本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法を説明する。
図９は、本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。図９において、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、Ａ／Ｄ変換器１０１と、直交検波器１０２と、高速フーリエ変換器１０３と、データ復調器１０４と、シンボルタイミング同期器１１１と、第１の周波数同期器２０７と、第２の周波数同期器３１０とを備える。第２の周波数同期器３１０は、遅延器３０１と、乗算器３０２と、平均化器３０３と、周波数誤差演算器３０４と、ホールド器３０５と、フィルタ３０６と、絶対値演算器３０７と、タイミング判定器３０８と、周波数補正器３０９とを有する。
【００７１】
図９に示すように、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に、第２の周波数同期器３１０をさらに加えた構成である。この第２の周波数同期器３１０は、第１の周波数同期器２０７で用いられた同期シンボルと異なる同期シンボルに基づいて、サブキャリアの周波数ずれを推定して、その補正を行うものである。なお、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の他の構成は、上記第１および第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成と同様であるので、当該他の構成については、同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００７２】
図１０に、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に入力されるＯＦＤＭ信号の形態を示す。図１０において、同期シンボル１は、シンボルタイミング同期器１１１および第１の周波数同期器２０７で使用される同期シンボルである。同期シンボル２は、第２の周波数同期器３１０で使用される同期シンボルである。
同期シンボル２には、シンボル期間内に同じ波形が周期的に繰り返されるような信号が用いられればよい。例えば、同期シンボル２として、他の伝送シンボルと同様に、有効シンボル期間にガードインターバルを付加した伝送シンボルを用いることができる。ここで好ましくは、同期シンボル２におけるシンボル期間内の同じ波形の繰り返し周期を、同期シンボル１におけるシンボル期間内の同じ波形の繰り返し周期よりも短くさせる。
【００７３】
第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置では、このようなＯＦＤＭ信号を入力して、まず同期シンボル２を用いて周波数同期を行い、その後同期シンボル１を用いてシンボルタイミング同期および周波数同期を行うことで、同期シンボル１の検出精度をさらに向上させることを可能としている。
以下、第２の周波数同期器３１０の各構成の動作を詳細に説明する。
【００７４】
直交検波器１０２において変換された基底周波数帯域の信号は、遅延器３０１および乗算器３０２にそれぞれ入力される。遅延器３０１は、入力される基底周波数帯域の信号を、所定のサンプル数だけ遅延させて出力する。このサンプル数は、同期シンボル２の特徴に従って定められる。例えば、同期シンボル２にガードインターバルが付加されている場合は、このサンプル数は、有効シンボルのサンプル数とする。乗算器３０２は、直交検波器１０２から出力される基底周波数帯域の信号と、遅延器３０１で遅延された基底周波数帯域の信号の複素共役とを乗算し、これらの信号間の位相差ベクトル（位相回転量）を求める。ここで、上述したように、ガードインターバルは、有効シンボルの信号波形を巡回的に繰り返した信号である。従って、上述した乗算器２０２と同様に、乗算器３０２は、遅延されない信号と、有効シンボルのサンプル数分が遅延された信号とを乗算することで、同じ波形間の位相差ベクトルが演算できることになる。従って、乗算器３０２において演算された位相差ベクトルを判断することで、周波数ずれ（周波数誤差）を推定することができる。
【００７５】
なお、同期シンボル２が、シンボル期間内で同一波形が２回以上周期的に繰り返されるような信号である場合には、上述したように、遅延器３０１での所定のサンプル数を当該信号の１周期のサンプル数とすることができる。これにより、乗算器３０２では、同じ波形間の位相差ベクトルを求めることができる。なお、送信装置側において、同期シンボル２におけるシンボル期間内の同じ波形の繰り返し周期を、同期シンボル１におけるシンボル期間内の同じ波形の繰り返し周期よりも短くさせておけば、ＯＦＤＭ復調装置において、遅延器３０１でのサンプル数を少なくさせることができ、より早く周波数誤差の推定を行うことが可能となる。さらに、同期シンボル１と同期シンボル２とを同じ波形の信号としてもよい。この場合、第１の周波数同期器２０７における遅延器２０１の遅延量を伝送シンボルのサンプル数とすると、より多くのサンプル数で位相差ベクトルが求められるので、周波数誤差推定の精度をさらに向上させることができる。
【００７６】
平均化器３０３は、乗算器３０２で求められた位相差ベクトルを順次入力し、それらの位相差ベクトルを平均化する。このとき、平均化器３０３は、遅延器３０１で設定されたサンプル数の区間における位相差ベクトルの移動平均を求めればよい。これにより、平均化器３０３において、所定サンプル間の平均位相差ベクトル（平均位相回転量）が求められる。周波数誤差演算器３０４は、平均化器３０３で求められた平均位相差ベクトルを入力し、平均位相差ベクトルのアークタンジェント（ｔａｎ-1）を演算することで、周波数誤差信号を求める。周波数誤差演算器３０４で求められた周波数誤差信号は、ホールド器３０５へ出力される。
【００７７】
一方、フィルタ３０６は、乗算器３０２で求められた位相差ベクトルを順次入力し、位相差ベクトルを平滑化させる。絶対値演算器３０７は、フィルタ３０６で平滑化された位相差ベクトルを入力し、その位相差ベクトルの大きさを求める。タイミング判定器３０８は、絶対値演算器３０７で求められた位相差ベクトルの大きさを入力し、大きさに基づいて同期シンボル２の終了タイミングを判定する。ここで、位相差ベクトルの大きさは、同期シンボル２の期間では一定になるが、他のシンボル期間ではランダムに変動する。そこで、タイミング判定器３０８では、所定期間の位相差ベクトルの大きさが一定値であるか否かを検出し、位相差ベクトルの大きさが変化を始めるタイミングを、同期シンボル２の終了タイミングとして判定する。この判定は、例えば、現サンプルの位相差ベクトルの大きさと、１つ前のサンプルの位相差ベクトルの大きさとの差分を求め、その差分が所定の閾値を超えたか否かを検出することで実現できる。あるいは、この判定は、位相差ベクトルの大きさが一定値になったことを検出してその値を保持しておき、位相差ベクトルの大きさがこの保持している値の所定の割合（例えば、８０％）以下に変化した時点を検出することで実現できる。
【００７８】
ホールド器３０５は、タイミング判定器３０８から出力される同期シンボル２の終了タイミングで、入力される周波数誤差信号をホールドし、ホールドしている周波数誤差信号を周波数補正器３０９へ出力する。このホールド処理により、同期シンボル２から求められた周波数誤差信号を、その同期シンボル２以降の同期シンボル１およびデータシンボルの周波数補正に用いることができる。周波数補正器３０９は、ホールド器３０５でホールドされた周波数誤差信号に基づいて、直交検波器１０２において変換された基底周波数帯域の信号の周波数補正を行う。この周波数補正は、基底周波数帯域の信号に周波数誤差に応じた複素正弦波を乗算させることで行うことができる。
【００７９】
上記のように、第２の周波数同期器３１０において同期シンボル２を用いて周波数補正が行われた基底周波数帯域の信号は、シンボルタイミング同期器１１１および第１の周波数同期器２０７に入力される。そして、シンボルタイミング同期器１１１は、同期シンボル２に基づいて周波数補正された各データシンボルを用いて、シンボル同期を行う。また、第１の周波数同期器２０７は、同期シンボル２に基づいて周波数補正された同期シンボル１を用いて、さらに周波数補正を行う。
そして、同期シンボル１を用いて周波数補正が行われた基底周波数帯域の信号は、高速フーリエ変換器１０３においてフーリエ変換された後、データ復調器１０４において復調される。これにより、データ復調器１０４において送信データが再生される。
【００８０】
以上のように、本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法によれば、上記第１および第２の実施形態で説明した制御に加え、ＯＦＤＭ信号と同期シンボル信号との相関を演算する前に、第２の周波数同期器３１０において周波数ずれを補正する。
これにより、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法は、上記第１および第２の実施形態による効果に加え、同期シンボル２を用いて周波数補正を行った信号で、シンボル同期および周波数補正を行うので、同期シンボル１の検出精度をさらに向上させることができる。また、同期シンボル２として、同一波形の繰り返し周期が短い信号を用いることで、より高速に周波数補正を行うことができる。
【００８１】
（第４の実施形態）
図１１〜図１３を参照して、本発明の第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法を説明する。
図１１は、本発明の第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。図１１において、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、Ａ／Ｄ変換器１０１と、直交検波器１０２と、高速フーリエ変換器１０３と、データ復調器１０４と、シンボルタイミング同期器１１１と、等化器８０１と、伝送路推定器８０２と、基準シンボル発生器８０３と、パイロットキャリア（ＰＣ）抽出器８０４と、位相変化演算器８０５と、窓ずれ推定器８０６とを備える。
【００８２】
図１１に示すように、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に、等化器８０１、伝送路推定器８０２、基準シンボル発生器８０３、ＰＣ抽出器８０４、位相変化演算器８０５および窓ずれ推定器８０６をさらに加えた構成である。なお、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の他の構成は、上記第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成と同様であるので、当該他の構成については、同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００８３】
図１２に、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に入力されるＯＦＤＭ信号の形態を示す。図１２において、同期シンボルは、シンボルタイミング同期器１１１および第１の周波数同期器２０７で使用される同期シンボルである。この同期シンボルを用いて検出されたシンボルタイミングによって、同期シンボル以降のシンボルの復調が行われる。基準シンボルは、既知のシンボルである。この基準シンボルを用いて伝送路情報の推定が行われ、その推定に基づいて基準シンボル以降のシンボルの等化が行われる。なお、基準シンボルは、既知のシンボルであればよいので、同期シンボルを基準シンボルとして兼用してもよい。
以下、等化器８０１、伝送路推定器８０２、基準シンボル発生器８０３、ＰＣ抽出器８０４、位相変化演算器８０５および窓ずれ推定器８０６の動作を詳細に説明する。
【００８４】
ＦＦＴ窓発生器１１０は、同期シンボルを用いて検出されたシンボルタイミング信号に基づいて、高速フーリエ変換器１０３を動作させるタイミングを与えるＦＦＴ窓信号を発生する。高速フーリエ変換器１０３は、与えられるＦＦＴ窓信号に基づいて、入力される基底周波数帯域の信号を有効シンボル期間でフーリエ変換することで、周波数領域の信号に変換する。周波数領域の信号に変換された各シンボルは、等化器８０１および伝送路推定器８０２に入力される。
基準シンボル発生器８０３は、既知である基準シンボルの周波数領域の信号Ｘｒｅｆ（ｋ）を発生する。基準シンボル発生器８０３は、例えば、メモリ回路で実現できる。すなわち、メモリ回路に、送信装置側において伝送フレームに挿入された基準シンボルの信号波形と同一パターンの信号を予め保持しておき、信号Ｘｒｅｆ（ｋ）の発生は、保持している信号を読み出すことで実現できる。
【００８５】
伝送路推定器８０２は、基準シンボルの信号に基づいて、以下に示す手法によって、伝送路のインパルス応答である伝送路情報の推定を行う。
送信装置側から送信されてくる送信信号をｘ（ｔ）、受信装置が受信する受信信号をｒ（ｔ）、送信装置と受信装置との間の伝送路特性をｈ（ｔ）とすると、これらの信号には次のような関係がある。
Ｒ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）×Ｘ（ｋ）
ただし、Ｒ（ｋ），Ｈ（ｋ）およびＸ（ｋ）は、それぞれｒ（ｔ）、ｈ（ｔ）およびｘ（ｔ）をフーリエ変換した値である。
よって、伝送路特性Ｈ（ｋ）の推定は、送信信号Ｘ（ｋ）が既知であれば、次の式によって行うことができる。
Ｈ（ｋ）＝Ｒ（ｋ）／Ｘ（ｋ）
そこで、伝送路推定器８０２は、受信信号の基準シンボルの信号Ｒｒｅｆ（ｋ）を、基準シンボル発生器８０３で発生される信号Ｘｒｅｆ（ｋ）で除算することで、伝送路特性Ｈ（ｋ）を推定することを行う。
【００８６】
今、送信装置側から送信されてくるデータシンボルの送信信号をＸｄａｔａ（ｋ）、ＯＦＤＭ復調装置が受信するデータシンボルの受信信号をＲｄａｔａ（ｋ）、送信装置とＯＦＤＭ復調装置との間の伝送路特性をＨ’（ｋ）とすると、これらの信号は、上記と同様に次のような関係となる。
Ｒｄａｔａ（ｋ）＝Ｈ’（ｋ）×Ｘｄａｔａ（ｋ）
ここで、基準シンボルから推定された伝送路特性Ｈ（ｋ）がデータシンボルの伝送路特性Ｈ’（ｋ）とほぼ等しいとすれば、データシンボルの受信信号Ｒｄａｔａ（ｋ）を伝送路特性Ｈ（ｋ）で除算することで、データシンボルの送信信号Ｘｄａｔａ（ｋ）を再生することができることになる。
よって、等化器８０１は、伝送路推定器８０２で推定された伝送路特性Ｈ（ｋ）で、データシンボルの受信信号Ｒｄａｔａ（ｋ）を除算することで、ＯＦＤＭ信号の等化を行う。
【００８７】
ところで、送受信装置間でサンプリング周波数にずれが生じると、シンボルタイミングにずれが生じる。このことを、図１３を参照して説明する。図１３において、伝送シンボルは、サンプル数Ｌのガードインターバルとサンプル数Ｍの有効シンボル期間とからなり、伝送フレームは、複数の当該伝送シンボルで構成されている。
