CN102415069A - 用于增强传输效率的频率偏移和信道增益跟踪 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于增强数据接收的装置、方法和计算机程序产品，其中通过引入与频率偏移跟踪一起应用于有效载荷数据的附加的信道增益跟踪增强跟踪过程以支持长有效载荷。由此，减少了残余频率偏移和残余信道增益。

Description

用于增强传输效率的频率偏移和信道增益跟踪

技术领域

本发明涉及一种用于处理分组数据的装置、方法和计算机程序产品，所述分组数据比如（但不限于）身体耦合的通信信号。

背景技术

身体耦合通信（BCC）或基于身体的通信作为用作身体区域网络（BAN）的基础的射频（RF）通信的有前途的可替代方案已经被提出。BCC允许在人或动物的身体贴近处或中的多个设备之间交换信息。这可以通过将低能量电场电容性地或电流地耦合到身体表面上来实现。信号在身体上而不是通过空气传递。这样，与覆盖了大得多的区域的RF通信相对照，该通信被限于靠近身体的区域。因此，在位于身体上、连接到身体或靠近身体放置的设备之间的通信是可能的。而且，由于较低频率可以应用，随后典型地应用在基于RF的短距离通信中，所以这为BAN或个人区域网络（PAN）的低成本和低功率实现创造了条件。因此，人的身体被用作通信信道，使得与常用于BAN的标准无线电系统（例如，ZigBee或蓝牙系统）相比，通信可以以低得多的功耗进行。由于BCC通常贴近身体应用，所以它可以用于实现基于接触或接近的新的且直观的身体-设备接口。这创建了针对识别和安全领域的许多应用的可能性。

BCC可以在技术上通过由小的身体佩戴的标签生成的电场实现，例如该标签集成到信用卡或另一个附接到身体或贴近身体佩戴（warn）的另一个适当设备。该标签电容性地或电流地将低功率信号耦合到身体。有时，该身体耦合通信被称为“近场身体内通信”。BCC是允许人体上或附近的电子设备经由人体本身通过电容性或电流耦合交换数字信息的无线技术。通过调制电场且电容性地或电流地将微小电流耦合到身体上来传输信息。身体将该微小信号传导给安装在身体上的接收器。环境（空气和/或大地）提供了用于所传输的信号的返回路径。

图1示出示范性的身体通信系统结构，其中数据信号经由放置在身体附近或身体上的耦合器传输。这些耦合器电流地或电容性地将数据信号传送到身体。在图1的实例中，一个耦合器或电极提供地电势GND，且另一个耦合器或电极用于传输/接收信号S。更特别地，描绘了通过人手臂从发送器（TX）10到接收器（RX）20的传输。一般地，每个节点原则上可以既用作发送器又用作接收器，即用作收发器（TRX），并且通信可以从身体上任何位置进行。

BAN技术通过IEEE的802.15.6任务组而被标准化。该标准化任务组具有在标准中包括身体上和身体内通信的目标。下文结合实施例描述的细节可以应用于身体上通信以及身体内通信。在下面的讨论中，它将涉及医学植入物与外部程序器之间的身体内通信的情况。当然，本发明也可以应用于任何种类的数据通信。

从402到405MHz的具有300kHz信道间隔的通信带已经被留给涉及医学植入物的无线通信。该带被称为医学植入物通信服务（MICS）带。设想IEEE 802.15.6任务组将在所述标准中采纳基于分组的通信。

MICS带通信可以应用于各种应用，比如电子药丸（e-药丸）、可植入式给药、深度脑模拟、胶囊内窥镜等。这样的应用覆盖宽范围的数据速率，例如从大约100bps（集成的给药）到大约1.5Mbps（胶囊内窥镜）。胶囊内窥镜是一种医学植入物，其由患者吞咽并且当它到达身体内期望的位置时拍摄胃肠道系统的图像。这种内窥镜可以用于在医学诊断方面帮助医生。由内窥镜拍摄的图像通过无线的无线电链路从身体内部传输到身体外部。为了支持内窥镜应用，每秒250k码元的64 QAM（正交幅度调制）在MICS带通信中可以例如与滚降因数0.15的平方根升余弦（SRRC）脉冲形状一起使用。由此，该信号被包含在300kHz带内。这种高传输速率和高调制格式的使用需要精确的频率同步、定时同步和信道估计。

