JP4263119B2 - Ｏｆｄｍシステムでの初期周波数の同期方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）基盤の初期周波数（coarse frequency）同期化方法および装置に係り、さらに詳細には直交周波数分割多重化受信機での初期周波数の同期装置およびその方法に関する。

図１は従来の直交周波数分割多重化受信機の構造を示すブロック図である。図１を参照すれば、従来のＯＦＤＭ受信機はＯＦＤＭ復調部１０と周波数同期部１２とを備える。ＯＦＤＭ復調部１０はＲＦ受信部１０１と、Ａ／Ｄ（analog-to-digital）変換部１０２と、Ｉ／Ｑ分離部１０３と、周波数補正部１０４と、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部１０５と、ビタビ（Viterbi）デコーダ部１０６とを備える。周波数同期部１２はバッファ１２１と、複素データ乗算部１２２と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部１２３と、最大値検出部１２４と、カウンタ１２５と、基準シンボル発生部１２６とを備える。

図１に示した従来の受信機の動作を説明すれば、まずＲＦ受信部１０１はＲＦ信号を受信する。Ａ／Ｄ変換部１０２は受信されたＲＦ信号を量子化する。Ｉ／Ｑ分離部１０３は量子化された信号からＩ／Ｑ成分信号を分離し、周波数補正部１０４は周波数誤差を補正する。ＦＦＴ部１０５は周波数補正された信号を入力してフーリエ変換することによって復調を行い、ビタビデコーダ部１０６は復調された信号をデコーディングする。

一方、ＦＦＴ部１０５で復調された信号は、周波数同期部１２のバッファ１２１に保存され、受信信号ｘとして出力される。基準シンボル発生部１２６から出力される位相基準シンボルをＺで示す。受信信号がωのフレーム同期誤差を有するものとし、ＸとＺのｋ番目信号をそれぞれＸ_kとＺ_kとすれば、

となる。複素データ乗算部１２２はＸ_kとＺ_kとの共役値（complex conjugate）をそれぞれかけ合わせ、その結果を信号ｈ_nとして出力する。かけ合わされた信号ｈ_nは、ＩＦＦＴ部１２３によって次の数式１のように逆フーリエ変換されて出力される。

この時、送信信号に対して周波数誤差の整数倍Δｆ_iを含んだ受信信号Ｘ_kは

になる。従って、数式１は次の数式２のように書き換えられる。

数式２の結果は時間領域で２信号のコンボリューションを求める過程と同一であり、その結果値ｈ_nはチャンネルインパルス応答（以下、ＣＩＲと称する）である。このように、周波数領域基準信号を認識するＯＦＤＭシステムでは、伝送される基準シンボルを利用してＣＩＲを求めることができる。ここで、もし送信側から所定の信号Ｚ_kがｋに対して相関関係がないように、すなわちＰＮ信号列（Pseudo Noise Sequence）として与えられるならば、数式２の結果、周波数誤差Δｆ_iが０である場合にだけ最大のピーク値が存在することになり、そうでない場合には値が非常に低い雑音性値の羅列が発生するであろうということがわかる。

このような関係を利用して、受信信号Ｘ_kをΔｆ_iに対して繰り返し循環回転させ、最大値検出器１２４で数式２を適用して最大のピーク値を検出し、カウンタ１２５でそのような最大のピーク値が発生する回転量Δｆ_iを求める。回転量Δｆ_iは検出しようとする周波数誤差の整数倍に該当する誤差値Ｆ_Oになる。この関係を整理すれば次の数式３のようになる。

ここで、Ｚは位相基準シンボルであり、Ｘ_Rは周波数領域で受信シンボルＸの個別値Ｘ_kをΔｆ_iだけ循環回転させた

より構成される受信シンボルである。

前述のような従来のＯＦＤＭ受信機で初期周波数の同期方法によれば、理論的にもそして実際的にも、チャンネルの環境やフレーム同期誤差と関係なく、全ての場合にほとんど正確な周波数誤差を推定できる。しかし、前述の方法は計算量が多すぎる短所がある。すなわち、正確な周波数誤差を推定するために非常に複雑なＩＦＦＴモジュールを利用しなければならず、応答時間が長くなって過度の時間遅延が発生するという問題がある。

本発明が解決しようとする技術的課題は、少ない計算量で安定した周波数同期を行えるＯＦＤＭ受信機の初期周波数の同期装置を提供することである。

本発明が解決しようとする他の技術的課題は、前記初期周波数の同期装置で具現される、少ない計算量で安定した周波数同期を行えるＯＦＤＭ受信機の初期周波数の同期方法を提供することである。

本発明が解決しようとするさらに他の技術的課題は、少ない計算量で安定した周波数同期を行えるＯＦＤＭ受信機を提供することである。

前述の技術的課題を解決するための、本発明のＯＦＤＭ受信機の周波数同期部内に備えられて初期周波数同期を行う初期周波数の同期装置は、復調されたシンボルＸ（ｋ）を受信して所定のシフト量ｄで循環シフトさせ、シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）を出力するバッファと、位相相関帯域幅による積分区間および積分区間による分割帯域の個数Ｋを決定し、分割帯域の個数によりシンボル時間オフセットを生成して調節する制御部と、シンボル時間オフセットに相当する量だけ位相が歪曲された基準シンボルＺ（ｋ）を生成する基準シンボル先歪曲部と、シフト量ｄをカウントするカウンタと、シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）と基準シンボルＺ（ｋ）とを受信してＫ個の分割帯域に対する部分相関値を計算する部分相関部と、部分相関値が最大になるシフト量ｄを求めて推定された初期周波数の同期誤差として出力する最大値検出部とを含むことを特徴とする。