受信装置側は、同期シンボルを検出して、各伝送シンボルの有効シンボル期間を示すＦＦＴ窓信号を発生させる。このとき、ガードインターバルのサンプル数Ｌおよび有効シンボル期間のサンプル数Ｍは、既知である。従って、受信側は、同期シンボルの検出タイミングを先頭として、Ｌサンプル期間はＬｏｗレベル、その後Ｍサンプル期間はＨｉｇｈレベルとなる波形を繰り返すＦＦＴ窓信号を発生させる。
ここで、サンプリング周波数が送受信装置間でずれていると、送信装置側での１サンプルの時間幅Ｔと受信装置側の１サンプルの時間幅Ｔ’とに差が生じる。よって、サンプル数が同じＭ個であっても、Ｍサンプルの時間幅は、送信装置側では（Ｍ×Ｔ）、受信装置側では（Ｍ×Ｔ’）となり、双方の時間幅がずれる。このため、受信信号の有効シンボル期間と、ＦＦＴ窓信号がＨｉｇｈレベルである期間とにずれが生じる。このずれは、伝送フレームの後方のデータシンボルになるほど、蓄積されて大きくなる。
【００８８】
このように、ＦＦＴ窓信号のタイミングがずれてしまうと、周波数領域に変換された信号は、シンボル内で位相回転を生じる。このとき、受信信号Ｒ（ｋ）は、次のように表せる。
Ｒ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）×Ｘ（ｋ）×ｅｘｐ（−ｊ×２π×ｋ×Δｔ／Ｎ）
ただし、ＮはＦＦＴポイント数（有効シンボル期間のサンプル数）、ｋはサブキャリア周波数、ΔｔはＦＦＴ窓信号のタイミングずれを表す。
よって、受信信号Ｒ（ｋ）を基準シンボルによって推定された伝送路特性Ｈ（ｋ）で除算して、受信信号Ｒ（ｋ）の等化を行っても、上記式において、ＦＦＴ窓信号のタイミングずれΔｔによる位相回転の項は残ってしまう。等化された後の受信信号をＲ’（ｋ）とすると、次の式のようになる。
Ｒ’(ｋ)＝Ｘ（ｋ）×ｅｘｐ（−ｊ×２π×ｋ×Δｔ／Ｎ）
【００８９】
そこで、送信装置において、伝送シンボル内の複数の所定サブキャリアに、基準位相となる既知のパイロットキャリアを予め割り当てさせておく。送信信号Ｘ（ｋ）の内、この複数の所定サブキャリアｋ（ｋ＝ｋ０，ｋ１，…ｋｎ）は、既知であるとする。パイロットキャリアは、例えば、一定周波数間隔のサブキャリアｋに割り当てられる。または、パイロットキャリアは、所定の不等間隔のサブキャリアｋに割り当てられてもよい。このとき、所定の不等間隔は、ＰＮ系列によって規定されてもよい。
送信されるパイロットキャリアＸ（ｋ）が既知であるので、受信されるパイロットキャリアＲ’（ｋ）との位相差Φ（ｋ）は、次のように求められる。
Φ（ｋ）＝−２π×ｋ×Δｔ／Ｎ
従って、このサブキャリアｋに対する位相差Φの変化を求めれば、ＦＦＴ窓信号のタイミングずれΔｔを推定することができる。
【００９０】
よって、ＰＣ抽出器８０４は、等化器８０１で等化された受信信号から、パイロットキャリアを取り出す。取り出されたパイロットキャリアは、位相変化演算器８０５へ出力される。位相変化演算器８０５は、パイロットキャリアの位相を求め、サブキャリアｋに対する位相変化量を求める。この求められた位相変化量は、窓ずれ推定器８０６へ出力される。窓ずれ推定器８０６は、伝送シンボル内のサブキャリアｋに対する位相変化量に基づいて、ＦＦＴ窓信号のタイミングずれΔｔを推定する。この推定されたタイミングずれΔｔは、ＦＦＴ窓発生器１１０へ出力される。ＦＦＴ窓発生器１１０は、このタイミングずれΔｔに基づいて、ＦＦＴ窓信号の発生タイミングを調節する。
【００９１】
以上のように、本発明の第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法によれば、上記第１の実施形態で説明した制御に加え、受信した基準シンボルから伝送路の推定を行い、ＯＦＤＭ信号の等化を行う。さらに、等化された後の信号からパイロットキャリアを抽出し、パイロットキャリアの位相変化に基づいてフーリエ変換時のＦＦＴ窓信号のタイミングずれを推定し、そのずれを補正する。
これにより、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法は、上記第１の実施形態による効果に加え、サンプリング周波数にずれが存在する場合でも、シンボル同期が取れた状態でシンボルの復調を行うことができる。
【００９２】
（第５の実施形態）
また、ＦＦＴ窓信号のタイミングずれΔｔによる影響が、次の第５の実施形態のように補正されるようにしてもよい。以下、図１４を参照して、本発明の第５の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法を説明する。
図１４は、本発明の第５の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。図１４において、第５の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に、伝送路情報補正器９０１および位相ずれ推定器９０２をさらに加えた構成である。
【００９３】
位相変化演算器８０５は、上記第４の実施形態と同様に、サブキャリアｋに対する位相差Φ（ｋ）を次のように求める。
Φ（ｋ）＝−２π×ｋ×Δｔ／Ｎ
位相ずれ推定器９０２は、この位相差Φ（ｋ）を用いて下記の演算を行って、位相ずれＰ（ｋ）を推定する。
Ｐ（ｋ）＝ｅｘｐ（Φ（ｋ））＝ｅｘｐ（−ｊ×２π×ｋ×Δｔ／Ｎ）
伝送路情報補正器９０１は、この位相ずれＰ（ｋ）と上記推定された伝送路情報Ｈ（ｋ）とを乗算して、補正された伝送路情報Ｈｐ（ｋ）を求める。
Ｈｐ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）×Ｐ（ｋ）
等化器８０１は、受信信号Ｒ（ｋ）をこの補正された伝送路情報Ｈｐ（ｋ）で除算することで、受信信号Ｒ（ｋ）の等化（＝Ｒ’（ｋ））を行う。
Ｒ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）×Ｘ（ｋ）×ｅｘｐ（−ｊ×２π×ｋ×Δｔ／Ｎ）
Ｒ’（ｋ）＝Ｒ（ｋ）／Ｈｐ（ｋ）＝Ｘ（ｋ）
【００９４】
このように、推定されたタイミングずれΔｔによる位相ずれＰ（ｋ）で伝送路情報Ｈ（ｋ）が補正され、その補正された伝送路情報Ｈｐ（ｋ）を用いて、受信信号Ｒ（ｋ）の等化が行われるようにしてもよい。
さらに、推定されたタイミングずれΔｔが、サンプリング周期に近いずれになった場合には、次のような動作をさせてもよい。ＦＦＴ窓発生器１１０でＦＦＴ窓信号の発生タイミングを調整させるようにし、タイミングずれΔｔがサンプリング周期よりも小さい場合は、伝送路情報補正器９０１で伝送路情報の補正動作をさせることで、タイミングずれΔｔによる位相回転を補正するようにしてもよい。また、ＦＦＴ窓発生器１１０でＦＦＴ窓信号の発生タイミングを調整させた場合には、窓ずれ推定器８０６が、その調整のタイミングに基づいて伝送路情報補正器９０１を動作させ、伝送路情報補正器９０１でＦＦＴ窓信号のタイミングを変化させたときに起こる位相回転を補正させるようにしてもよい。
以上説明したように、等化器８０１において等化された受信信号Ｒ’（ｋ）を、データ復調器１０４で復調させることにより、復調の精度を向上させることができる。
【００９５】
（第６の実施形態）
また、ＦＦＴ窓信号のタイミングずれΔｔによる影響が、次の第６の実施形態のように補正されるようにしてもよい。以下、図１５を参照して、本発明の第６の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法を説明する。
図１５は、本発明の第６の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。図１５において、第６の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に、位相ずれ推定器９０２および位相補正器９０３をさらに加えた構成である。
【００９６】
位相変化演算器８０５は、上記第４の実施形態と同様に、サブキャリアｋに対する位相差Φ（ｋ）を次のように求める。
Φ（ｋ）＝−２π×ｋ×Δｔ／Ｎ
位相ずれ推定器９０２は、この位相差Φ（ｋ）を用いて下記の演算を行って、位相ずれＰ（ｋ）を推定する。
Ｐ（ｋ）＝ｅｘｐ（Φ（ｋ））＝ｅｘｐ（−ｊ×２π×ｋ×Δｔ／Ｎ）
等化器８０１は、受信信号Ｒ（ｋ）を伝送路情報Ｈ（ｋ）で除算することで、受信信号Ｒ（ｋ）の等化（＝Ｒ’（ｋ））を行う。
Ｒ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）×Ｘ（ｋ）×ｅｘｐ（−ｊ×２π×ｋ×Δｔ／Ｎ）
Ｒ’（ｋ）＝Ｒ（ｋ）／Ｈ（ｋ）
＝Ｘ（ｋ）×ｅｘｐ（−ｊ×２π×ｋ×Δｔ／Ｎ）
位相補正器９０３は、等化器８０１から出力される等化された受信信号Ｒ’（ｋ）を、位相ずれＰ（ｋ）の位相分だけ逆回転させることで位相を補正する。位相を逆回転させるには、位相ずれＰ（ｋ）の複素共役を受信信号Ｒ’（ｋ）に乗算すればよい。
Ｒ”（ｋ）＝Ｒ’（ｋ）×ｅｘｐ（ｊ×２π×ｋ×Δｔ／Ｎ）＝Ｘ（ｋ）
【００９７】
以上説明したように、等化器８０１において等化され、かつ位相補正器９０３において位相補正された受信信号Ｒ”（ｋ）を、データ復調器１０４で復調させることにより、復調の精度を向上させることができる。
【００９８】
なお、上記第４〜第６の実施形態では、等化器８０１、伝送路推定器８０２、基準シンボル発生器８０３、ＰＣ抽出器８０４、位相変化演算器８０５、窓ずれ推定器８０６、伝送路情報補正器９０１、位相ずれ推定器９０２および位相補正器９０３の各構成を、上記第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に加えた構成を説明したが、これらの各構成は、上記第２および第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に加えることももちろん可能である。
【００９９】
また、上記第１〜第６の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置で行われる各演算処理は、例えば、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）などを用いることで実現させることができる。さらに、これらの演算処理は、その演算処理ステップを実行させるためのコンピュータプログラムとして記録媒体に記録して、そのプログラムを実行させることで実現させることもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２】相関器１０５の詳細な構成の一例を示すブロック図である。
【図３】積分器１０８の動作を説明する図である。
【図４】インパルス応答推定器１１２の動作の一例を説明する図である。
【図５】インパルス応答推定器１１２の動作の一例を説明する図である。
【図６】インパルス応答推定器１１２の動作の一例を説明する図である。
【図７】インパルス応答推定器１１２の動作の一例を説明する図である。
【図８】本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第３の実施形態で使用されるＯＦＤＭ信号を説明する図である。
【図１１】本発明の第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第４の実施形態で使用されるＯＦＤＭ信号を説明する図である。
【図１３】サンプリング周波数ずれの発生に伴うＦＦＴ窓信号のタイミングずれを説明する図である。
【図１４】本発明の第５の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明の第６の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１６】ＯＦＤＭ伝送に用いられる伝送フレームの構成を説明する図である。
【図１７】マルチパスが発生した場合に受信装置で受信される信号を説明する図である。
【符号の説明】
１０１…Ａ／Ｄ変換器
１０２…直交検波器
１０３，７０３…高速フーリエ変換器
１０４…データ復調器
１０５…相関器
１０６…同期シンボル発生器
１０７…相関量演算器
１０８…積分器
１０９，３０８…タイミング判定器
１１０…ＦＦＴ窓発生器
１１１…シンボルタイミング同期器
１１２…インパルス応答推定器
２０１，３０１…遅延器
２０２，７０１，３０２…乗算器
２０３，３０３…平均化器
２０４，３０４…周波数誤差演算器
２０５，３０５…ホールド器
２０６，３０９…周波数補正器
２０７…第１の周波数同期器
３０６…フィルタ
３０７…絶対値演算器
３１０…第２の周波数同期器
７０２…逆高速フーリエ変換器
８０１…等化器
８０２…伝送路推定器
８０３…基準シンボル発生器
８０４…パイロットキャリア抽出器
８０５…位相変化演算器
８０６…窓ずれ推定器
９０１…伝送路情報補正器
９０２…位相ずれ推定器
９０３…位相補正器
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ復調装置および復調方法に関し、より特定的には、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ；orthogonal frequency division multiplex ）技術を用いて伝送される信号を復調する装置および方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、地上系デジタルテレビ放送や移動体通信などにおいて、ＯＦＤＭ技術を用いた伝送方式が注目されている。このＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア変調方式の一種であり、ＯＦＤＭ信号を用いて送信装置から受信装置への伝送を行う。送信装置は、隣接間で互いに直交する多数のサブキャリアに送信データを割り当て、割り当てた送信データで各サブキャリアを変調する。そして、送信装置は、変調した各サブキャリアを一括的に逆フーリエ変換することで、ＯＦＤＭ信号を生成する。従って、生成されたＯＦＤＭ信号では、サブキャリアに分割された各々の送信データの周期が長くなる。このため、ＯＦＤＭ信号は、マルチパスなどの遅延波の影響を受け難いという特徴を有している。
ＯＦＤＭ方式による伝送は、伝送シンボルを単位として行われる。この伝送シンボルは、有効シンボル期間とガードインターバル（ＧＩ）とからなる。有効シンボル期間は、送信データに対応する信号（以下、有効シンボルという）が伝送される期間であり、上記逆フーリエ変換に基づいてその期間が定められる。ガードインターバルは、有効シンボルの信号波形の一部を巡回的に繰り返した信号が伝送される期間であり、遅延波の影響を軽減させるために用いられる。
一方、受信装置は、受信される上記伝送シンボルから有効シンボルを取り出す。次に、受信装置は、取り出した有効シンボルをフーリエ変換することで、有効シンボルを各サブキャリアに分離する。そして、受信装置は、分離したサブキャリアをそれぞれ復調して、送信データを再生する。
【０００３】