为了实现期望精度，需要适当设计数据分组。该数据分组由前同步码（preamble）和数据有效载荷组成。该前同步码是使得接收器能够实现频率同步等的已知序列。作为实例，可以估计需要336个码元的前同步码长度。更少数量的码元可能导致令人不满意的精度，从而不大可能减小前同步码长度。然而，注意到，前同步码是传输开销，从而较长的前同步码降低传输效率，这不是所期望的。

在数据分组中跟随在前同步码后面的有效载荷或有效载荷部分携带数据。它可以具有1024个码元的有效载荷长度。在接收器上执行模拟以解码具有1024个码元的有效载荷长度和336个码元的前同步码长度的分组。所接收到的分组通过若干个接收器功能被路由，所述接收器功能比如粗略的频率偏移估计、定时同步、精细频率偏移估计、信道估计、信道均衡、频率偏移跟踪和最终码元解调。在24dB信噪比（SNR）处，发现未编码的块误差率（BER）（即没有纠错编码的BER）为0.0016，这与教科书图一致。

图3示出在一些模拟运行中观察的解码的码元的典型星座图。它描绘了64 QAM信号的64个可能的状态内检测到的变化。该图用作参考星座图，其产生令人满意的解码结果，这是因为以下事实：在接收器处可以清楚地分辨或区分64个不同的星座。

尽管BER性能是令人满意的，但是数据分组的传输效率仅为1024/（336+1024），其对应于约75%。净数据传输速率仅为每秒250k码元乘以每码元6位乘以75%，其等于1.125Mbps，与1.5Mbps的最优数据速率相差很远。因此，期望提高传输效率。这可以例如通过将有效载荷长度增加到4096个码元（这导致4096/（336+4096）的效率并且对应于大约92%，从而给出了1.38Mbps的净数据传输速率）来实现。然而，一个重要问题是接收器性能，如下文中所解释。

图4a到4c示出在模拟运行中利用4096个码元的有效载荷长度和常规接收器处理获得的解码的码元星座图的样本。图4a中所示的星座图是对称的并且产生令人满意的BER。另一方面，图4b和4c中所示的星座图被旋转和变形，并且因此导致高BER，因为星座不能在接收器处被清楚地分辨或区分。已经从1000个分组的模拟中发现，平均BER为0.0406，这显著地大于1024个码元的有效载荷长度的情况的BER。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种改进的接收器处理，其显著地减轻旋转和变形的问题，使得甚至可以在高有效载荷长度的情况下实现令人满意的误差率和传输效率。

该目的是通过如权利要求1所述的装置、如权利要求10所述的方法和如权利要求11所述的计算机程序产品实现的。

相应地，提供跟踪处理以支持长有效载荷。当前同步码到达时，执行频率偏移估计和信道估计。由于有限的前同步码长度的原因，对于这两个估计而言，存在估计误差，从而导致残留频率偏移和残留信道增益的存在。然而由于分段、频率跟踪和附加的信道增益跟踪的原因，可以减少残留频率偏移和由频率偏移补偿引入的附加的相移。因此，组合的信道增益跟踪和频率偏移跟踪导致残留频率偏移和残留信道增益两者均减少，使得可以消除由长有效载荷长度引起的失控（runaway）问题并且可以保持良好的误差率。

根据第一方面，所述分段的每一个可以包括预定数量的码元，其中分割器（partitioner）可以适于丢弃有效载荷部分的不足以形成分段的剩余码元。该措施提供了以下优点：可以选择任何分段长度，而不管有效载荷部分的总长度如何。

根据可以与第一方面组合的第二方面，跟踪处理器可以基于在先前分段中获得的残留频率偏移和残留信道增益的估计，而适于对分段的码元进行频率偏移补偿和信道均衡，从而获得因而产生的信道均衡的码元。从先前分段获得的结果的该连续使用可以确保连续减少残留频率偏移和残留信道增益。

根据可以与第一和第二方面中任意一个组合的第三方面，跟踪处理器可以适于解调因而产生的信道均衡的码元并使用该解调的码元用于消除因而产生的信道均衡的码元的调制。由此，残留调制可以从因而产生的信道均衡的码元消除。

根据可以与第一到第三方面中任意一个组合的第四方面，跟踪处理器可以适于使用分段的预定数量的调制消除的码元用于频率偏移跟踪或信道增益跟踪。这提供了以下优点：在有效载荷部分期间，时间留给计算或其它处理。