一方、前述の技術的課題を解決するための、ＯＦＤＭ復調と周波数同期とを行うＯＦＤＭの受信処理時に初期周波数同期を行う方法は、（ａ）復調されたシンボルＸ（ｋ）を受信して所定のシフト量ｄで循環シフトさせ、シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）を出力する段階と、（ｂ）位相相関帯域幅による積分区間および積分区間による分割帯域の個数Ｋを決定し、分割帯域の個数により所定のシンボル時間オフセットを生成する段階と、（ｃ）シンボル時間オフセットに相当する量だけ位相が歪曲された基準シンボルＺ（ｋ）を生成する段階と、（ｄ）シフト量ｄをカウントするカウンタと、（ｅ）Ｋ個の分割帯域に対し、シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）と基準シンボルＺ（ｋ）の部分相関値を計算する段階と、（ｆ）部分相関値が最大になるシフト量ｄを求めて推定された初期周波数の同期誤差として出力する段階とを含むことを特徴とする。

一方、本発明によるＯＦＤＭ受信機は、復調されたシンボルＸ（ｋ）を受信して所定のシフト量ｄで循環シフトさせ、シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）を出力するバッファと、位相相関帯域幅による積分区間および積分区間による分割帯域の個数Ｋを決定し、分割帯域の個数によりシンボル時間オフセット量を生成して調節する制御部と、シンボル時間オフセットに相当する量だけ位相が歪曲された基準シンボルＺ（ｋ）を生成する基準シンボル先歪曲部と、シフト量ｄをカウントするカウンタと、シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）と基準シンボルＺ（ｋ）とを受信してＫ個の分割帯域に対する部分相関値を計算する部分相関部と、部分相関値が最大になるシフト量ｄを求めて推定された初期周波数の同期誤差として出力する最大値検出部とを含む初期周波数の同期装置を備えることを特徴とする。

本発明の初期周波数の同期方法および装置は、受信されたシンボルと基準シンボル間の相関値を計算するための積分区間を地域相関帯域幅により決定される所定数の積分区間に分割することにより、従来技術のシンボルタイミング誤差が±１（±１／２）以上である時に性能の劣化が深刻化する短所を克服した。

特に、本発明は受信されたシンボルとの相関値計算に利用される基準シンボルを事前に歪曲させることにより、チャンネル環境が非常に劣悪であってシンボルタイミング誤差が±５サンプル以上である場合にも正確な初期周波数同期を行えるという顕著な効果がある。

以下、添付された図面を参照して本発明によるＯＦＤＭ受信機の初期周波数の同期装置および方法の望ましい実施の形態を詳細に説明する。

本発明による初期周波数の同期装置および方法に関わる理解の一助とするために、本発明に適用される相関値と位相相関帯域幅とについて詳細に記述する。

まず、受信信号の搬送波周波数誤差の影響を特定するために、副搬送波の周波数をｆ_kとし、周波数誤差をｆ_offとしたときの受信信号のｋ回目の副搬送波受信周波数がｆ_k＋ｆ_offになるものと仮定する。一方、周波数誤差の単位は副搬送波の周波数間隔の倍数を使用して測定される。一般に、副搬送波間隔の整数倍数および素数倍数の誤差は別処理とする。従って、ｆ_k＋ｆ_offの各項は次の数式４のように定義される。

ここで、Δｆは副搬送波の周波数誤差を副搬送波間隔の倍数で表現した数であり、Δｆはさらに整数であるΔｆ_iと−１／２＜Δｆ_f＜１／２の条件を満足する素数との和で表わされる。この条件で、ｎ回目のシンボルの受信信号は次の数式５のように定義される。ただし、数式展開の便宜のため、雑音はないものと仮定する。

ここで、Ｃ_n,kは周波数領域でｎ回目のシンボルのｋ番目伝送信号を示し、ＮはＯＦＤＭ副搬送波個数を示す。

一方、周波数誤差のうち整数倍の誤差がない場合、すなわちΔｆ_i＝０のときの復調信号

は次の通りである。

数式６で、復調信号

はＫが整数値でだけ計算されるので、周波数誤差Δｆ_fが０ならば、ｋ＝ｐである周波数でだけ出力が発生し、残りの周波数では出力が０になって周波数間の直交性が保持される。しかし、周波数誤差Δｆ_fが０でなければ、ｋ＝ｐである周波数でも大きさが小さくなるだけではなく、他の周波数でも０ではない出力が発生するようになる。この値が副搬送波間の干渉を起こし、チャンネル間干渉（Inter Channel Interference：ＩＣＩ）要素となる。さて、数式５の受信信号から復調信号

を求めると、次の数式７のようになる。

この結果は、周波数誤差の整数倍に該当する周波数誤差による影響は、本来復調されねばならない信号がΔｆ_iを整数とする時、−Δｆ_fだけシフトされて復調されることを意味する。特に、数式７は離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）の過程を含んでいるので、式でのシフト現象は循環シフト（桁送り）となる。

従って、本発明による初期周波数の同期方法は既知の位相基準シンボルと受信信号とをシンボル区間分順次に回転させつつ相関値を求め、相関値が最大になる回転量を周波数誤差の整数倍に該当する量と定める。この関係式は次の通りである。