ところで、上述したＯＦＤＭ信号は、ランダム雑音のような波形となるため、受信装置で、ＯＦＤＭ信号の周波数同期やシンボル同期を取ることが難しい。受信装置において、周波数同期が取れないままＯＦＤＭ信号を復調した場合、サブキャリア間の直交性がくずれて干渉が生じる。このため、受信装置では、送信データを正しく再生できなくなる。また、受信装置において、シンボル同期が取れない、つまり伝送シンボルから有効シンボルを正確に取り出せない場合、シンボル間の干渉が生じる。このため、受信装置では、送信データを正しく再生できなくなる。
そこで、ＯＦＤＭ方式による伝送では、一般に、予め定めた複数の伝送シンボルで１伝送フレームが構成され、各伝送フレームの先頭に同期の基準とするシンボル（以下、同期シンボルという）が付加されたＯＦＤＭ信号を用いて（図１６）、送受信装置間の伝送が行われる。
【０００４】
従来、このような同期シンボルを用いてシンボル同期を行うＯＦＤＭ受信装置としては、特開平１１−３２０２５号公報「ＯＦＤＭ受信装置とその同期検出方法」に開示されている装置が存在する。この公報に記載されている従来の技術では、同期シンボルとしてチャープシンボルが用いられている。そして、従来の受信装置は、受信信号とチャープシンボルとの相関係数を計算して、相関係数の最大値からシンボルタイミングを検出することで、シンボル同期の確立を行っている。
【０００５】
ところで、伝送路の特性等が原因でマルチパスが発生すると、受信装置は、図１７に示すように送信信号の直接波と遅延波との双方を受信、すなわち直接波と遅延波とを合成した合成波を受信することになる。ここで、遅延波の遅延量がガードインターバル内に収まっている場合、受信装置は、直接波の有効シンボル期間のタイミングでシンボルを取り出すことにより、隣接するシンボルの干渉がない区間の有効シンボルを取り出すことができる（図１７（ａ））。しかし、遅延波の遅延量がガードインターバルを超える場合、受信装置は、同様に直接波の有効シンボル期間のタイミングでシンボルを取り出してしまうと、隣接するシンボルの干渉を受けた有効シンボルを取り出すことになる（図１７（ｂ））。このため、受信装置では、隣接するシンボルの干渉を受ける場合にはその干渉が最も少なくなるように、有効シンボルの取り出し区間が設定される必要がある。なお、図１７中の斜線部は、隣接するシンボルの干渉が生じている部分を示している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の受信装置は、受信信号と同期シンボルとの相関係数の最大値に基づいて、シンボルタイミングを設定している。このため、従来の受信装置では、ガードインターバルを超える遅延波がある場合に、隣接するシンボルの干渉が最も少なくなるように、シンボルタイミングを設定することはできなかった。
また、送信信号の周波数と受信信号の周波数との間にずれ（以下、周波数ずれという）がある場合には、受信信号と同期シンボルとの相関係数が小さくなる。このため、従来の受信装置は、同期シンボルの検出をうまく行うことができないという問題もあった。
さらに、送信装置と受信装置との間でシンボルをサンプリングする周波数にずれ（以下、サンプリング周波数ずれという）が生じることも考えられる。この場合、従来の受信装置のように同期シンボルの検出に基づいてシンボルタイミングを設定していたのでは、伝送フレーム内の前方の伝送シンボルと後方の伝送シンボルとで、シンボルタイミングにずれが、すなわち有効シンボル期間にずれが生じてしまう。
【０００７】
それ故、本発明の第１の目的は、伝送路特性が時々刻々と変化するような場合でも、隣接するシンボルの干渉が最も少なくなるようにシンボルタイミングを設定できるＯＦＤＭ復調装置および復調方法を提供することである。
また、本発明の第２の目的は、周波数ずれがある場合には、同期シンボルの検出が良好に行えるように、周波数ずれの補正を行うＯＦＤＭ復調装置および復調方法を提供することである。
また、本発明の第３の目的は、サンプリング周波数ずれが生じた場合には、伝送フレーム内の伝送シンボルの位置によって有効シンボル期間にずれが生じないように、シンボルタイミングを補正するＯＦＤＭ復調装置および復調方法を提供することである。
さらに、本発明の第４の目的は、伝送フレーム内の伝送シンボルの位置によって有効シンボル期間にずれが生じた場合でも、予め定めた基準シンボルから推定した伝送路情報に応じて、シンボルタイミングを補正するＯＦＤＭ復調装置および復調方法を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
上記目的を達成させるため、本発明は、以下に述べる特徴を有している。
第１の発明は、伝送フレーム毎に特定の同期シンボルを含み、有効シンボル期間とガード期間とで構成されるデータシンボルからなるＯＦＤＭ信号を、復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
ＯＦＤＭ信号から、インパルス応答を推定するインパルス応答推定部と、
インパルス応答推定部における推定によって求められた信号を、積分する積分部と、
積分部で積分された値に基づいて、ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを検出する判定部と、
シンボルタイミングに基づいて、有効シンボル期間を与える窓タイミングを発生する窓タイミング発生部と、
窓タイミングに従って、ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するフーリエ変換部とを備える。
【０００９】
上記のように、第１の発明によれば、入力されるＯＦＤＭ信号の同期シンボルのタイミングを検出し、このタイミングに基づいてフーリエ変換を行う窓タイミングを制御する。これにより、第１の発明では、伝送路特性が時々刻々と変化するような場合でも、シンボル間干渉を最も小さくさせてＯＦＤＭ信号の復調を行う、すなわち送信データを再生することができる。
【００１０】
第２の発明は、第１の発明に従属する発明であって、
同期シンボル内で、同一波形の信号が２回以上周期的に伝送されている場合、ＯＦＤＭ信号を、所定サンプル数だけ遅延させる遅延部と、
遅延部で遅延された信号とＯＦＤＭ信号とを乗算する乗算部と、
乗算部で乗算された信号を平均化する平均化部と、
平均化部で平均化された信号に基づいて、周波数誤差を演算する周波数誤差演算部と、
シンボルタイミングに従って、周波数誤差を保持するホールド部と、
ホールド部から出力される周波数誤差に基づいて、ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正する周波数補正部とをさらに備え、
フーリエ変換部は、窓タイミングに従って、周波数補正部によって周波数ずれが補正されたＯＦＤＭ信号を、フーリエ変換することを特徴とする。
【００１１】
上記のように、第２の発明によれば、第１の発明の制御に加え、さらに、受信した同期シンボルの位相回転量の平均を求め、求めた平均位相回転量から周波数誤差を算出し、入力するＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正する。これにより、第２の発明では、上記第１の発明による効果に加え、シンボル同期に用いたものと同じ同期シンボルを用いて周波数ずれを補正し、この周波数ずれを補正したＯＦＤＭ信号をシンボルタイミングでフーリエ変換させることにより、周波数同期の取れたシンボルを復調させることができる。
【００１２】
第３の発明は、第１の発明に従属する発明であって、
同期シンボル内で、同一波形の信号が２回以上周期的に伝送されている場合、
ＯＦＤＭ信号（第１ＯＦＤＭ信号）を、第１の所定サンプル数だけ遅延させる第１遅延部と、
第１遅延部で遅延された信号と第１ＯＦＤＭ信号とを乗算する第１乗算部と、
第１乗算部で乗算された信号を平均化する第１平均化部と、
第１平均化部で平均化された信号に基づいて、第１周波数誤差を演算する第１周波数誤差演算部と、
第１乗算部で乗算された信号を平滑化するフィルタ部と、
フィルタ部で平滑化された信号の絶対値を演算する絶対値演算部と、
絶対値に基づいて、第１ＯＦＤＭ信号と第１遅延部で遅延された信号との相関を判定し、第１ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを検出する第１判定部と、
第１判定部で検出されたシンボルタイミングに従って、第１周波数誤差を保持する第１ホールド部と、
第１ホールド部から出力される第１周波数誤差に基づいて、第１ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正する第１周波数補正部と、
第１周波数補正部で周波数ずれが補正された第１ＯＦＤＭ信号（第２ＯＦＤＭ信号）を、第２の所定サンプル数だけ遅延させる第２遅延部と、
第２遅延部で遅延された信号と第２ＯＦＤＭ信号とを乗算する第２乗算部と、
第２乗算部で乗算された信号を平均化する第２平均化部と、
第２平均化部で平均化された信号に基づいて、第２周波数誤差を演算する第２周波数誤差演算部と、
判定部で検出されたシンボルタイミングに従って、第２周波数誤差を保持する第２ホールド部と、
第２ホールド部から出力される第２周波数誤差に基づいて、第２ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正する第２周波数補正部とをさらに備え、
インパルス応答推定部は、第２ＯＦＤＭ信号から、インパルス応答を推定し、
フーリエ変換部は、窓タイミングに従って、第２周波数補正部によって周波数ずれが補正された第２ＯＦＤＭ信号を、フーリエ変換することを特徴とする。
【００１３】
上記のように、第３の発明によれば、上記第１の発明の制御に加え、さらに、ＯＦＤＭ信号と同期シンボル信号との相関を演算する前に、第１周波数補正器において周波数ずれを補正する。これにより、第３の発明では、上記第１の発明による効果に加え、第１周波数補正を行った信号で、シンボル同期および第２周波数補正を行うので、同期シンボルの検出精度をさらに向上させることができる。
【００１４】
ここで、好ましくは、第４の発明のように、第１〜第３の発明の積分部が、ガード期間の幅を積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら、当該入力信号を積分するようにする。
【００１５】
または、第５の発明のように、第１〜第３の発明の積分部が、ガード期間の幅とその前後に付加される予め定めた幅とを積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら当該入力信号を積分することにより、ガード期間長の矩形のインパルス応答の前後にも応答を持たせるようにする。
【００１６】
あるいは、第６の発明のように、第１〜第３の発明の積分部が、ガード期間の幅とその前後に付加される予め定めた幅とを積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら当該入力信号を積分することにより、ガード期間長の矩形のインパルス応答の前方では単調増加する応答を持たせ、後方では単調減少する応答を持たせるようにする。
【００１７】
また、好ましくは、第７の発明のように、第４〜第６の発明のインパルス応答推定部が、
同期シンボルと同一の信号を発生する同期シンボル発生部と、
同期シンボル発生部が発生させる信号と、ＯＦＤＭ信号との相関を表す信号を演算する相関部と、
相関部で演算された信号から、相関量を演算する相関量演算部とを備えるようにする。
【００１８】
または、第８の発明のように、第４〜第６の発明のインパルス応答推定部が、
同期シンボルと同一の周波数領域の信号を発生する同期シンボル発生部と、
フーリエ変換部から出力される信号と、同期シンボル発生器が出力させる信号とを乗算する乗算部と、
乗算部で乗算された信号を、逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、
逆フーリエ変換部から出力される信号から、相関量を演算する相関量演算部とを備えるようにする。
【００１９】
また、好ましくは、第９の発明のように、第７および第８の発明の相関量演算部が、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）の絶対値を演算するようにする。
【００２０】
または、第１０の発明のように、第７および第８の発明の相関量演算部が、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）から、ｉの絶対値とｑの絶対値との和を演算するようにする。
【００２１】
あるいは、第１１の発明のように、第７および第８の発明の相関量演算部が、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）から、ｉの２乗値とｑの２乗値との和を演算するようにする。
【００２２】
さらに、好ましくは、第１２の発明のように、第３の発明の第１判定部が、絶対値演算部で演算された絶対値を入力し、当該絶対値が一定の値になったことを検出して、その後当該絶対値が当該一定の値に対して所定の割合になったことを検出するようにする。
【００２３】
上記のように、第４〜第１２の発明によれば、第１〜第３の発明に対してさらに、入力されるＯＦＤＭ信号と予め有する同期シンボル信号との相関量を演算し、その相関量を予め定めた積分区間幅で積分し、この積分相関量に基づいて同期シンボルの検出を行い、シンボル間干渉が最も少なくなるようにフーリエ変換を行うための有効シンボル期間のタイミングを制御する。これにより、第４〜第１２の発明では、伝送路特性が時々刻々と変化するような場合でも、シンボル間干渉を最も小さくさせてＯＦＤＭ信号の復調を行う、すなわち送信データを再生することができる。
【００２４】
第１３の発明は、複数の所定のサブキャリアに基準位相となる既知のパイロットキャリアが割り当てられたＯＦＤＭ信号を、復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、
フーリエ変換部でフーリエ変換された信号から、パイロットキャリアを取り出すパイロットキャリア抽出部と、
抽出されたパイロットキャリアの位相変化を演算する位相変化演算部と、
位相変化に基づいて、フーリエ変換部を動作させるタイミングを示す窓タイミングのずれを推定する窓ずれ推定部と、
窓ずれ推定部で推定されたずれと、ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングとに基づいて、フーリエ変換部を動作させる窓タイミングを発生する窓タイミング発生部とを備える。
【００２５】
上記のように、第１３の発明によれば、フーリエ変換後の信号からパイロットキャリアを抽出し、このパイロットキャリアの位相変化に基づいて、フーリエ変換時の窓タイミングのずれを推定し、窓タイミングを調整する。これにより、第１３の発明では、サンプリング周波数ずれが存在する場合でも、シンボル同期が取れた状態でシンボルの復調を行うことができる。
【００２６】
第１４の発明は、伝送フレーム毎に所定の基準シンボルを含み、複数の所定サブキャリアに基準位相となる既知のパイロットキャリアを割り当てたＯＦＤＭ信号を、復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、