作为实例，预定数量的调制消除的码元可以位于分段的开始处。

根据可以与第一到第四方面中任意一个组合的第五方面，跟踪处理器可以包括迫零均衡器。

根据可以与第一到第四方面中任意一个组合的第六方面，跟踪处理器可以包括最小均方误差均衡器，其中所述估计器（estimator）可以适于基于前同步码部分估计信噪比，该信噪比被提供给最小均方误差均衡器。该均衡器可以降低由其它类型的均衡器提供的噪声增强效应。在此情况下，跟踪处理器可以适于基于每个分段的预定数量的码元执行信噪比估计，并且适于存储估计结果，以便用于在当前分段之后接收的码元。

注意到，所述装置可以在用于任意种类的数据分组的接收器或收发器中提供并且可以被实现为具有分立硬件组件的分立硬件电路、实现为集成芯片、实现为芯片模块的布置或实现为在存储器中存储的、写在计算机可读介质上的或从诸如因特网之类的网络下载的软件例程或程序控制的信号处理设备或芯片。

下面将定义其他的有利实施例。

附图说明

现在将基于参照附图的实施例通过实例方式描述本发明，在附图中：

图1示出BCC系统的示意性电极布置；

图2示出有效载荷部分分割成多个分段的数据分组的示意性表示；

图3示出针对短有效载荷长度情况的解码的码元的星座图；

图4a到4c示出针对通过常规接收器处理获得的长有效载荷长度的解码的码元的星座图；

图5a到5c示出针对根据本发明的一个实施例的长有效载荷长度和跟踪处理的情况的解码的码元的星座图；

图6示出根据本发明的第一实施例的跟踪处理的示意性流程图；

图7示出根据第一实施例的接收器的示意性框图；

图8示出如在第二实施例中修改的流程图部分；以及

图9示出根据第三实施例的跟踪处理器的示意性框图。

具体实施方式

现在将基于用于BAN中或医学植入物与人体外的设备之间通信的接收器处理描述本发明的各种实施例。当然，本发明还可以应用于与上述特定应用不相关的其他类型的通信。

在现有的实施例中，期望通信是基于分组的。分组由前同步码和有效载荷字段组成。该前同步码是一种开销。在高速率传输中，增加有效载荷长度是重要的，以便最大化传输效率。而且，期望将高速数据传输包括在IEEE 802.15.6标准中。作为实例，这种通信可以用于智能纺织品，其使得服装和衣服能够在表面上显示运动图像和生动的视频。利用高速BAN，消耗带宽的视频图案可以从身体上的中心枢纽传输到显示元件，而无需在服装内嵌入笨重的、高等级电缆或线缆。其他实例可以在医学植入物的领域内。医学植入物需要与人体外部的设备（已知为程序器）无线通信。一些医学植入物应用（比如内窥镜检查术）需要程序器与植入物之间的高速链路。然而，再次强调，所提出的接收器处理是有用的且适用于所有应用领域的通信且绝不限于医学领域。

图4b和4c中的星座图的非期望的旋转和变形不仅是残留频率偏移的结果，而且是（后均衡）残留信道增益的结果。当前同步码到达时，执行频率偏移估计和信道估计。然而，由于有限的前同步码长度的原因，对于这两个估计而言存在估计误差，从而导致残留频率偏移和残留信道增益的存在。现在以减少残留频率偏移的目的，频率偏移补偿的每次执行向信号引入附加的相移。该附加相移有效地被吸收到残留信道增益中，从而使该误差越来越大。如果分组的有效载荷部分是长的，则该误差可能失控，从而导致大量的解码误差并且因此导致很高的误差率。

根据下面的实施例，引入附加的信道增益跟踪，使得频率偏移跟踪和信道增益跟踪可以一起应用到有效载荷部分。由此，可以减少残留频率偏移和残留信道增益并且可以减轻失控问题，从而使良好的误差率得以保持。

在一些实施例中，提供跟踪处理，其中当接收器接收到数据分组的有效载荷时跟踪开始。该有效载荷被分割或划分成多个分段，每个分段具有N_{TR--_seg}个码元的长度。

图2示出指示具有前同步码P和有效载荷PL的数据分组的示意图，该数据分组被分割成多个分段S_i，它们包括码元s₁到s_m。每个分段的码元可以进一步划分成预定数量的第一码元s₁到s_n和预定数量的剩余码元s_n+1到s_m。在跟踪的过程中，在分段之后有效载荷PL末端处剩余的且不足以形成分段的码元可以丢弃，但是仍然可以实现频率偏移补偿和信道均衡（基于残留信道增益的知晓）。图2示出指示丢弃的码元的丢弃部分D。