ここで（（ｋ＋ｄ））_NはＮを法とする（modulo-N）加法演算を表示する記号であり、Ｘ（ｋ）は離散フーリエ変換後のＫ番目の受信信号を、Ｚ（ｋ）はｋ番目の位相基準信号を示す。またＸ（ｋ）およびＺ（ｋ）はいずれも周波数領域での信号である。しかし、このような方法はフレーム同期が合う場合には周波数誤差を補正できるが、フレーム同期が合わない場合には周波数誤差を補正できない問題点がある。この問題点は受信信号と位相基準信号との位相相関帯域幅を分析して解決する。

以下、ＯＦＤＭを使用するＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting）システムを一例として受信信号と位相基準信号との位相相関帯域幅について記述する。一般に、チャンネルの相関帯域幅とはあるチャンネルが「平坦な（flat）」、すなわち、全てのスペクトル要素に対して近似的に同じ利得と線形位相とを有するようにパスさせるチャンネルであると見なせる統計的に測定された周波数帯域をいう。すなわち、その帯域内で任意の２つの相異なる周波数成分が互いに強い相関関係を有する周波数帯域をチャンネルの相関帯域という。この時、チャンネルの相関帯域をＢ_cとすれば、Ｂ_cより周波数間隔が遠く離れた２つの正弦波はチャンネルで相異なる影響を受ける。従って、このような２つの受信信号はその相互相関関係が保証されないことを意味する。

時間領域で遅延関係がある同一信号の離散フーリエ変換された２信号に対して周波数領域で相互相関値を求めるときの、２信号の相互相関関係が保持される周波数区間を位相相関帯域幅と定義する。この関係を前述のチャンネルの相関帯域と同じ考え方でアプローチすれば、その周波数帯域内で２信号が常に互いに強い相関関係を有する帯域を意味することになる。

ＯＦＤＭシステムで、時間領域信号をｚ（ｔ）、また、ｚ（ｔ）のＴ_offのフレーム同期誤差を有する遅延到着された信号をｚ（ｔ＋Ｔ_off）とし、信号ｚ（ｔ）を離散フーリエ変換した周波数領域の信号をＺ（ｋ）とすれば、信号ｚ（ｔ＋Ｔ_off）をＤＦＴした周波数領域の信号は次のような数式９で表される。

ここで、数式展開の便宜のため、雑音および周波数誤差はないと仮定する。また、Ｎは副搬送波の個数である。

一方、位相相関帯域幅は、前述のとおり、その周波数帯域内で２信号が常に互いに強い相関関係を有する帯域と定義する。すなわち、任意の周波数帯域Ｂに対してその帯域内で２信号Ｚ（ｋ）と

との相互相関値が常に臨界値以上である最大の帯域大きさＢを求めるとき、その帯域が位相相関帯域幅になる。このような関係は、次の数式１０のように表現される。

ここで、Ｔ_Cは臨界値であり、Ｎは副搬送波個数である。もし、ＯＦＤＭ信号で｜Ｚ（ｋ）｜＝１を満足するならば、数式１０の左辺は次の数式１１のように書き換えられる。

この条件はＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting）システムに適用可能である。上記の数式には積分区間の開始位置ｍが変数として含まれているため、フレーム同期誤差Ｔ_offと積分区間Ｋとの関係が明らかではない。従って、数式１１が積分区間の開始位置ｍに関係ない式で整理が可能であり、次の数式１２のようになる。

また、数式１２を数式１０に適用すれば、フレーム同期誤差の変化による位相相関帯域幅を次の数式１３により求めることができる。

数式１３の左辺は時間領域信号ｚ（ｔ）とＴ_offだけのフレーム同期誤差を有する遅延到着された信号ｚ（ｔ＋Ｔ_off）を積分区間Ｋに対する周波数領域での相互相関関数である。すなわち、位相相関帯域幅は上の式のようにフレーム同期誤差Ｔ_offを有する２信号の相互相関関数が常に臨界値Ｔ_Cより大きい値を有する帯域Ｂを意味する。

図２には、数式１３の関係をコンピュータシミュレーションにより求めた結果をグラフに示した。このグラフは、時間同期誤差を有する信号と原信号間の時間同期誤差量による位相相関帯域幅の関係が示されている。図２に示すように、帯域幅は副搬送波間隔の倍数で表現し、チャンネルの全体帯域は１０２４とした。また、相関帯域幅臨界値（Ｔ_C：Coherence bandwidth threshold）をそれぞれ０．２、０．５、０．９、０．９９と設定して、時間同期誤差のない場合から時間同期誤差のある場合の位相相関帯域幅を０から１００．０サンプルまでについて求めた。グラフからわかるように、相関帯域幅の閾値を上げるほど位相相関帯域幅は狭くなることが分かる。

また、図２では、時間遅延要素が相関帯域幅と逆数関係にあることを参考にするために、時間遅延要素である時間同期誤差Ｔ_offと相関帯域幅との関係を示した。上記関係はグラフでＢＷ／２Ｔ_offと表記される。 ＢＷ／２Ｔ_offにより表された関係では、時間同期誤差による帯域幅変化は相関帯域幅の閾値ＴＣを０．５とした時の帯域幅変化と類似する。従って、本発明では位相相関帯域幅を