基準シンボルと同一の信号を発生する基準シンボル発生部と、
基準シンボル発生部で発生された信号と、フーリエ変換部でフーリエ変換された信号とに基づいて、伝送路の特性を推定する伝送路推定部と、
伝送路推定部から出力される伝送路情報に基づいて、フーリエ変換部でフーリエ変換された信号を等化する等化部と、
等化部で等化された信号から、パイロットキャリアを取り出すパイロットキャリア抽出部と、
抽出されたパイロットキャリアの位相変化を演算する位相変化演算部と、
位相変化に基づいて、フーリエ変換部を動作させるタイミングを示す窓タイミングのずれを推定する窓ずれ推定部と、
窓ずれ推定部で推定されたずれと、ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングとに基づいて、フーリエ変換部を動作させる窓タイミングを発生する窓タイミング発生部とを備える。
【００２７】
上記のように、第１４の発明によれば、受信した基準シンボルから伝送路情報の推定を行い、この情報に基づいてＯＦＤＭ信号の等化を行う。そして、等化された後の信号からパイロットキャリアを抽出し、このパイロットキャリアの位相変化に基づいて、フーリエ変換時の窓タイミングのずれを推定し、窓タイミングを調整する。これにより、第１４の発明では、サンプリング周波数ずれが存在する場合でも、シンボル同期が取れた状態でシンボルの復調を行うことができる。
【００２８】
第１５の発明は、第１４の発明に従属する発明であって、
位相変化に基づいて、ＯＦＤＭ信号の位相ずれを推定する位相ずれ推定部と、
位相ずれに基づいて、伝送路推定部から等化部へ出力される伝送路情報を補正する伝送路情報補正部とをさらに備える。
【００２９】
上記のように、第１５の発明によれば、サンプリング周波数ずれが存在する場合に生じる、伝送路情報を推定するための基準シンボルのフーリエ変換時の窓タイミングと、等化させるＯＦＤＭ信号をフーリエ変換する時の窓タイミングとのずれを、シンボル内で生じる位相回転から位相変化を推定し、その位相変化に基づいて伝送路情報を補正する。これにより、第１５の発明では、信号を等化する精度を向上させることができる。
【００３０】
ここで、好ましくは、第１６の発明のように、第１５の発明の伝送路情報補正部が、窓ずれ推定部からずれの信号が出力されるタイミングに基づいて、伝送路情報を補正するようにする。
【００３１】
また、好ましくは、第１７の発明のように、第１４の発明の窓タイミング発生部が、窓ずれ推定部で推定されたずれに基づいて、所定のサンプル数だけシンボルタイミングをずらして、窓タイミングを発生するようにする。
【００３２】
さらに、好ましくは、第１８の発明のように、第１４の発明において、
位相変化に基づいて、ＯＦＤＭ信号の位相ずれを推定する位相ずれ推定部と、
位相ずれに基づいて、等化部から出力される信号の位相を補正する位相補正部とをさらに備えるようにする。
【００３３】
第１９の発明は、伝送フレーム毎に特定の同期シンボルを含み、有効シンボル期間とガード期間とで構成されるデータシンボルからなるＯＦＤＭ信号を、復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
ＯＦＤＭ信号から、インパルス応答を推定するステップと、
推定によって求められた信号を、積分するステップと、
積分された値に基づいて、ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを検出するステップと、
シンボルタイミングに基づいて、有効シンボル期間を与える窓タイミングを発生するステップと、
窓タイミングに従って、ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するステップとを含む。
【００３４】
第２０の発明は、第１９の発明に従属する発明であって、
同期シンボル内で、同一波形の信号が２回以上周期的に伝送されている場合、
ＯＦＤＭ信号を、所定サンプル数だけ遅延させるステップと、
遅延された信号とＯＦＤＭ信号とを乗算するステップと、
乗算された信号を平均化するステップと、
平均化された信号に基づいて、周波数誤差を演算するステップと、
シンボルタイミングに従って、周波数誤差を保持するステップと、
保持するステップから出力される周波数誤差に基づいて、ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正するステップとをさらに含み、
変換するステップは、窓タイミングに従って、周波数ずれが補正されたＯＦＤＭ信号を、フーリエ変換することを特徴とする。
【００３５】
第２１の発明は、第１９の発明に従属する発明であって、
同期シンボル内で、同一波形の信号が２回以上周期的に伝送されている場合、
ＯＦＤＭ信号（第１ＯＦＤＭ信号）を、第１の所定サンプル数だけ遅延させる第１遅延ステップと、
第１遅延ステップで遅延された信号と第１ＯＦＤＭ信号とを乗算する第１乗算ステップと、
第１乗算ステップで乗算された信号を平均化する第１平均化ステップと、
第１平均化ステップで平均化された信号に基づいて、第１周波数誤差を演算するステップと、
第１乗算ステップで乗算された信号を平滑化するステップと、
平滑化された信号の絶対値を演算するステップと、
絶対値に基づいて、第１ＯＦＤＭ信号と第１遅延ステップで遅延された信号との相関を判定し、第１ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを検出する第１判定ステップと、
第１判定ステップで検出されたシンボルタイミングに従って、第１周波数誤差を保持するステップと、
保持される第１周波数誤差に基づいて、第１ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正するステップと、
周波数ずれが補正された第１ＯＦＤＭ信号（第２ＯＦＤＭ信号）を、第２の所定サンプル数だけ遅延させる第２遅延ステップと、
第２遅延ステップで遅延された信号と第２ＯＦＤＭ信号とを乗算する第２乗算ステップと、
第２乗算ステップで乗算された信号を平均化する第２平均化ステップと、
第２平均化ステップで平均化された信号に基づいて、第２周波数誤差を演算するステップと、
判定するステップで検出されたシンボルタイミングに従って、第２周波数誤差を保持するステップと、
保持される第２周波数誤差に基づいて、第２ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正するステップとをさらに含み、
推定するステップは、第２ＯＦＤＭ信号から、インパルス応答を推定し、
変換するステップは、窓タイミングに従って、周波数ずれが補正された第２ＯＦＤＭ信号を、フーリエ変換することを特徴とする。
【００３６】
ここで、好ましくは、第２２の発明のように、第１９〜第２１の発明の積分するステップが、ガード期間の幅を積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら、当該入力信号を積分するようにする。
【００３７】
または、第２３の発明のように、第１９〜第２１の発明の積分するステップが、ガード期間の幅とその前後に付加される予め定めた幅とを積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら当該入力信号を積分することにより、ガード期間長の矩形のインパルス応答の前後にも応答を持たせるようにする。
【００３８】
あるいは、第２４の発明のように、第１９〜第２１の発明の積分するステップが、ガード期間の幅とその前後に付加される予め定めた幅とを積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら当該入力信号を積分することにより、ガード期間長の矩形のインパルス応答の前方では単調増加する応答を持たせ、後方では単調減少する応答を持たせるようにする。
【００３９】
また、好ましくは、第２５の発明のように、第２２〜第２４の発明の推定するステップが、
同期シンボルと同一の信号を発生するステップと、
同期シンボルと同一の信号と、ＯＦＤＭ信号との相関を表す信号を演算するステップと、
演算された信号から、相関量を演算するステップとを含むようにする。
【００４０】
または、第２６の発明のように、第２２〜第２４の発明の推定するステップは、
同期シンボルと同一の周波数領域の信号を発生するステップと、
変換するステップから出力される信号と、同期シンボルと同一の周波数領域の信号とを乗算するステップと、
乗算された信号を、逆フーリエ変換するステップと、
逆フーリエ変換された信号から、相関量を演算するステップとを含むようにする。
【００４１】
さらに、好ましくは、第２７の発明のように、第２５および第２６の発明の演算するステップが、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）の絶対値を演算するようにする。
【００４２】
または、第２８の発明のように、第２５および第２６の発明の演算するステップが、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）から、ｉの絶対値とｑの絶対値との和を演算するようにする。
【００４３】
あるいは、第２９の発明のように、第２５および第２６の発明の演算するステップが、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）から、ｉの２乗値とｑの２乗値との和を演算するようにする。
【００４４】
ここで、好ましくは、第３０の発明のように、第２１の発明の第１判定ステップが、絶対値が一定の値になったことを検出して、その後当該絶対値が当該一定の値に対して所定の割合になったことを検出するようにする。
【００４５】
第３１の発明は、複数の所定のサブキャリアに基準位相となる既知のパイロットキャリアが割り当てられたＯＦＤＭ信号を、復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するステップと、
フーリエ変換された信号から、パイロットキャリアを取り出すステップと、
抽出されたパイロットキャリアの位相変化を演算するステップと、
位相変化に基づいて、フーリエ変換を動作させるタイミングを示す窓タイミングのずれを推定するステップと、
推定されたずれと、ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングとに基づいて、ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換させる窓タイミングを発生するステップとを含む。
【００４６】
第３２の発明は、伝送フレーム毎に所定の基準シンボルを含み、複数の所定サブキャリアに基準位相となる既知のパイロットキャリアを割り当てたＯＦＤＭ信号を、復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するステップと、
基準シンボルと同一の信号を発生するステップと、
発生された信号と、フーリエ変換された信号とに基づいて、伝送路の特性を推定するステップと、
推定するステップから出力される伝送路情報に基づいて、フーリエ変換された信号を等化するステップと、
等化された信号から、パイロットキャリアを取り出すステップと、
抽出されたパイロットキャリアの位相変化を演算するステップと、
位相変化に基づいて、フーリエ変換を動作させるタイミングを示す窓タイミングのずれを推定するステップと、
推定されたずれと、ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングとに基づいて、ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換させる窓タイミングを発生するステップとを含む。
【００４７】
第３３の発明は、第３２の発明に従属する発明であって、
位相変化に基づいて、ＯＦＤＭ信号の位相ずれを求めるステップと、
位相ずれに基づいて、伝送路情報を補正するステップとをさらに含む。
【００４８】
ここで、好ましくは、第３４の発明のように、第３３の発明の補正するステップが、推定するステップからずれの信号が出力されるタイミングに基づいて、伝送路情報を補正するようにする。
【００４９】
また、好ましくは、第３５の発明のように、第３２の発明の窓タイミングを発生するステップが、推定されたずれに基づいて、所定のサンプル数だけシンボルタイミングをずらして、窓タイミングを発生するようにする。
【００５０】
さらに、好ましくは、第３６の発明のように、第３２の発明において、
位相変化に基づいて、ＯＦＤＭ信号の位相ずれを求めるステップと、
位相ずれに基づいて、等化するステップから出力される信号の位相を補正するステップとをさらに備えるようにする。
【００５１】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
図１〜図７を参照して、本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法を説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。図１において、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、Ａ／Ｄ変換器１０１と、直交検波器１０２と、高速フーリエ変換器１０３と、データ復調器１０４と、シンボルタイミング同期器１１１とを備える。また、シンボルタイミング同期器１１１は、インパルス応答推定器１１２と、積分器１０８と、タイミング判定器１０９と、ＦＦＴ窓発生器１１０とを有する。インパルス応答推定器１１２は、相関器１０５と、同期シンボル発生器１０６と、相関量演算器１０７とを有する。
【００５２】
まず、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の各構成が行う動作の概要を説明する。
送信装置（図示せず）から送信されてくるＯＦＤＭ信号は、チューナ（図示せず）において受信され、チューナで適宜選択される中間周波数帯域の信号に変換される。この送信されてくるＯＦＤＭ信号は、上記図１６で示した信号と同様である。ここで、同期シンボルには、強い自己相関性を持つチャープ信号などを用いることができる。また、同期シンボルに、所定のサブキャリアに所定のベクトルが割り当てられた信号を用いてもよい。さらに、同期シンボルに、シンボル期間内で同一波形が２回以上周期的に繰り返されるような信号を用いてもよい。なお、同期シンボルは、各伝送フレームの先頭に入れればよい。また、１つの伝送フレーム中に複数の同期シンボルを含んでもよい（例えば、所定の間隔で挿入する）。このように同期シンボルを複数含ませるようにすれば、同期シンボルを検出する度に同期を掛け直すことができ、復調の精度をさらに向上させることができる。
【００５３】