所提出的与频率偏移跟踪一起应用的附加信道增益跟踪显著地减少（lessen）了旋转和变形的问题。即使有效载荷长度增加到例如4096个码元，也可以实现令人满意的BER。结果，可以实现超过90%的传输效率。

图5a到5c示出当有效载荷长度为4096个码元且所提出的跟踪处理被应用时解码的码元的星座图。显然，该星座图是对称的并且没有变形。因此，使用64 QAM方案传输的信息可以在接收器侧被清楚地分辨和解调。模拟结果示出，BER为0.0009，这与针对1024的有效载荷长度的情况获得的BER一致。然而，所提出的跟踪方案在使用超过4096个码元的有效载荷长度的情况下也是有效的。甚至在有效载荷长度高达65536个码元时，也可以获得足够的BER。

图6示出根据第一实施例的跟踪处理的流程图。

当接收器接收具有有效载荷部分的分组时，该有效载荷部分被分割成多个分段（步骤S101），其中每个分段具有预定长度。在步骤S102中，丢弃有效载荷部分末端处剩余的且不足以形成分段的码元。随后，在步骤S103中，估计每个分段的残留频率偏移和残留信道增益。注意到，步骤S103可以在接收到分段时执行。它没有必要因首先完成S102而被延迟。

在步骤S104中，频率偏移补偿和信道均衡被应用于每个分段的码元。这是通过使用先前分段中获得的残留频率偏移和残留信道增益的估计来实现的。在步骤S105中解调因而产生的信道均衡的码元，以获得N_{TR--_seg}个解调的码元。这些解调的码元在步骤S106中被用于消除N_{TR--_seg}个信道均衡的码元中的调制。随后，在步骤S107中，存储每个分段的某些预定的调制消除的码元。这些可以是前N_sym4TR个调制消除的码元，其中N_sym4TR≤N_{TR--_seg}。在步骤S108中，所述预定的调制消除的码元被用于估计每个分段的残留频率偏移。该估计随后在步骤S109中被用于对于所述N_sym4TR个调制消除的码元进行频率偏移补偿。因而产生的码元随后在步骤S110中被用于估计每个分段的残留信道增益。随后在步骤S111中存储所述估计结果。最后，在步骤S112中，所存储的当前分段的估计被用于补偿和均衡在当前分段之后接收到的码元。

注意到，上述处理可以针对每个分段并行执行或逐分段地串行执行。

图7示出用于所提出的跟踪过程的接收器处理块的示意性框图。在估计块或估计单元或估计器220中，基于接收的数据分组的前同步码部分执行频率偏移估计和信道估计。随后，数据分组被提供给分段块或分段单元或分段器230，其中其有效载荷部分被划分或分割成多个恒定或各种长度的分段。这些分段随后串行地或并行地提供给跟踪处理器240，其中所提出的具有信道增益跟踪和频率偏移跟踪的跟踪处理被一起应用到每个分段的码元。

在下文中，基于相应的单独处理所基于的公式更详细地解释图6的上述跟踪步骤。贯穿下面的讨论，变量n、q和m通过以下公式彼此相关：

n = qN _{TR_seg}  + m                                     (1)

其中q和m分别为n除以N_{TR--_seg}的商和余数。

假定r_n为有效载荷的第n个接收的复数值码元（其中n=0,1,…）且通信信道（例如MICS带通信信道）被认为是具有加性宽高斯噪声（AWGN）的单路信道，则所接收的码元由下式给出：

               (2)

其中1/T_s为码元传输速率，s_n为有效载荷中第n个传输的数据码元，δf _off  为频率偏移，g _ch  为复数值信道增益，且η_n为复噪声和干扰。进一步假设，在接收到有效载荷之前，接收器基于接收的前同步码的观察（例如在图7的估计器220中）知晓估计的频率偏移

和估计的信道增益。

注意到，假设所接收的码元是在接收的信号通过匹配滤波处理之后获得，这使得所接收的码元速率等于传输的数据码元的速率。也就是说，在与传输的数据序列比较时，在接收的码元序列中不存在过采样。

考虑第q个分段，其中q

{0,1,2,…}。令

q ≥ 1,              (3)

且    

                 (4)

其中

 表示

 的估计。令

 q ≥ 1,                (5)