と近似化して使用する。

ここで、数式８における位相基準信号Ｚ（ｋ）の逆フーリエ変換された信号ｚ（ｔ）を基準信号とし、数式８における信号Ｘ（ｋ）の逆フーリエ変換された信号ｘ（ｔ）を受信信号と仮定する。そして、受信信号ｘ（ｔ）がΔｔの時間遅延、すなわちフレーム同期誤差を有すると仮定する。このような仮定の下では、前述の関係によってフレーム同期誤差Δｔと周波数軸の位相相関帯域幅との間に逆数の関係が成立する。このような関係の成立は、フレーム同期誤差が大きいほど周波数軸の位相相関帯域幅は狭くなるということを意味している。

本発明による初期周波数の同期方法は、基本的に、基準信号間の相関値を利用した初期周波数同期に基づくものである。図５を参照して説明すれば、本発明は相互相関値を求める時、積分区間ＢＷＬｅｎは時間同期誤差を有する受信シンボルと基準シンボルとによって求められる位相相関帯域幅より小さく設定する。すなわち、シフトされた受信シンボルと基準シンボルとに対する相互相関値を求める時、積分区間を２信号の位相相関帯域幅以内に減らし、いくつかの小ブロックに分けた積分区間それぞれに対して部分相関値を求めた後、求めたそれぞれの積分区間の部分相関値の平均または和を取って相関値が最大になるシフト量を決定する。

それにより、受信シンボルと基準シンボル間でフレーム同期が正確に合わずに発生する無相関帯域が排除されることにより相互相関関数値が常に意味を有するようになる。従って、フレーム同期で保証できる時間同期誤差範囲内では初期周波数同期が比較的正確に行われる。このような原理が本発明による初期周波数の同期装置および方法に適用される。

また、本発明は事前に歪曲された位相基準信号を生成して初期周波数オフセットを推定する。まず図６を参照し、時間同期誤差による影響について説明する。ＯＦＤＭにおける時間同期の誤差は、図６に示すように、副搬送波順序に比例して位相遷移を発生させる。数式展開の便宜のため、全体の信号のうち１つのシンボル区間についてだけ説明するものとするとともに、伝送チャンネルはＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）環境であり、受信信号での周波数は正確に同期するものと仮定する。ＯＦＤＭシステムで時間が同期しない場合に、ｎ番目シンボルの受信信号ｒ_n（ｔ）は次の数式１４のように表現される。

ここで、Ｎは副チャンネルの個数であり、Ｃ_n,kはｎ番目シンボルのｋ番目副チャンネルに伝送された信号であり、Ψ_n,k’はｋ番目の副搬送波信号であり、ｎ（ｔ）は分散がσ_n ²であるＡＷＧＮである。

上記数式１４をさらに整理すれば次の数式１５のように表現される。

数式１５で、ｆｋは副搬送波搬送周波数であってｆ_k＝ｋ／Ｔ_Sである。

ここで、受信信号に対する時間同期の影響について述べるために、受信信号のサンプリング周期を

でサンプリングすると仮定する。この時、Ｔ_SはＯＦＤＭシンボルの周期であり、ｍはシンボル区間でのサンプリング順序であり、τはサンプリング誤差であって時間同期誤差に該当する。

前述の条件で数式１５をサンプリングした離散信号は、次の数式１６のように表現される。

数式１６の受信信号から次の数式１７に示す復調信号

が得られる。

ここで、

は次の数式１８のように表現される。

ここで、数式１７におけるａの値は次の通り定義される。

すなわち、数式１９でＫ、ｐ、Ｎが全て整数なので、ａ＝１を満足するためには、ｋ−ｐがＮの整数倍であることが必要であり、それ以外である場合はａ≠１のいかなるａ値に対してもａＮ＝１になる。従って、数式１７の

は次の数式２０のように書き換えられる。

また、α＝０である場合だけ、数式２０の条件を数式１７に適用することができるので、数式２０を数式１７に適用して書き換えると次の通りである。

また、数式１７で雑音による項Ｐ_n（ｐ）は雑音ｎ（ｍ）を周波数領域に変換した値であり、本来ｎ（ｍ）がＡＷＧＮであるので、Ｐ_n（ｐ）もやはり同じ分散を有するＡＷＧＮになる。従って、雑音の影響はＯＦＤＭ信号の時間同期に直接的な関連がない。

結論的に、時間同期が合わずに発生する時間同期誤差の影響は数式２１から受信信号

が本来復調されねばならない送信信号Ｃ_n,pの位相が回転された状態で復調されることが分かる。この時、位相の回転量は時間同期誤差τ副チャンネルの位置ｐの積に比例する量として決定される。

すなわち、数式２１で受信された信号は時間誤差によって位相が遷移される現象が発生するが、副搬送波の順序ｐに比例してτ＊ｐだけ位相が遷移される。従って、本発明はこのような位相遷移を補償するために、事前に位相が歪曲された基準シンボルを生成して初期周波数の同期検出に利用することにより、さらに正確な周波数同期検出を行うことができる。ここで、τは後述するシンボル時間オフセットΔｔ_iに相当する。

以下、図３Ａおよび図４を参照し、本発明の望ましい実施形態を説明する。図３Ａは本発明の望ましい実施形態による初期周波数の同期装置を備えたＯＦＤＭ受信機の構造の一例を図示したブロック図である。図３Ａに図示するＯＦＤＭ受信機は、ＯＦＤＭ復調部３０と周波数同期部３２とを備える。ＯＦＤＭ復調部３０はＲＦ受信部３０１と、Ａ／Ｄ変換部３０２と、Ｉ／Ｑ分離部３０３と、周波数補正部３０４と、ＦＦＴ部３０５と、ビタビデコーダ部３０６とを備える。周波数同期部３２はレジスタ３２１と、部分相関部３２２と、最大値検出部３２３と、カウンタ３２４と、基準シンボル先歪曲部３２５と、制御部３２６とを備える。