中間周波数帯域に変換されたＯＦＤＭ信号は、Ａ／Ｄ変換器１０１に入力される。Ａ／Ｄ変換器１０１は、入力されるＯＦＤＭ信号を、時系列のデジタル信号に変換する。直交検波器１０２は、Ａ／Ｄ変換器１０１から出力されるデジタル信号を入力し、デジタル信号を直交検波することで基底周波数帯域の信号に変換する。この基底周波数帯域の信号は、高速フーリエ変換器１０３およびシンボルタイミング同期器１１１に入力される。シンボルタイミング同期器１１１は、基底周波数帯域の信号のシンボルタイミングを検出し、その検出結果に基づいて、有効シンボルを取り出すための期間（有効シンボル期間）を高速フーリエ変換器１０３へ与える。高速フーリエ変換器１０３は、シンボルタイミング同期器１１１から与えられる有効シンボル期間に従って、基底周波数帯域の信号の各伝送シンボルから有効シンボルを取り出す。そして、高速フーリエ変換器１０３は、取り出した有効シンボルをフーリエ変換することで、基底周波数帯域の信号を各サブキャリアに分離する。データ復調器１０４は、高速フーリエ変換器１０３において各サブキャリアに分離された信号を復調して、送信データを再生する。
【００５４】
次に、シンボルタイミング同期器１１１の詳細な動作を説明する。
直交検波器１０２において変換された基底周波数帯域の信号は、相関器１０５に入力される。同期シンボル発生器１０６は、送信装置側において伝送フレームに挿入された同期シンボルの信号波形と同一パターンの同期シンボル信号を発生する。この同期シンボル発生器１０６は、例えば、メモリ回路で実現できる。すなわち、メモリ回路に、送信装置側において伝送フレームに挿入された同期シンボルの信号波形と同一パターンの信号を予め保持しておき、同期シンボル信号の発生は、保持している信号を読み出すことで実現できる。相関器１０５は、直交検波器１０２から出力される基底周波数帯域の信号と、同期シンボル発生器１０６が発生させる同期シンボル信号とを入力する。そして、相関器１０５は、基底周波数帯域の信号と同期シンボル信号とを積和演算することで、相関ベクトルを求める。
なお、１つの伝送フレーム中に同期シンボルが所定の間隔で複数挿入されている場合には、次のような処理が可能である。シンボルタイミング同期器１１１は、すでに検出した同期シンボルのタイミングに基づいて、次の同期シンボルの位置を予測する。そして、シンボルタイミング同期器１１１は、その予測位置から所定の前後期間だけ相関器１０５を動作させて、相関ベクトルを求める。
【００５５】
ここで、相関器１０５は、図２に示す構成としてもよい。図２において、相関器１０５は、高速フーリエ変換器７０３と、乗算器７０１と、逆高速フーリエ変換器７０２とを有する。直交検波器１０２から出力される基底周波数帯域の信号は、高速フーリエ変換器７０３によって周波数領域の信号に変換される。乗算器７０１は、高速フーリエ変換器７０３で周波数領域に変換された信号と、同期シンボル発生器１０６で発生された周波数領域の同期シンボル信号との乗算を行う。乗算器７０１において乗算された信号は、逆高速フーリエ変換器７０２において逆フーリエ変換される。この逆フーリエ変換された信号は、基底周波数帯域の信号と同期シンボル信号との相関ベクトルに相当する。
なお、逆高速フーリエ変換器７０２と高速フーリエ変換器７０３とは、同じ回路構成で実現できる。よって、逆高速フーリエ変換器７０２の代わりに高速フーリエ変換器７０３を用いて、乗算器７０１から出力される信号を逆フーリエ変換することもできる。また、高速フーリエ変換器７０３と高速フーリエ変換器１０３とを共用させ、高速フーリエ変換器１０３から出力される信号を乗算器７０１に入力させるようにしてもよい。このようにすれば、シンボルタイミング同期器１１１の回路規模を縮小させることができる。
【００５６】
相関量演算器１０７は、相関器１０５で求められた相関ベクトルを入力し、その相関ベクトルの大きさ（相関量）を演算する。この相関量は、相関ベクトルが（ｉ，ｑ）で表されるとすると、例えばｉの２乗値とｑの２乗値との和でもよいし、近似値として相関ベクトルの絶対値でもよいし、ｉの絶対値とｑの絶対値との和でもよい。積分器１０８は、相関量演算器１０７で演算された相関量を入力し、この相関量を積分する。このとき、積分器１０８は、ガードインターバルの時間幅を積分区間幅とし、入力信号（相関量）に対してこの積分区間幅を順次ずらしながら積分を行う。図３に、積分器１０８が出力する信号の一例を示す。図３（ａ）に示すインパルス状の相関量が入力された場合、積分器１０８は、その相関量に対して所定の積分区間幅を順次ずらしながら積分を行うことにより、図３（ｂ）に示すガードインターバルの時間幅を持つ矩形の出力信号を出力する。なお、本実施形態における積分器１０８には、ガードインターバルの時間幅の矩形応答を出力する積分手法が用いられているが、この他の積分手法が用いられてもよい。例えば、ガード期間の幅とその前後に付加される予め定めた幅とを積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら当該入力信号を積分することにより、ガード期間の幅の矩形応答の前後にも応答するような積分手法が用いられてもよいし、図３（ｃ）に示すようにガード期間の幅とその前後に付加される予め定めた幅とを積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら当該入力信号を積分することにより、ガード期間の幅の矩形応答より前方では単調増加によって応答し、後方では単調減少によって応答する積分手法が用いられてもよい。
【００５７】
積分器１０８で積分された相関量（以下、積分相関量という）は、タイミング判定器１０９へ出力される。タイミング判定器１０９は、入力される積分相関量に基づいて、同期シンボルの開始（または終了）タイミングを判定する。この判定は、入力される積分相関量が最大値となるタイミングを検出することで行うことができる。タイミング判定器１０９で判定された同期シンボルの開始（または終了）タイミングは、ＦＦＴ窓発生器１１０へ出力される。ＦＦＴ窓発生器１１０は、入力される同期シンボルの開始（または終了）タイミングに基づいて、各伝送シンボルにおける有効シンボル期間を与えるＦＦＴ窓信号を発生する。ここで、送信される伝送フレームの伝送シンボル時間幅、つまりガードインターバル時間幅および有効シンボル時間幅は、既知である。従って、タイミング判定器１０９において受信信号の同期シンボルの開始（または終了）タイミングが検出されれば、ＦＦＴ窓発生器１１０は、このタイミングに基づいて各伝送シンボルの区切りを検出でき、有効シンボル期間に相当するＦＦＴ窓信号を発生することができる。
【００５８】
次に、シンボルタイミング同期器１１１が行う具体的な動作を、図４〜図７に示す例を挙げて説明する。
図４では、遅延波がなく直接波（同図（ａ））のみがＯＦＤＭ復調装置に入力された場合の、相関量および積分相関量を示している。
この場合、相関量演算器１０７で演算される直接波と同期シンボル信号との相関量は、図４（ｂ）に示すように、直接波の先頭に現れる。この相関量を、積分器１０８においてガードインターバルの時間幅である積分区間幅で積分させると、図４（ｃ）に示すような矩形の積分相関量が得られる。従って、タイミング判定器１０９において、この積分相関量が最大値となる区間Ａの範囲内の任意のタイミングをシンボルタイミングに設定すれば、ＯＦＤＭ復調装置は、シンボル間干渉が起こらずに送信データを再生することが可能となる。なお、シンボルタイミングは、区間Ａの最後端のタイミングであるのが好ましい。
【００５９】
図５では、マルチパスが生じ、直接波（同図（ａ））と遅延波（同図（ｂ））との２波が合成された合成波（同図（ｃ））が、ＯＦＤＭ復調装置に入力された場合の、相関量および積分相関量を示している。なお、図５では、遅延波の遅延量がガードインターバル内に収まる場合であって、その電力レベルが“直接波＞遅延波”である場合を一例に挙げて説明している。また、図５において、シンボル間干渉が生じている部分を斜線で示している。
この場合、相関量演算器１０７で演算される合成波と同期シンボル信号との相関量は、図５（ｄ）に示すように、それぞれの電力レベルに比例した値が、直接波の先頭および遅延波の先頭に現れる。この相関量を、積分器１０８においてガードインターバルの時間幅である積分区間幅で積分させると、図５（ｅ）に示すような区間Ｂが最大となる積分相関量が得られる。従って、タイミング判定器１０９において、この積分相関量が最大値となる区間Ｂの範囲内の任意のタイミングをシンボルタイミングとすれば、ＯＦＤＭ復調装置は、シンボル間干渉が起こらずに送信データを再生することが可能となる。なお、シンボルタイミングは、区間Ｂの最後端のタイミングであるのが好ましい。
【００６０】
図６では、マルチパスが生じ、直接波（同図（ａ））と第１および第２遅延波（同図（ｂ）および（ｃ））との３波が合成された合成波（同図（ｄ））が、ＯＦＤＭ復調装置に入力された場合の、相関量および積分相関量を示している。なお、図６では、第１遅延波の遅延量がガードインターバル内に収まり、第２遅延波の遅延量がガードインターバルを越える場合であって、その電力レベルが“第１遅延波＞第２遅延波＞直接波”である場合を一例に挙げて説明している。また、図６において、シンボル間干渉が生じている部分を斜線で示している。
この場合、相関量演算器１０７で演算される合成波と同期シンボル信号との相関量は、図６（ｅ）に示すように、それぞれの電力レベルに比例した値が、直接波の先頭、第１遅延波の先頭および第２遅延波の先頭に現れる。この相関量を、積分器１０８においてガードインターバルの時間幅である積分区間幅で積分させると、図６（ｆ）に示すような区間Ｃが最大となる積分相関量が得られる。図６（ｄ）で分かるように、遅延量がガードインターバル内に収まらない遅延波（第２遅延波）が生じた場合は、シンボルタイミングをどのように設定してもシンボル間干渉が生じてしまう。しかし、タイミング判定器１０９において、積分相関量が最大値となる区間Ｃの範囲内の任意のタイミングをシンボルタイミングとすれば、ＯＦＤＭ復調装置は、シンボル間干渉の影響を最も小さくさせて送信データを再生することが可能となる。この区間Ｃの範囲内でシンボルタイミングが設定された場合、有効シンボル期間の後端部分でシンボル間干渉が生じる。しかし、このシンボル間干渉は最も電力レベルの小さい直接波によるものなので、干渉による影響は最も小さくなる。
【００６１】
図７では、マルチパスが生じ、直接波（同図（ａ））と遅延波（同図（ｂ））との２波が合成された合成波（同図（ｃ））が、ＯＦＤＭ復調装置に入力された場合の、相関量および積分相関量を示している。なお、図７では、遅延波の遅延量がガードインターバルを越える場合であって、その電力レベルが“直接波＞遅延波”である場合を一例に挙げて説明している。また、図７において、シンボル間干渉が生じている部分を斜線で示している。
この場合、相関量演算器１０７で演算される合成波と同期シンボル信号との相関量は、図７（ｄ）に示すように、それぞれの電力レベルに比例した値が、直接波の先頭および遅延波の先頭に現れる。この相関量を、積分器１０８においてガードインターバルの時間幅である積分区間幅で積分させると、図７（ｅ）に示すような区間Ｄが最大となる積分相関量が得られる。従って、タイミング判定器１０９において、この積分相関量が最大値となる区間Ｄの範囲内の任意のタイミングをシンボルタイミングとすれば、ＯＦＤＭ復調装置は、シンボル間干渉の影響を最も小さくさせて送信データを再生することが可能となる。なお、シンボル間干渉の影響を最も少なくするためには、シンボルタイミングは、区間Ｄの最後端のタイミングであるのが好ましい。
また、積分器１０８において上記図３（ｃ）に示した応答を行う積分手法を用いる場合、上記相関量（図７（ｄ））を積分器１０８において積分区間幅で積分させると、図７（ｆ）に示すような積分相関量が得られる。従って、このような積分手法を用いると、積分相関量が最大値となるタイミング（点Ｅ）を容易に求めることが可能となる。
【００６２】
以上のように、本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法によれば、入力されるＯＦＤＭ信号と予め有する同期シンボル信号との相関量を演算し、その相関量を予め定めた積分区間幅で積分し、この積分相関量に基づいて同期シンボルの検出を行い、シンボル間干渉が最も少なくなるようにフーリエ変換を行うための有効シンボル期間のタイミングを制御する。
これにより、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法は、伝送路特性が時々刻々と変化するような場合でも、シンボル間干渉を最も小さくさせてＯＦＤＭ信号の復調を行う、すなわち送信データを再生することができる。
【００６３】
（第２の実施形態）
図８を参照して、本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法を説明する。
図８は、本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。図８において、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、Ａ／Ｄ変換器１０１と、直交検波器１０２と、高速フーリエ変換器１０３と、データ復調器１０４と、シンボルタイミング同期器１１１と、第１の周波数同期器２０７とを備える。また、第１の周波数同期器２０７は、遅延器２０１と、乗算器２０２と、平均化器２０３と、周波数誤差演算器２０４と、ホールド器２０５と、周波数補正器２０６とを有する。
【００６４】
図８に示すように、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に、第１の周波数同期器２０７をさらに加えた構成である。この第１の周波数同期器２０７は、入力される同期シンボルに基づいて、サブキャリアの周波数ずれを推定して、その補正を行うものである。なお、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の他の構成は、上記第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成と同様であるので、当該他の構成については、同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００６５】
直交検波器１０２において変換された基底周波数帯域の信号は、遅延器２０１および乗算器２０２にそれぞれ入力される。遅延器２０１は、入力される基底周波数帯域の信号を、所定のサンプル数だけ遅延させて出力する。このサンプル数は、同期シンボルの特徴に従って定められる。例えば、同期シンボルにガードインターバルが付加されている場合は、このサンプル数は、有効シンボルのサンプル数とする。乗算器２０２は、直交検波器１０２から出力される基底周波数帯域の信号と、遅延器２０１で遅延された基底周波数帯域の信号の複素共役とを乗算し、これらの信号間の位相差ベクトル（位相回転量）を求める。ここで、上述したように、ガードインターバルは、有効シンボルの信号波形を巡回的に繰り返した信号である。従って、乗算器２０２は、遅延されない信号と、有効シンボルのサンプル数分が遅延された信号とを乗算することで、同じ波形間の位相差ベクトルが演算できることになる。これは、サブキャリアに周波数ずれが存在する場合、伝送シンボル内における前半部分の信号と後半部分の信号とで位相差が生じることを利用したものである。従って、乗算器２０２において演算された位相差ベクトルを判断することで、周波数ずれ（周波数誤差）を推定することができる。