且

                                  (6)

其中

表示的估计。通过依照下面所述的跟踪处理，可以显示和

分别为在第q个分段开始处的补偿和均衡之后接收的码元的残留频率偏移和残留信道增益。

在图6的步骤S104中，执行补偿和均衡。r_n的补偿和均衡的输出（表示为Θ_n）由下式给出：

                      (7)

其中

    （8）描述了频率偏移补偿，

    （9）对应于用于信道均衡的因数，且

      （10）

对应于用于第（q-1）个分段中由残留频率偏移引入的相移的补偿，其归因于

的最近可用性。

图6的步骤S105中的解调可以通过任何已知的解调规则执行以估计传输的码元。对于接收的码元r_n，估计的传输的码元由

表示。图6的步骤S106可以通过根据下面的公式计算调制消除的码元来执行：

            （11）

在图6的步骤S107中，存储针对第q个分段获得的调制消除的码元的前N_sym4TR个值（i=0,1,…, N_sym4TR-1）。这些值用于后续步骤。

在图6的步骤S108中，基于调制消除的码元的所获得的N_sym4TR个值估计残留频率偏移

。因而产生的估计对应于

。可以使用的一种已知的频率偏移估计算法是例如在M.Luise和R.Reggiannini的 "Carrier frequency recovery in all-digital modems for burst-mode transmissions", IEEE Transactions on Communications, vol. 43, pp. 1169-1178, Feb./Mar./Apr.1995中描述的Luise-Reggiannini方法。当然，其他频率偏移估计算法也可以使用。

在图6的步骤S109中，针对

的补偿在步骤S107中所获得的码元

的块中执行。第i个补偿的码元

由下式给出

              （12）

在图6的步骤S110中，估计信道增益

。该估计

由下式给出

             （13）

在图6的步骤S111中，所获得的

和的值被存储在存储器中以用于针对在第（q+1）个分段及其后的分段中接收的码元的频率偏移补偿和信道均衡。

上述第一实施例的跟踪处理器240中使用的信道均衡器可以是迫零均衡器。在这种迫零均衡器中，输入信号乘以通过其接收输入信号的特定信道的信道响应或信道传递函数的倒数。这旨在从接收的信号消除信道的影响，比如码元间干扰（ISI）。然而，当信道是有噪声的时，在信道响应在试图完全反转信道过程中的信道响应具有小幅度的频率处，迫零均衡器可能极大地放大噪声。因此，迫零均衡器可能增强噪声。

在下述第二实施例中使用更平衡的线性均衡器，比如最小均方误差均衡器（MMSE均衡器），其通常不完全去除ISI，而是最小化输出信号中噪声和ISI分量的总功率。因此，这种线性均衡器可以减少噪声增强效应。更特别地，第二实施例可以通过修改图6的第一实施例的一些步骤并添加图8中所示的两个步骤S112a和S113来获得。

对于MMSE均衡器，需要知晓信噪比（SNR）。因此，假设除了和

之外，在接收到有效载荷之前，基于对接收的前同步码的观察，可以额外地知晓估计的SNR。注意到，

表示根据接收的前同步码估计的SNR（例如在图7的估计器220中）。

和

的表达分别遵循公式（3）和（4）。

和

的表达被修改为（14）：

其中q≥1，且

              （15）

其中稍后要被详细说明的

是根据第m个分段中的码元来估计的SNR。

在图6的步骤S104中，执行频率偏移补偿和信道均衡。可以使用公式（7）、（8）和（10），而（9）被修改为公式（16）：

第一公式用于q≥1，而第二公式用于q=0。

步骤S105到S111与第一实施例中的这些步骤相同，这里不再重复。

在图8的附加步骤S112a中，基于 

执行SNR估计，i=0,1,…,N_sym4TR-1。存在估计SNR的超过一种的方法。一种方法是：

                （17）

此外，在图8的步骤S113中，

 被传送到存储器以用于针对在当前分段后接收的码元的频率偏移估计和信道均衡。

图9示出跟踪处理器（例如图7中的跟踪处理器240）的示意性框图。图9中的块可以对应于分立的硬件电路或对应于在跟踪处理器中运行的处理例程的处理块。

接收到的码元s_rec被提供给频率偏移补偿（FOC）和信道均衡（CE）电路或功能20，并且该电路的输出被提供给解调电路或功能（DEM）30并且并行地提供给调制消除电路或功能（MR）40，其中解调的码元s_dem被用作解调消除电路或功能40的输入。调制消除的码元被提供给用于存储分段的调制消除的码元的缓冲器级（B）50。缓冲器50中存储的调制消除的码元被并行地提供给频率偏移估计电路或功能（FOE）60并提供给频率偏移补偿电路或功能（FOC）70。频率偏移估计电路或功能60的输出被提供给存储器（MEM）10以存储频率偏移的估计、信道增益和（可选地）SNR，以及提供给频率偏移补偿电路或功能70。