ＯＦＤＭ復調部３０の動作は図１に示す従来のＯＦＤＭ復調部１０の機能と同一なのでその説明は省略し、本発明の望ましい実施形態によるＯＦＤＭ受信機の初期周波数の同期方法を説明するフローチャートである図４を参照して本発明の周波数同期部３２の動作を説明する。

ＯＦＤＭ復調部３０から入力された受信シンボルＸ（ｋ）はレジスタ３２１に入力され、レジスタ３２１は受信シンボルを所定のシフト量ｄで循環シフトさせ、シフトされたシンボルＸ（ｋ＋ｄ）を部分相関部３２２に出力する（Ｓ４１０）。

制御部３２６は前述の位相相関帯域幅による積分区間の長さを求め、上記積分区間長さによる分割帯域の個数Ｋを決定し、上記分割帯域の個数により所定のシンボル時間オフセットを生成し、シンボル時間オフセットを基準シンボル先歪曲部３２５に出力する（Ｓ４２０）。

基準シンボル先歪曲部３２５は入力されたシンボル時間オフセットだけ位相が歪曲された基準シンボルＺ（ｋ）を生成して部分相関部３２２に出力する（Ｓ４３０）。基準シンボル先歪曲部３２５の構成および動作について図３Ｂを参照して以下に述べる。

部分相関部３２２は、Ｎを副搬送波の個数、所定のシフト量ｄを−２／Ｎまたは２／Ｎに該当するものとして、Ｋ個の分割帯域それぞれに対してシフト量ｄをカウントしつつ、レジスタ３２１から入力された所定のシフト量ｄでシフトされた受信シンボルＸ（ｋ＋ｄ）と基準シンボル先歪曲部３２５から入力された先歪曲（先行歪曲）された基準シンボルＺ（ｋ）の部分相関値およびこの部分相関値の全体和

を計算する（Ｓ４４０）。

その後、最大値検出部３２３は部分相関部３２２から入力された上記和が最大になるシフト量ｄを決定し、決定されたシフト量ｄを初期周波数の同期誤差値として出力する（Ｓ４５０）。

結論として、本発明は、次の数式２２で表現されるアルゴリズムを上記制御部３２６で決定する所定回数の間反復して初期周波数の同期誤差値を求める。

数式２２で、Ｎは副搬送波の個数を示し、Ｋは相互相関関数積分区間を割った個数を示し、Ｎ／Ｋは１つの部分的分区間ＢＷＬｅｎ（図５）を示す。従って、分割された個別帯域を分割帯域ＢＷＳとすれば、Ｋ個に分割された１つの分割帯域の大きさはＢＷＳ＝ＢＷ／Ｋとなる（ＢＷはチャンネルの全体帯域を示す）。

以下、図３Ｂを参照して、本発明の基準シンボル先歪曲部３２５の構成および動作を説明する。基準シンボル先歪曲部３２５は、送信機で伝送された基準シンボルと同じ基準シンボルを生成する基準シンボル生成部３２５１と、制御部３２６から入力されたシンボル時間オフセットにより位相基準シンボルの位相を遷移させ、位相が歪曲された基準シンボルを生成する位相遷移部３２５３と、位相遷移に利用される位相値によるｓｉｎ値およびｃｏｓ値を位相遷移部３２５２に提供するｓｉｎ／ｃｏｓテーブル３２３５とを含む。

以下、基準シンボルを先行歪曲する過程を説明する。まず制御部３２６は前述の位相相関帯域幅による部分積分区間ＢＷＬｅｎを決定し、全体積分区間を部分積分区間で割って分割帯域の個数Ｋを決定する。その後、制御部３２６は分割帯域の個数により許容されるシンボル時間誤差を求め、求めたシンボル時間誤差を利用してΔｔ_iを決定する。ここで、時間誤差は＋時間誤差と−時間誤差とが発生しうるので、実際は±Δｔ_iを作りだすものとする。制御部３２６は生成されたΔｔ_iを位相遷移部３２５３に出力する。

位相遷移部３２５３は基準シンボル生成部３２５１から入力された位相基準シンボルをΔｔ_iだけ位相遷移させることにより、位相が歪曲された基準シンボルを生成して部分相関部３２２に出力する。具体的には、位相遷移部３２５３は、入力されたΔｔ_iを利用してそれぞれの副搬送波の位相を逆に遷移させる。前述の数式

で示したように、位相基準シンボル（ＰＲＳ：Phase Reference Symbol）の位相は

のように遷移させられる。この時、Ｃ_n,pは位相基準シンボルであり、

は

だけ位相が遷移された先行歪曲された位相基準シンボルであると定義できる。

位相遷移部３２５３は前述のような数式で位相が歪曲された基準信号を生成するが、実際の実施の形態では基準シンボルは副搬送波の順序によって生成され、位相遷移部３２５３ではそれぞれの副搬送波順序に該当する

だけ位相遷移がされる複素数値を発生する。そして、この２値をかけることにより先歪曲された位相基準シンボルを生成するようになるが、複素数値

は実質的な実施の形態では使用するのに適切ではないので、ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθの形式で表現して複素数乗法を行う。この時、それぞれのｃｏｓθおよびｓｉｎθ値は、ｓｉｎ／ｃｏｓテーブル３２５５を参照してθのｓｉｎ値とｃｏｓ値とを生成する。