【００６６】
また、同期シンボルが、シンボル期間内で同一波形が２回以上周期的に繰り返されるような信号である場合には、遅延器２０１での所定のサンプル数を当該信号の１周期のサンプル数とすることができる。例えば、同期シンボルが、シンボル期間内で同一波形が２周期現れるような信号である場合、１周期がＮサンプルであるとすると、遅延器２０１で信号を遅延させるサンプル数をＮとすればよい。これにより、乗算器２０２では、同じ波形間の位相差ベクトルを求めることができる。
【００６７】
平均化器２０３は、乗算器２０２で求められた位相差ベクトルを順次入力し、それらの位相差ベクトルを平均化する。このとき、平均化器２０３は、遅延器２０１で設定されたサンプル数の区間における位相差ベクトルの移動平均を求めればよい。これにより、平均化器２０３において、所定サンプル間の平均位相差ベクトル（平均位相回転量）が求められる。なお、送信装置側において、同期シンボル内に繰り返し現れる信号波形の周期を長くしておけば、ＯＦＤＭ復調装置において、平均位相差ベクトルを高精度で求めることができる。周波数誤差演算器２０４は、平均化器２０３で求められた平均位相差ベクトルを入力し、平均位相差ベクトルのアークタンジェント（ｔａｎ-1）を演算することで、周波数誤差信号を求める。周波数誤差演算器２０４で求められた周波数誤差信号は、ホールド器２０５へ出力される。ホールド器２０５は、タイミング判定器１０９から出力される同期シンボルの終了タイミングで、入力される周波数誤差信号をホールドし、ホールドしている周波数誤差信号を周波数補正器２０６へ出力する。このホールド処理により、同期シンボルから求められた周波数誤差信号を、その同期シンボル以降のデータシンボルの周波数補正に用いることができる。周波数補正器２０６は、ホールド器２０５でホールドされた周波数誤差信号に基づいて、直交検波器１０２において変換された基底周波数帯域の信号の周波数補正を行う。この周波数補正は、基底周波数帯域の信号に周波数誤差に応じた複素正弦波を乗算させることで行うことができる。
【００６８】
そして、上記のように、同期シンボルを用いて周波数補正が行われた基底周波数帯域の信号は、高速フーリエ変換器１０３においてフーリエ変換された後、データ復調器１０４において復調される。これにより、データ復調器１０４において送信データが再生される。
【００６９】
以上のように、本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法によれば、上記第１の実施形態で説明した制御に加え、受信した同期シンボルの位相回転量の平均を求め、求めた平均位相回転量から周波数誤差を算出し、入力するＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正する。
これにより、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法は、上記第１の実施形態による効果に加え、シンボル同期に用いたものと同じ同期シンボルを用いて周波数ずれを補正し、この周波数ずれを補正したＯＦＤＭ信号をシンボルタイミングでフーリエ変換させることにより、復調の精度をさらに向上させることができる。
【００７０】
（第３の実施形態）
図９および図１０を参照して、本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法を説明する。
図９は、本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。図９において、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、Ａ／Ｄ変換器１０１と、直交検波器１０２と、高速フーリエ変換器１０３と、データ復調器１０４と、シンボルタイミング同期器１１１と、第１の周波数同期器２０７と、第２の周波数同期器３１０とを備える。第２の周波数同期器３１０は、遅延器３０１と、乗算器３０２と、平均化器３０３と、周波数誤差演算器３０４と、ホールド器３０５と、フィルタ３０６と、絶対値演算器３０７と、タイミング判定器３０８と、周波数補正器３０９とを有する。
【００７１】
図９に示すように、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に、第２の周波数同期器３１０をさらに加えた構成である。この第２の周波数同期器３１０は、第１の周波数同期器２０７で用いられた同期シンボルと異なる同期シンボルに基づいて、サブキャリアの周波数ずれを推定して、その補正を行うものである。なお、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の他の構成は、上記第１および第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成と同様であるので、当該他の構成については、同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００７２】
図１０に、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に入力されるＯＦＤＭ信号の形態を示す。図１０において、同期シンボル１は、シンボルタイミング同期器１１１および第１の周波数同期器２０７で使用される同期シンボルである。同期シンボル２は、第２の周波数同期器３１０で使用される同期シンボルである。
同期シンボル２には、シンボル期間内に同じ波形が周期的に繰り返されるような信号が用いられればよい。例えば、同期シンボル２として、他の伝送シンボルと同様に、有効シンボル期間にガードインターバルを付加した伝送シンボルを用いることができる。ここで好ましくは、同期シンボル２におけるシンボル期間内の同じ波形の繰り返し周期を、同期シンボル１におけるシンボル期間内の同じ波形の繰り返し周期よりも短くさせる。
【００７３】
第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置では、このようなＯＦＤＭ信号を入力して、まず同期シンボル２を用いて周波数同期を行い、その後同期シンボル１を用いてシンボルタイミング同期および周波数同期を行うことで、同期シンボル１の検出精度をさらに向上させることを可能としている。
以下、第２の周波数同期器３１０の各構成の動作を詳細に説明する。
【００７４】
直交検波器１０２において変換された基底周波数帯域の信号は、遅延器３０１および乗算器３０２にそれぞれ入力される。遅延器３０１は、入力される基底周波数帯域の信号を、所定のサンプル数だけ遅延させて出力する。このサンプル数は、同期シンボル２の特徴に従って定められる。例えば、同期シンボル２にガードインターバルが付加されている場合は、このサンプル数は、有効シンボルのサンプル数とする。乗算器３０２は、直交検波器１０２から出力される基底周波数帯域の信号と、遅延器３０１で遅延された基底周波数帯域の信号の複素共役とを乗算し、これらの信号間の位相差ベクトル（位相回転量）を求める。ここで、上述したように、ガードインターバルは、有効シンボルの信号波形を巡回的に繰り返した信号である。従って、上述した乗算器２０２と同様に、乗算器３０２は、遅延されない信号と、有効シンボルのサンプル数分が遅延された信号とを乗算することで、同じ波形間の位相差ベクトルが演算できることになる。従って、乗算器３０２において演算された位相差ベクトルを判断することで、周波数ずれ（周波数誤差）を推定することができる。
【００７５】
なお、同期シンボル２が、シンボル期間内で同一波形が２回以上周期的に繰り返されるような信号である場合には、上述したように、遅延器３０１での所定のサンプル数を当該信号の１周期のサンプル数とすることができる。これにより、乗算器３０２では、同じ波形間の位相差ベクトルを求めることができる。なお、送信装置側において、同期シンボル２におけるシンボル期間内の同じ波形の繰り返し周期を、同期シンボル１におけるシンボル期間内の同じ波形の繰り返し周期よりも短くさせておけば、ＯＦＤＭ復調装置において、遅延器３０１でのサンプル数を少なくさせることができ、より早く周波数誤差の推定を行うことが可能となる。さらに、同期シンボル１と同期シンボル２とを同じ波形の信号としてもよい。この場合、第１の周波数同期器２０７における遅延器２０１の遅延量を伝送シンボルのサンプル数とすると、より多くのサンプル数で位相差ベクトルが求められるので、周波数誤差推定の精度をさらに向上させることができる。
【００７６】
平均化器３０３は、乗算器３０２で求められた位相差ベクトルを順次入力し、それらの位相差ベクトルを平均化する。このとき、平均化器３０３は、遅延器３０１で設定されたサンプル数の区間における位相差ベクトルの移動平均を求めればよい。これにより、平均化器３０３において、所定サンプル間の平均位相差ベクトル（平均位相回転量）が求められる。周波数誤差演算器３０４は、平均化器３０３で求められた平均位相差ベクトルを入力し、平均位相差ベクトルのアークタンジェント（ｔａｎ-1）を演算することで、周波数誤差信号を求める。周波数誤差演算器３０４で求められた周波数誤差信号は、ホールド器３０５へ出力される。
【００７７】
一方、フィルタ３０６は、乗算器３０２で求められた位相差ベクトルを順次入力し、位相差ベクトルを平滑化させる。絶対値演算器３０７は、フィルタ３０６で平滑化された位相差ベクトルを入力し、その位相差ベクトルの大きさを求める。タイミング判定器３０８は、絶対値演算器３０７で求められた位相差ベクトルの大きさを入力し、大きさに基づいて同期シンボル２の終了タイミングを判定する。ここで、位相差ベクトルの大きさは、同期シンボル２の期間では一定になるが、他のシンボル期間ではランダムに変動する。そこで、タイミング判定器３０８では、所定期間の位相差ベクトルの大きさが一定値であるか否かを検出し、位相差ベクトルの大きさが変化を始めるタイミングを、同期シンボル２の終了タイミングとして判定する。この判定は、例えば、現サンプルの位相差ベクトルの大きさと、１つ前のサンプルの位相差ベクトルの大きさとの差分を求め、その差分が所定の閾値を超えたか否かを検出することで実現できる。あるいは、この判定は、位相差ベクトルの大きさが一定値になったことを検出してその値を保持しておき、位相差ベクトルの大きさがこの保持している値の所定の割合（例えば、８０％）以下に変化した時点を検出することで実現できる。
【００７８】
ホールド器３０５は、タイミング判定器３０８から出力される同期シンボル２の終了タイミングで、入力される周波数誤差信号をホールドし、ホールドしている周波数誤差信号を周波数補正器３０９へ出力する。このホールド処理により、同期シンボル２から求められた周波数誤差信号を、その同期シンボル２以降の同期シンボル１およびデータシンボルの周波数補正に用いることができる。周波数補正器３０９は、ホールド器３０５でホールドされた周波数誤差信号に基づいて、直交検波器１０２において変換された基底周波数帯域の信号の周波数補正を行う。この周波数補正は、基底周波数帯域の信号に周波数誤差に応じた複素正弦波を乗算させることで行うことができる。
【００７９】
上記のように、第２の周波数同期器３１０において同期シンボル２を用いて周波数補正が行われた基底周波数帯域の信号は、シンボルタイミング同期器１１１および第１の周波数同期器２０７に入力される。そして、シンボルタイミング同期器１１１は、同期シンボル２に基づいて周波数補正された各データシンボルを用いて、シンボル同期を行う。また、第１の周波数同期器２０７は、同期シンボル２に基づいて周波数補正された同期シンボル１を用いて、さらに周波数補正を行う。
そして、同期シンボル１を用いて周波数補正が行われた基底周波数帯域の信号は、高速フーリエ変換器１０３においてフーリエ変換された後、データ復調器１０４において復調される。これにより、データ復調器１０４において送信データが再生される。
【００８０】
以上のように、本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法によれば、上記第１および第２の実施形態で説明した制御に加え、ＯＦＤＭ信号と同期シンボル信号との相関を演算する前に、第２の周波数同期器３１０において周波数ずれを補正する。
これにより、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法は、上記第１および第２の実施形態による効果に加え、同期シンボル２を用いて周波数補正を行った信号で、シンボル同期および周波数補正を行うので、同期シンボル１の検出精度をさらに向上させることができる。また、同期シンボル２として、同一波形の繰り返し周期が短い信号を用いることで、より高速に周波数補正を行うことができる。
【００８１】
（第４の実施形態）
図１１〜図１３を参照して、本発明の第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法を説明する。
図１１は、本発明の第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。図１１において、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、Ａ／Ｄ変換器１０１と、直交検波器１０２と、高速フーリエ変換器１０３と、データ復調器１０４と、シンボルタイミング同期器１１１と、等化器８０１と、伝送路推定器８０２と、基準シンボル発生器８０３と、パイロットキャリア（ＰＣ）抽出器８０４と、位相変化演算器８０５と、窓ずれ推定器８０６とを備える。
【００８２】
図１１に示すように、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に、等化器８０１、伝送路推定器８０２、基準シンボル発生器８０３、ＰＣ抽出器８０４、位相変化演算器８０５および窓ずれ推定器８０６をさらに加えた構成である。なお、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の他の構成は、上記第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成と同様であるので、当該他の構成については、同一の参照番号を付してその説明を省略する。
【００８３】
図１２に、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に入力されるＯＦＤＭ信号の形態を示す。図１２において、同期シンボルは、シンボルタイミング同期器１１１および第１の周波数同期器２０７で使用される同期シンボルである。この同期シンボルを用いて検出されたシンボルタイミングによって、同期シンボル以降のシンボルの復調が行われる。基準シンボルは、既知のシンボルである。この基準シンボルを用いて伝送路情報の推定が行われ、その推定に基づいて基準シンボル以降のシンボルの等化が行われる。なお、基準シンボルは、既知のシンボルであればよいので、同期シンボルを基準シンボルとして兼用してもよい。
以下、等化器８０１、伝送路推定器８０２、基準シンボル発生器８０３、ＰＣ抽出器８０４、位相変化演算器８０５および窓ずれ推定器８０６の動作を詳細に説明する。
【００８４】
ＦＦＴ窓発生器１１０は、同期シンボルを用いて検出されたシンボルタイミング信号に基づいて、高速フーリエ変換器１０３を動作させるタイミングを与えるＦＦＴ窓信号を発生する。高速フーリエ変換器１０３は、与えられるＦＦＴ窓信号に基づいて、入力される基底周波数帯域の信号を有効シンボル期間でフーリエ変換することで、周波数領域の信号に変換する。周波数領域の信号に変換された各シンボルは、等化器８０１および伝送路推定器８０２に入力される。
基準シンボル発生器８０３は、既知である基準シンボルの周波数領域の信号Ｘｒｅｆ（ｋ）を発生する。基準シンボル発生器８０３は、例えば、メモリ回路で実現できる。すなわち、メモリ回路に、送信装置側において伝送フレームに挿入された基準シンボルの信号波形と同一パターンの信号を予め保持しておき、信号Ｘｒｅｆ（ｋ）の発生は、保持している信号を読み出すことで実現できる。
【００８５】
伝送路推定器８０２は、基準シンボルの信号に基づいて、以下に示す手法によって、伝送路のインパルス応答である伝送路情報の推定を行う。
送信装置側から送信されてくる送信信号をｘ（ｔ）、受信装置が受信する受信信号をｒ（ｔ）、送信装置と受信装置との間の伝送路特性をｈ（ｔ）とすると、これらの信号には次のような関係がある。
Ｒ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）×Ｘ（ｋ）
ただし、Ｒ（ｋ），Ｈ（ｋ）およびＸ（ｋ）は、それぞれｒ（ｔ）、ｈ（ｔ）およびｘ（ｔ）をフーリエ変換した値である。
よって、伝送路特性Ｈ（ｋ）の推定は、送信信号Ｘ（ｋ）が既知であれば、次の式によって行うことができる。
Ｈ（ｋ）＝Ｒ（ｋ）／Ｘ（ｋ）
そこで、伝送路推定器８０２は、受信信号の基準シンボルの信号Ｒｒｅｆ（ｋ）を、基準シンボル発生器８０３で発生される信号Ｘｒｅｆ（ｋ）で除算することで、伝送路特性Ｈ（ｋ）を推定することを行う。
【００８６】
今、送信装置側から送信されてくるデータシンボルの送信信号をＸｄａｔａ（ｋ）、ＯＦＤＭ復調装置が受信するデータシンボルの受信信号をＲｄａｔａ（ｋ）、送信装置とＯＦＤＭ復調装置との間の伝送路特性をＨ’（ｋ）とすると、これらの信号は、上記と同様に次のような関係となる。
Ｒｄａｔａ（ｋ）＝Ｈ’（ｋ）×Ｘｄａｔａ（ｋ）
ここで、基準シンボルから推定された伝送路特性Ｈ（ｋ）がデータシンボルの伝送路特性Ｈ’（ｋ）とほぼ等しいとすれば、データシンボルの受信信号Ｒｄａｔａ（ｋ）を伝送路特性Ｈ（ｋ）で除算することで、データシンボルの送信信号Ｘｄａｔａ（ｋ）を再生することができることになる。
よって、等化器８０１は、伝送路推定器８０２で推定された伝送路特性Ｈ（ｋ）で、データシンボルの受信信号Ｒｄａｔａ（ｋ）を除算することで、ＯＦＤＭ信号の等化を行う。
【００８７】
ところで、送受信装置間でサンプリング周波数にずれが生じると、シンボルタイミングにずれが生じる。このことを、図１３を参照して説明する。図１３において、伝送シンボルは、サンプル数Ｌのガードインターバルとサンプル数Ｍの有効シンボル期間とからなり、伝送フレームは、複数の当該伝送シンボルで構成されている。
受信装置側は、同期シンボルを検出して、各伝送シンボルの有効シンボル期間を示すＦＦＴ窓信号を発生させる。このとき、ガードインターバルのサンプル数Ｌおよび有効シンボル期間のサンプル数Ｍは、既知である。従って、受信側は、同期シンボルの検出タイミングを先頭として、Ｌサンプル期間はＬｏｗレベル、その後Ｍサンプル期間はＨｉｇｈレベルとなる波形を繰り返すＦＦＴ窓信号を発生させる。
ここで、サンプリング周波数が送受信装置間でずれていると、送信装置側での１サンプルの時間幅Ｔと受信装置側の１サンプルの時間幅Ｔ’とに差が生じる。よって、サンプル数が同じＭ個であっても、Ｍサンプルの時間幅は、送信装置側では（Ｍ×Ｔ）、受信装置側では（Ｍ×Ｔ’）となり、双方の時間幅がずれる。このため、受信信号の有効シンボル期間と、ＦＦＴ窓信号がＨｉｇｈレベルである期間とにずれが生じる。このずれは、伝送フレームの後方のデータシンボルになるほど、蓄積されて大きくなる。
【００８８】
このように、ＦＦＴ窓信号のタイミングがずれてしまうと、周波数領域に変換された信号は、シンボル内で位相回転を生じる。このとき、受信信号Ｒ（ｋ）は、次のように表せる。
Ｒ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）×Ｘ（ｋ）×ｅｘｐ（−ｊ×２π×ｋ×Δｔ／Ｎ）
ただし、ＮはＦＦＴポイント数（有効シンボル期間のサンプル数）、ｋはサブキャリア周波数、ΔｔはＦＦＴ窓信号のタイミングずれを表す。
よって、受信信号Ｒ（ｋ）を基準シンボルによって推定された伝送路特性Ｈ（ｋ）で除算して、受信信号Ｒ（ｋ）の等化を行っても、上記式において、ＦＦＴ窓信号のタイミングずれΔｔによる位相回転の項は残ってしまう。等化された後の受信信号をＲ’（ｋ）とすると、次の式のようになる。
Ｒ’(ｋ)＝Ｘ（ｋ）×ｅｘｐ（−ｊ×２π×ｋ×Δｔ／Ｎ）
【００８９】
そこで、送信装置において、伝送シンボル内の複数の所定サブキャリアに、基準位相となる既知のパイロットキャリアを予め割り当てさせておく。送信信号Ｘ（ｋ）の内、この複数の所定サブキャリアｋ（ｋ＝ｋ０，ｋ１，…ｋｎ）は、既知であるとする。パイロットキャリアは、例えば、一定周波数間隔のサブキャリアｋに割り当てられる。または、パイロットキャリアは、所定の不等間隔のサブキャリアｋに割り当てられてもよい。このとき、所定の不等間隔は、ＰＮ系列によって規定されてもよい。
送信されるパイロットキャリアＸ（ｋ）が既知であるので、受信されるパイロットキャリアＲ’（ｋ）との位相差Φ（ｋ）は、次のように求められる。
Φ（ｋ）＝−２π×ｋ×Δｔ／Ｎ
従って、このサブキャリアｋに対する位相差Φの変化を求めれば、ＦＦＴ窓信号のタイミングずれΔｔを推定することができる。
【００９０】
よって、ＰＣ抽出器８０４は、等化器８０１で等化された受信信号から、パイロットキャリアを取り出す。取り出されたパイロットキャリアは、位相変化演算器８０５へ出力される。位相変化演算器８０５は、パイロットキャリアの位相を求め、サブキャリアｋに対する位相変化量を求める。この求められた位相変化量は、窓ずれ推定器８０６へ出力される。窓ずれ推定器８０６は、伝送シンボル内のサブキャリアｋに対する位相変化量に基づいて、ＦＦＴ窓信号のタイミングずれΔｔを推定する。この推定されたタイミングずれΔｔは、ＦＦＴ窓発生器１１０へ出力される。ＦＦＴ窓発生器１１０は、このタイミングずれΔｔに基づいて、ＦＦＴ窓信号の発生タイミングを調節する。
【００９１】
以上のように、本発明の第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法によれば、上記第１の実施形態で説明した制御に加え、受信した基準シンボルから伝送路の推定を行い、ＯＦＤＭ信号の等化を行う。さらに、等化された後の信号からパイロットキャリアを抽出し、パイロットキャリアの位相変化に基づいてフーリエ変換時のＦＦＴ窓信号のタイミングずれを推定し、そのずれを補正する。
これにより、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法は、上記第１の実施形態による効果に加え、サンプリング周波数にずれが存在する場合でも、シンボル同期が取れた状態でシンボルの復調を行うことができる。
【００９２】
（第５の実施形態）
また、ＦＦＴ窓信号のタイミングずれΔｔによる影響が、次の第５の実施形態のように補正されるようにしてもよい。以下、図１４を参照して、本発明の第５の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法を説明する。
図１４は、本発明の第５の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。図１４において、第５の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に、伝送路情報補正器９０１および位相ずれ推定器９０２をさらに加えた構成である。
【００９３】
位相変化演算器８０５は、上記第４の実施形態と同様に、サブキャリアｋに対する位相差Φ（ｋ）を次のように求める。
Φ（ｋ）＝−２π×ｋ×Δｔ／Ｎ
位相ずれ推定器９０２は、この位相差Φ（ｋ）を用いて下記の演算を行って、位相ずれＰ（ｋ）を推定する。
Ｐ（ｋ）＝ｅｘｐ（Φ（ｋ））＝ｅｘｐ（−ｊ×２π×ｋ×Δｔ／Ｎ）
伝送路情報補正器９０１は、この位相ずれＰ（ｋ）と上記推定された伝送路情報Ｈ（ｋ）とを乗算して、補正された伝送路情報Ｈｐ（ｋ）を求める。
Ｈｐ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）×Ｐ（ｋ）
等化器８０１は、受信信号Ｒ（ｋ）をこの補正された伝送路情報Ｈｐ（ｋ）で除算することで、受信信号Ｒ（ｋ）の等化（＝Ｒ’（ｋ））を行う。
Ｒ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）×Ｘ（ｋ）×ｅｘｐ（−ｊ×２π×ｋ×Δｔ／Ｎ）
Ｒ’（ｋ）＝Ｒ（ｋ）／Ｈｐ（ｋ）＝Ｘ（ｋ）
【００９４】
このように、推定されたタイミングずれΔｔによる位相ずれＰ（ｋ）で伝送路情報Ｈ（ｋ）が補正され、その補正された伝送路情報Ｈｐ（ｋ）を用いて、受信信号Ｒ（ｋ）の等化が行われるようにしてもよい。
さらに、推定されたタイミングずれΔｔが、サンプリング周期に近いずれになった場合には、次のような動作をさせてもよい。ＦＦＴ窓発生器１１０でＦＦＴ窓信号の発生タイミングを調整させるようにし、タイミングずれΔｔがサンプリング周期よりも小さい場合は、伝送路情報補正器９０１で伝送路情報の補正動作をさせることで、タイミングずれΔｔによる位相回転を補正するようにしてもよい。また、ＦＦＴ窓発生器１１０でＦＦＴ窓信号の発生タイミングを調整させた場合には、窓ずれ推定器８０６が、その調整のタイミングに基づいて伝送路情報補正器９０１を動作させ、伝送路情報補正器９０１でＦＦＴ窓信号のタイミングを変化させたときに起こる位相回転を補正させるようにしてもよい。
以上説明したように、等化器８０１において等化された受信信号Ｒ’（ｋ）を、データ復調器１０４で復調させることにより、復調の精度を向上させることができる。
【００９５】
（第６の実施形態）
また、ＦＦＴ窓信号のタイミングずれΔｔによる影響が、次の第６の実施形態のように補正されるようにしてもよい。以下、図１５を参照して、本発明の第６の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置および復調方法を説明する。
図１５は、本発明の第６の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。図１５において、第６の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置は、上記第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に、位相ずれ推定器９０２および位相補正器９０３をさらに加えた構成である。
【００９６】
位相変化演算器８０５は、上記第４の実施形態と同様に、サブキャリアｋに対する位相差Φ（ｋ）を次のように求める。
Φ（ｋ）＝−２π×ｋ×Δｔ／Ｎ
位相ずれ推定器９０２は、この位相差Φ（ｋ）を用いて下記の演算を行って、位相ずれＰ（ｋ）を推定する。
Ｐ（ｋ）＝ｅｘｐ（Φ（ｋ））＝ｅｘｐ（−ｊ×２π×ｋ×Δｔ／Ｎ）
等化器８０１は、受信信号Ｒ（ｋ）を伝送路情報Ｈ（ｋ）で除算することで、受信信号Ｒ（ｋ）の等化（＝Ｒ’（ｋ））を行う。
Ｒ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）×Ｘ（ｋ）×ｅｘｐ（−ｊ×２π×ｋ×Δｔ／Ｎ）
Ｒ’（ｋ）＝Ｒ（ｋ）／Ｈ（ｋ）
＝Ｘ（ｋ）×ｅｘｐ（−ｊ×２π×ｋ×Δｔ／Ｎ）
位相補正器９０３は、等化器８０１から出力される等化された受信信号Ｒ’（ｋ）を、位相ずれＰ（ｋ）の位相分だけ逆回転させることで位相を補正する。位相を逆回転させるには、位相ずれＰ（ｋ）の複素共役を受信信号Ｒ’（ｋ）に乗算すればよい。
Ｒ”（ｋ）＝Ｒ’（ｋ）×ｅｘｐ（ｊ×２π×ｋ×Δｔ／Ｎ）＝Ｘ（ｋ）
【００９７】
以上説明したように、等化器８０１において等化され、かつ位相補正器９０３において位相補正された受信信号Ｒ”（ｋ）を、データ復調器１０４で復調させることにより、復調の精度を向上させることができる。
【００９８】
なお、上記第４〜第６の実施形態では、等化器８０１、伝送路推定器８０２、基準シンボル発生器８０３、ＰＣ抽出器８０４、位相変化演算器８０５、窓ずれ推定器８０６、伝送路情報補正器９０１、位相ずれ推定器９０２および位相補正器９０３の各構成を、上記第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に加えた構成を説明したが、これらの各構成は、上記第２および第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置に加えることももちろん可能である。
【００９９】
また、上記第１〜第６の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置で行われる各演算処理は、例えば、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）などを用いることで実現させることができる。さらに、これらの演算処理は、その演算処理ステップを実行させるためのコンピュータプログラムとして記録媒体に記録して、そのプログラムを実行させることで実現させることもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２】相関器１０５の詳細な構成の一例を示すブロック図である。
【図３】積分器１０８の動作を説明する図である。
【図４】インパルス応答推定器１１２の動作の一例を説明する図である。
【図５】インパルス応答推定器１１２の動作の一例を説明する図である。
【図６】インパルス応答推定器１１２の動作の一例を説明する図である。
【図７】インパルス応答推定器１１２の動作の一例を説明する図である。
【図８】本発明の第２の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第３の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第３の実施形態で使用されるＯＦＤＭ信号を説明する図である。
【図１１】本発明の第４の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第４の実施形態で使用されるＯＦＤＭ信号を説明する図である。