以上、本発明の望ましい実施の形態による初期周波数の同期装置および方法に関して説明した。

図７Ａおよび図７Ｂはシンボル時間誤差による基準信号と受信信号間の相関性を図示する。図７Ａおよび図７Ｂに示すように、シンボル時間誤差により相互相関帯域幅の領域が変わることがわかる。従って、前述の通り初期周波数同期を行う時、適切な相互相関帯域幅を設定して初期周波数同期アルゴリズムを行うようにすれば、効果的に初期周波数誤差を推定できることがわかる。

本発明による方法および装置によって初期周波数の同期誤差検出が正しく行われているか否かを確認するためにシミュレーションを行った。図８Ａおよび図８Ｂにはそのシミュレーション結果をグラフに表し、比較のために図９Ａおよび図９Ｂには従来の初期周波数の同期誤差の検出方法によるシミュレーション結果を示した。シミュレーション実験条件は信号対雑音比（ＳＮＲ）が５ｄＢであるガウスチャンネル、副搬送波個数は１０２４、周波数誤差は副搬送波個数の−６２．４倍とした。図８Ａと図９Ａとはシンボル時間誤差が０．０である場合に該当するシミュレーション結果を示し、図８Ｂおよび図９Ｂはシンボル時間誤差が１０．０である場合に該当するシミュレーション結果を示す。比較例としての従来の初期周波数の同期方法による初期周波数の同期誤差検出シミュレーションは、ガウスチャンネルで全体帯域に対する相関関数を適用した。また、本発明による初期周波数の同期方法に対する初期周波数の同期誤差検出シミュレーションでは、分割帯域の個数を３２として、分割帯域に対する相関値の和を求めた。図面で、横軸は周波数、縦軸は相関値をそれぞれ示す。この時、所定の周波数同期誤差が−６２．４なので横軸−６２の位置で最大ピークが発生する場合、初期周波数の誤差検出が正確に行われたことを意味する。

図８Ａおよび図８Ｂを参照すれば、本発明による初期周波数の同期方法に関わるシミュレーション結果は、図８Ａの時間同期誤差のない場合、すなわち時間同期誤差が０．０である場合だけではなく、図８Ｂの時間同期誤差のある場合、すなわち時間同期誤差が１０．０である場合にも所定の周波数同期誤差に該当する横軸−６２の位置で最大値が発生するので、初期周波数の同期誤差検出が比較的正確に行われることを確認できる。

一方、図９Ａおよび図９Ｂを参照すれば、従来の初期周波数の同期誤差の検出方法によれば、シンボル時間誤差のない場合、すなわちシンボル時間誤差が０．０である場合には、図９Ａに示すように正確に初期周波数誤差を検出することが可能であるが、時間同期誤差のある場合には、すなわち時間同期誤差が１０．０である場合には、図９Ｂに示すように所定の周波数同期誤差に該当する横軸−６２の位置でいかなるピークも示されず、従って初期周波数の誤差検出が不可能であることが分かる。

また、本発明による初期周波数の同期方法の誤差検出の正確度を説明するために、図１０Ａないし図１０Ｄに、フレーム同期誤差範囲による理論的正確度およびシミュレーションによる正確度をグラフで比較図示した。シミュレーション条件とし、チャンネルはＳＮＲが５ｄＢであるガウスチャンネルに該当し、−５０〜＋５０サンプルの時間同期誤差サンプル区間を適用した。また、周波数誤差は−５１０〜５１０の任意の値に該当する。

図面では本発明の初期周波数の同期方法によって周波数同期誤差を正確に検出できる理論的な区間とシミュレーションを介して求めた区間とを比較図示した。理論的区間は太い実線で表示し、シミュレーションを介して求めた区間は細い実線で表示した。また、シミュレーションでは副搬送波の個数をそれぞれ１０２４および２０４８について適用した。また、保護区間の大きさは１２８サンプルである。シミュレーションでは、いかなる１つの時間同期誤差に対しても任意の周波数誤差を毎回１００回ずつ適用して周波数誤差を正確に獲得する確率を求めた。

図１０Ａないし図１０Ｄを参照すれば、本発明による方法が理論的に提示したＫ個の分割された１つの分割帯域の大きさＢＷ_S＝１／Ｋ×ＢＷを相関関数の積分区間に使用する場合、副搬送波の倍数で示した時間同期誤差が±Ｋ／２以上であれば、常に初期周波数の誤差検出が可能であることを示す。図１０Ａは分割帯域ＢＷ_S＝１／８×ＢＷである場合で、図１０Ｂは分割帯域ＢＷ_S＝１／１６×ＢＷである場合、図１０Ｃは分割帯域ＢＷ_S＝１／３２×ＢＷである場合、図１０Ｄは分割帯域ＢＷ_S＝１／６４×ＢＷである場合を示す。従って、本発明による方法の性能を評価するためのシミュレーション実験結果から、積分区間を分割して相関値を求める本発明の方法が積分区間を分割しない場合に比べ、フレーム同期で保証できる時間同期誤差に対しては初期周波数の同期誤差を正確に検出できることがわかる。

上記のような本発明による方法によれば、Ｎ個の副搬送波を使用するＯＦＤＭシステムで複素乗算の計算量を基準とする時、本発明による方法での計算量はＮ²に比例する。しかし、チャンネルの単位応答を利用した従来の方法は