【図１３】サンプリング周波数ずれの発生に伴うＦＦＴ窓信号のタイミングずれを説明する図である。
【図１４】本発明の第５の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明の第６の実施形態に係るＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１６】ＯＦＤＭ伝送に用いられる伝送フレームの構成を説明する図である。
【図１７】マルチパスが発生した場合に受信装置で受信される信号を説明する図である。
【符号の説明】
１０１…Ａ／Ｄ変換器
１０２…直交検波器
１０３，７０３…高速フーリエ変換器
１０４…データ復調器
１０５…相関器
１０６…同期シンボル発生器
１０７…相関量演算器
１０８…積分器
１０９，３０８…タイミング判定器
１１０…ＦＦＴ窓発生器
１１１…シンボルタイミング同期器
１１２…インパルス応答推定器
２０１，３０１…遅延器
２０２，７０１，３０２…乗算器
２０３，３０３…平均化器
２０４，３０４…周波数誤差演算器
２０５，３０５…ホールド器
２０６，３０９…周波数補正器
２０７…第１の周波数同期器
３０６…フィルタ
３０７…絶対値演算器
３１０…第２の周波数同期器
７０２…逆高速フーリエ変換器
８０１…等化器
８０２…伝送路推定器
８０３…基準シンボル発生器
８０４…パイロットキャリア抽出器
８０５…位相変化演算器
８０６…窓ずれ推定器
９０１…伝送路情報補正器
９０２…位相ずれ推定器
９０３…位相補正器
Claims (20)
- 伝送フレーム毎に特定の同期シンボルを含み、有効シンボル期間とガード期間とで構成されるデータシンボルからなるＯＦＤＭ信号を、復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記ＯＦＤＭ信号から、インパルス応答を推定するインパルス応答推定部と、
前記インパルス応答推定部における推定によって求められた信号を、積分する積分部と、
前記積分部で積分された値に基づいて、前記ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを検出する判定部と、
前記シンボルタイミングに基づいて、前記有効シンボル期間を与える窓タイミングを発生する窓タイミング発生部と、
前記窓タイミングに従って、前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するフーリエ変換部とを備え、
前記インパルス応答推定部は、
前記同期シンボルの信号波形と同一パターンの信号を発生する同期シンボル発生部と、
前記同期シンボル発生部が発生させる信号と、前記ＯＦＤＭ信号の時間軸上の波形との相関を表す信号を演算する相関部と、
前記相関部で演算された信号から、相関量を演算する相関量演算部とを備える、ＯＦＤＭ復調装置。 - 前記同期シンボル内で、同一波形の信号が２回以上周期的に伝送されている場合、
前記ＯＦＤＭ信号を、所定サンプル数だけ遅延させる遅延部と、
前記遅延部で遅延された信号と前記ＯＦＤＭ信号とを乗算する乗算部と、
前記乗算部で乗算された信号を平均化する平均化部と、
前記平均化部で平均化された信号に基づいて、周波数誤差を演算する周波数誤差演算部と、
前記シンボルタイミングに従って、前記周波数誤差を保持するホールド部と、
前記ホールド部から出力される前記周波数誤差に基づいて、前記ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正する周波数補正部とをさらに備え、
前記フーリエ変換部は、前記窓タイミングに従って、前記周波数補正部によって周波数ずれが補正された前記ＯＦＤＭ信号を、フーリエ変換することを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 前記同期シンボル内で、同一波形の信号が２回以上周期的に伝送されている場合、
前記ＯＦＤＭ信号（以下、第１ＯＦＤＭ信号と記す）を、第１の所定サンプル数だけ遅延させる第１遅延部と、
前記第１遅延部で遅延された信号と前記第１ＯＦＤＭ信号とを乗算する第１乗算部と、
前記第１乗算部で乗算された信号を平均化する第１平均化部と、
前記第１平均化部で平均化された信号に基づいて、第１周波数誤差を演算する第１周波数誤差演算部と、
前記第１乗算部で乗算された信号を平滑化するフィルタ部と、
前記フィルタ部で平滑化された信号の絶対値を演算する絶対値演算部と、
前記絶対値に基づいて、前記第１ＯＦＤＭ信号と前記第１遅延部で遅延された信号との相関を判定し、前記第１ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを検出する第１判定部と、
前記第１判定部で検出された前記シンボルタイミングに従って、前記第１周波数誤差を保持する第１ホールド部と、
前記第１ホールド部から出力される前記第１周波数誤差に基づいて、前記第１ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正する第１周波数補正部と、
前記第１周波数補正部で周波数ずれが補正された前記第１ＯＦＤＭ信号（以下、第２ＯＦＤＭ信号と記す）を、第２の所定サンプル数だけ遅延させる第２遅延部と、
前記第２遅延部で遅延された信号と前記第２ＯＦＤＭ信号とを乗算する第２乗算部と、
前記第２乗算部で乗算された信号を平均化する第２平均化部と、
前記第２平均化部で平均化された信号に基づいて、第２周波数誤差を演算する第２周波数誤差演算部と、
前記判定部で検出された前記シンボルタイミングに従って、前記第２周波数誤差を保持する第２ホールド部と、
前記第２ホールド部から出力される前記第２周波数誤差に基づいて、前記第２ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正する第２周波数補正部とをさらに備え、
前記インパルス応答推定部は、前記第２ＯＦＤＭ信号から、インパルス応答を推定し、
前記フーリエ変換部は、前記窓タイミングに従って、前記第２周波数補正部によって周波数ずれが補正された前記第２ＯＦＤＭ信号を、フーリエ変換することを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 前記積分部は、前記ガード期間の幅を積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら、当該入力信号を積分することを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記積分部は、前記ガード期間の幅とその前後に付加される予め定めた幅とを積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら当該入力信号を積分することにより、前記ガード期間長の矩形のインパルス応答の前後にも応答を持たせることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記積分部は、前記ガード期間の幅とその前後に付加される予め定めた幅とを積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら当該入力信号を積分することにより、前記ガード期間長の矩形のインパルス応答の前方では単調増加する応答を持たせ、後方では単調減少する応答を持たせることを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記相関量演算部は、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）の絶対値を演算することを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記相関量演算部は、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）から、ｉの絶対値とｑの絶対値との和を演算することを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記相関量演算部は、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）から、ｉの２乗値とｑの２乗値との和を演算することを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記第１判定部は、前記絶対値演算部で演算された前記絶対値を入力し、当該絶対値が一定の値になったことを検出して、その後当該絶対値が当該一定の値に対して所定の割合になったことを検出することを特徴とする、請求項３に記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 伝送フレーム毎に特定の同期シンボルを含み、有効シンボル期間とガード期間とで構成されるデータシンボルからなるＯＦＤＭ信号を、復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
前記ＯＦＤＭ信号から、インパルス応答を推定するステップと、
前記推定によって求められた信号を、積分するステップと、
前記積分された値に基づいて、前記ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを検出するステップと、
前記シンボルタイミングに基づいて、前記有効シンボル期間を与える窓タイミングを発生するステップと、
前記窓タイミングに従って、前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するステップとを含み、
前記推定するステップは、
前記同期シンボルの信号波形と同一パターンの信号を発生するステップと、
前記同期シンボルの信号波形と同一パターンの信号と、前記ＯＦＤＭ信号の時間軸上の波形との相関を表す信号を演算するステップと、
前記演算された信号から、相関量を演算するステップとを含む、ＯＦＤＭ復調方法。 - 前記同期シンボル内で、同一波形の信号が２回以上周期的に伝送されている場合、
前記ＯＦＤＭ信号を、所定サンプル数だけ遅延させるステップと、
前記遅延された信号と前記ＯＦＤＭ信号とを乗算するステップと、
前記乗算された信号を平均化するステップと、
前記平均化された信号に基づいて、周波数誤差を演算するステップと、
前記シンボルタイミングに従って、前記周波数誤差を保持するステップと、
前記保持するステップから出力される前記周波数誤差に基づいて、前記ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正するステップとをさらに含み、
前記変換するステップは、前記窓タイミングに従って、前記周波数ずれが補正された前記ＯＦＤＭ信号を、フーリエ変換することを特徴とする、請求項１１に記載のＯＦＤＭ復調方法。 - 前記同期シンボル内で、同一波形の信号が２回以上周期的に伝送されている場合、
前記ＯＦＤＭ信号（以下、第１ＯＦＤＭ信号と記す）を、第１の所定サンプル数だけ遅延させる第１遅延ステップと、
前記第１遅延ステップで遅延された信号と前記第１ＯＦＤＭ信号とを乗算する第１乗算ステップと、
前記第１乗算ステップで乗算された信号を平均化する第１平均化ステップと、
前記第１平均化ステップで平均化された信号に基づいて、第１周波数誤差を演算するステップと、
前記第１乗算ステップで乗算された信号を平滑化するステップと、
前記平滑化された信号の絶対値を演算するステップと、
前記絶対値に基づいて、前記第１ＯＦＤＭ信号と前記第１遅延ステップで遅延された信号との相関を判定し、前記第１ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを検出する第１判定ステップと、
前記第１判定ステップで検出された前記シンボルタイミングに従って、前記第１周波数誤差を保持するステップと、
前記保持される前記第１周波数誤差に基づいて、前記第１ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正するステップと、
前記周波数ずれが補正された前記第１ＯＦＤＭ信号（以下、第２ＯＦＤＭ信号と記す）を、第２の所定サンプル数だけ遅延させる第２遅延ステップと、
前記第２遅延ステップで遅延された信号と前記第２ＯＦＤＭ信号とを乗算する第２乗算ステップと、
前記第２乗算ステップで乗算された信号を平均化する第２平均化ステップと、
前記第２平均化ステップで平均化された信号に基づいて、第２周波数誤差を演算するステップと、
前記判定するステップで検出された前記シンボルタイミングに従って、前記第２周波数誤差を保持するステップと、
前記保持される前記第２周波数誤差に基づいて、前記第２ＯＦＤＭ信号の周波数ずれを補正するステップとをさらに含み、
前記推定するステップは、前記第２ＯＦＤＭ信号から、インパルス応答を推定し、
前記変換するステップは、前記窓タイミングに従って、前記周波数ずれが補正された前記第２ＯＦＤＭ信号を、フーリエ変換することを特徴とする、請求項１１に記載のＯＦＤＭ復調方法。 - 前記積分するステップは、前記ガード期間の幅を積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら、当該入力信号を積分することを特徴とする、請求項１１に記載のＯＦＤＭ復調方法。
- 前記積分するステップは、前記ガード期間の幅とその前後に付加される予め定めた幅とを積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら当該入力信号を積分することにより、前記ガード期間長の矩形のインパルス応答の前後にも応答を持たせることを特徴とする、請求項１１に記載のＯＦＤＭ復調方法。
- 前記積分するステップは、前記ガード期間の幅とその前後に付加される予め定めた幅とを積分区間とし、入力信号に対する当該積分区間の位置を順次ずらしながら当該入力信号を積分することにより、前記ガード期間長の矩形のインパルス応答の前方では単調増加する応答を持たせ、後方では単調減少する応答を持たせることを特徴とする、請求項１１に記載のＯＦＤＭ復調方法。
- 前記演算するステップは、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）の絶対値を演算することを特徴とする、請求項１１に記載のＯＦＤＭ復調方法。
- 前記演算するステップは、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）から、ｉの絶対値とｑの絶対値との和を演算することを特徴とする、請求項１１に記載のＯＦＤＭ復調方法。
- 前記演算するステップは、入力される信号の複素ベクトル（ｉ，ｑ）から、ｉの２乗値とｑの２乗値との和を演算することを特徴とする、請求項１１に記載のＯＦＤＭ復調方法。
- 前記第１判定ステップは、前記絶対値が一定の値になったことを検出して、その後当該絶対値が当該一定の値に対して所定の割合になったことを検出することを特徴とする、請求項１３に記載のＯＦＤＭ復調方法。
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