に比例する計算量が必要である。よって、本発明による方法は初期フレーム同期アルゴリズムの誤差範囲以内で従来の方法と同様に安定的に動作しつつ

の追加的な計算量を減少させられる。この減少された計算量は従来方法の計算量と比較して１０２４個の副搬送波を使用する場合に１／６倍、そして２０４８個の副搬送波を使用する場合に１／１１倍の計算量だけを必要とする。また、減少された計算量は副搬送波の個数に該当するＮ回のＩＦＦＴ過程を除去した結果と同一である。

以上、本発明についてその望ましい実施の形態を中心に説明した。本発明が属する技術分野で当業者は本発明が本発明の本質的な特性から外れない範囲で変形された形態に具現できることを理解するであろう。従って、開示された実施の形態は本発明を限定するものではなく単に説明するものと理解されねばならない。本発明の範囲は前述した説明ではなく、特許請求の範囲に示されており、それと同等な範囲内にある全ての相違は本発明に含まれるものと解釈されるものである。

本発明のＯＦＤＭシステムでの初期周波数の同期方法および装置は、例えば無線ＬＡＮ高速化に効果的に適用可能である。

従来のＯＦＤＭ受信機に関わる構造の一例を示すブロック図である。 本発明による初期周波数の同期装置および方法を説明するためにフレーム同期誤差がある原信号の遅延信号と原信号とのフレーム同期誤差に対する位相相関帯域幅の関係を示したグラフである。 本発明の望ましい実施の形態による初期周波数の同期装置を備えたＯＦＤＭ受信機の構造を示すブロック図である。 図Ａに示す基準シンボル先歪曲部の構成を図示する詳細ブロック図である。 本発明の実施の形態による初期周波数の同期方法を説明するフローチャートである。 本発明により受信された基準シンボルと先歪曲された基準シンボル間の相関関係を求める過程を図式的に説明する図面である。 時間同期誤差によるシンボル歪曲の影響を説明する図面である。 シンボル時間誤差による基準シンボルと受信シンボル間の相関性を図示する図面である。 シンボル時間誤差による基準シンボルと受信シンボル間の相関性を図示する図面である。 本発明による初期周波数の同期誤差の検出方法によるシミュレーション結果（シンボル時間誤差＝０．０の場合）を示すグラフである。 本発明による初期周波数の同期誤差の検出方法によるシミュレーション結果（シンボル時間誤差＝１０．０の場合）を示すグラフである。 従来の初期周波数の同期誤差の検出方法によるシミュレーション結果（シンボル時間誤差＝０．０の場合）を示すグラフである。 従来の初期周波数の同期誤差の検出方法によるシミュレーション結果（シンボル時間誤差＝１０．０の場合）を示すグラフである。 ＡないしＤは本発明による初期周波数の同期方法の誤差検出の正確度を説明するためにフレーム同期誤差範囲による理論的な区間およびシミュレーション結果（分割帯域ＢＷ_S＝１／８×ＢＷの場合）を示すグラフである。 ＡないしＤは本発明による初期周波数の同期方法の誤差検出の正確度を説明するためにフレーム同期誤差範囲による理論的な区間およびシミュレーション結果（分割帯域ＢＷ_S＝１／１６×ＢＷの場合）を示すグラフである。 ＡないしＤは本発明による初期周波数の同期方法の誤差検出の正確度を説明するためにフレーム同期誤差範囲による理論的な区間およびシミュレーション結果（分割帯域ＢＷ_S＝１／３２×ＢＷの場合）を示すグラフである。 ＡないしＤは本発明による初期周波数の同期方法の誤差検出の正確度を説明するためにフレーム同期誤差範囲による理論的な区間およびシミュレーション結果（分割帯域ＢＷ_S＝１／６４×ＢＷの場合）を示すグラフである。

符号の説明

１２，３２ 周波数同期部
３０ ＯＦＤＭ復調器
３０１ ＲＦ受信器
３０２ Ａ／Ｄ変換部
３０３ Ｉ／Ｑ分離部
３０４ 周波数補正部
３０５ ＦＦＴ部
３０６ デコーダ部
３２１ レジスタ
３２２ 部分相関部
３２３ 最大値検出部
３２４ カウンタ
３２５ 基準シンボル先歪曲部
３２６ 制御部

Claims (15)

1. ＯＦＤＭ受信機の周波数同期部内に備えられ初期周波数同期を行う初期周波数の同期装置であり、
   復調されたシンボルを受信して所定のシフト量で循環シフトさせ、シフトされたシンボルを出力するバッファと、
   位相相関帯域幅による積分区間および上記積分区間による分割帯域の個数を決定し、上記分割帯域の個数によりシンボル時間オフセットを生成して調節する制御部と、
   上記シンボル時間オフセットに相当する量だけ位相が歪曲された基準シンボルを生成する基準シンボル先歪曲部と、
   上記シフト量をカウントするカウンタと、
   上記シフトされたシンボルと上記基準シンボルとを受信してＫ個の分割帯域に対する部分相関値を計算する部分相関部と、
   上記部分相関値の和が最大になるシフト量を求めて推定された初期周波数の同期誤差として出力する最大値検出部とを含むことを特徴とする直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期装置。
2. 上記部分相関部は、
   Ｎが副搬送波の個数であり、所定のシフト量ｄは−２／Ｎと２／Ｎとの間の値であり、Ｘ（ｋ＋ｄ）はシフトされたシンボルであってＺ（ｋ）は基準シンボルであり、Ｋが分割帯域の個数であるとする時、
   

   

   によって各分割帯域の部分相関値を計算することを特徴とする請求項１に記載の直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期装置。
3. 上記基準シンボル先歪曲部は、
   位相基準シンボルを生成する基準シンボル生成部と、
   上記シンボル時間オフセット量により上記位相基準シンボルの位相を遷移させ、位相が歪曲された基準シンボルを出力する位相遷移部とを含むことを特徴とする請求項１に記載の直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期装置。
4. 上記位相遷移部は、
   それぞれの副搬送波に対応する位相遷移された複素数値を生成し、上記生成された複素数値を上記位相基準シンボルにかけ合わせて位相が歪曲された基準シンボルを生成することを特徴とする請求項３に記載の直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期装置。
5. 上記分割帯域の個数Ｋはフレーム同期を保証できる時間同期誤差をＴ_offとする時、２×Ｔ_off以内に設定されることを特徴とする請求項１に記載の直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期装置。
6. 直交周波数分割多重化復調と周波数同期とを行う直交周波数分割多重化の受信処理時に初期周波数同期を行う方法であって、
   （ａ）復調されたシンボルを受信して所定のシフト量で循環シフトさせ、シフトされたシンボルを出力する段階と、
   （ｂ）位相相関帯域幅による積分区間および上記積分区間による分割帯域の個数を決定し、上記分割帯域の個数により所定のシンボル時間オフセットを生成する段階と、
   （ｃ）上記シンボル時間オフセットに相当する量だけ位相が歪曲された基準シンボルを生成する段階と、
   （ｄ）シフト量をカウントするカウンタと、
   （ｅ）それぞれの分割帯域に対し、上記シフトされたシンボルと上記基準シンボルの部分相関値を計算する段階と、
   （ｆ）上記部分相関値が最大になるシフト量を求めて推定された初期周波数の同期誤差として出力する段階とを含むことを特徴とする直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期方法。
7. 上記（ｅ）段階は、
   Ｎが副搬送波の個数であり、所定のシフト量ｄは−２／Ｎと２／Ｎとの間の値であり、Ｘ（ｋ＋ｄ）はシフトされたシンボルであってＺ（ｋ）は基準シンボルであり、Ｋが分割帯域の個数であるとする時、
   

   

   によって各分割帯域の部分相関値を計算することを特徴とする請求項６に記載の直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期方法。
8. 上記（ｃ）段階は、
   （ｃ１）位相基準シンボルを生成する段階と、
   （ｃ２）上記シンボル時間オフセット量により上記位相基準シンボルの位相を遷移させ、位相が歪曲された基準シンボルを出力する段階とを含むことを特徴とする請求項６に記載の直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期方法。
9. 上記（ｃ２）段階は、
   それぞれの副搬送波に対応する位相遷移された複素数値を生成し、上記生成された複素数値を上記位相基準シンボルにかけ合わせて位相が歪曲された基準シンボルを生成することを特徴とする請求項８に記載の直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期方法。
10. 上記分割帯域の個数Ｋはフレーム同期を保証できる時間同期誤差をＴ_offとする時、２×Ｔ_off以内に設定されることを特徴とする請求項６から請求項９のいずれか一項に記載の直交周波数分割多重化受信機の初期周波数の同期方法。
11. 復調されたシンボルを受信して所定のシフト量で循環シフトさせ、シフトされたシンボルを出力するバッファと、
    位相相関帯域幅による積分区間および上記積分区間による分割帯域の個数を決定し、上記分割帯域の個数によりシンボル時間オフセット量を生成して調節する制御部と、
    上記シンボル時間オフセットに相当する量だけ位相が歪曲された基準シンボルを生成する基準シンボル先歪曲部と、
    上記シフト量をカウントするカウンタと、
    上記シフトされたシンボルと上記基準シンボルとを受信してＫ個の分割帯域に対する部分相関値を計算する部分相関部と、
    上記部分相関値が最大になるシフト量を求めて推定された初期周波数の同期誤差として出力する最大値検出部とを含む初期周波数の同期装置を備えることを特徴とする直交周波数分割多重化受信機。
12. 上記部分相関部は、
    Ｎが副搬送波の個数であり、所定のシフト量ｄは−２／Ｎと２／Ｎとの間の値であり、Ｘ（ｋ＋ｄ）はシフトされたシンボルであってＺ（ｋ）は基準シンボルであり、Ｋが分割帯域の個数であるとする時、
    

    

    によって各分割帯域の部分相関値を計算することを特徴とする請求項１１に記載の直交周波数分割多重化受信機。
13. 上記基準シンボル先歪曲部は、
    位相基準シンボルを生成する基準シンボル生成部と、
    上記シンボル時間オフセット量により上記位相基準シンボルの位相を遷移させ、位相が歪曲された基準シンボルを出力する位相遷移部とを含むことを特徴とする請求項１１または請求項１２に記載の直交周波数分割多重化受信機。
14. 上記位相遷移部は、
    それぞれの副搬送波に対応する位相遷移された複素数値を生成し、上記生成された複素数値を上記位相基準シンボルにかけ合わせて位相が歪曲された基準シンボルを生成することを特徴とする請求項１３に記載の直交周波数分割多重化受信機。
15. 上記分割帯域の個数Ｋはフレーム同期を保証できる時間同期誤差をＴ_offとする時、２×Ｔ_off以内に設定されることを特徴とする請求項１１から請求項１４のいずれか一項に記載の直交周波数分割多重化受信機。

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