此外，频率偏移补偿电路或功能70的输出被提供给信道增益估计电路或功能（CGE）80并且提供给可选的SNR估计电路或功能90，信道增益估计电路或功能80的输出也被提供给可选的SNR估计电路或功能90。信道增益估计电路或功能80和可选的SNR估计电路或功能90的输出值也被存储在存储器10中。存储在存储器10中的值或参数被用作到频率偏移补偿和信道均衡电路或功能20的输入。

图9中所示的跟踪处理器可以用于依照图6和8中所示的过程操作。

注意到，上述跟踪处理和处理器可以在任何其中处理具有前同步码部分和有效载荷部分的数据分组的数据接收器中应用。特定的实现方式是在BAN中和在医学植入物与外部装备之间的通信。

总之，本发明涉及用于增强数据接收的装置、方法和计算机程序产品，其中通过引入与频率偏移跟踪一起应用到有效载荷数据的附加信道增益跟踪增强跟踪过程以支持长有效载荷。由此，减少了残留频率偏移和残留信道增益。

尽管已经在附图和前述说明书中详细图示和描述了本发明，但是这种图示和描述被认为是说明性的或示范性的而非限制性的。本发明不限于所公开的实施例。对本领域技术人员而言，通过阅读本公开，将清楚其他修改。这样的修改可以涉及本领域已知的且可以代替本文已经描述的特征或除了本文已经描述的特征之外使用的其他特征。

本领域技术人员通过研究附图、公开和所附权利要求能够理解并实现对所公开的实施例的变型。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”不排除多个元件或步骤。单个处理器或其他单元可以基于对应于的软件例程履行至少跟踪过程的功能，例如如结合图6-9所描述。所述计算机程序可以存储/分布在诸如光学存储介质或与其他硬件一起提供或作为其他硬件一部分提供的固态介质之类的适当介质中，但也可以以其他形式分发，比如经由因特网或其他有线或无线电信系统分发。在相互不同的从属权利要求中叙述某些措施的起码实施并不表示这些措施的组合不能被有利地使用。权利要求中的任何附图标记不应当解释为限制其范围。

Claims (12)

1.一种装置，包括：

a）估计器（220），用于基于接收的数据分组的前同步码部分执行频率偏移和信道估计；

b）分割器（230），用于将所述接收的数据分组的有效载荷部分分割成多个分段；以及

c）跟踪处理器（240），用于基于所述有效载荷部分的所述分段应用频率偏移跟踪和信道增益跟踪，以减少由所述频率偏移和信道估计引起的残留频率偏移和残留信道增益。

2.根据权利要求1的装置，其中所述分段的每一个包括预定数量的码元，并且其中所述分割器（230）适于丢弃所述有效载荷部分的、不足以形成分段的剩余码元。

3.根据权利要求1的装置，其中基于在先前分段中获得的残留频率偏移和残留信道增益的估计，所述跟踪处理器（240）适于对分段的码元进行频率偏移补偿和信道均衡，从而获得因而产生的信道均衡的码元。

4.根据权利要求3的装置，其中所述跟踪处理器（240）适于解调所述因而产生的信道均衡的码元并使用该解调的码元用于消除所述因而产生的信道均衡的码元的调制。

5.根据权利要求4的装置，其中所述跟踪处理器（240）适于使用分段的预定数量的调制消除的码元用于所述频率偏移跟踪和所述信道增益跟踪。

6.根据权利要求5的装置，其中所述预定数量的所述调制消除的码元位于所述分段的开始处。

7.根据权利要求1的装置，其中所述跟踪处理器（240）包括迫零均衡器。

8.根据权利要求1的装置，其中所述跟踪处理器包括最小均方误差均衡器，其中所述估计器适于基于所述前同步码部分估计信噪比，所述信噪比被提供给所述最小均方误差均衡器。

9.根据权利要求8的装置，其中所述跟踪处理器（240）适于基于每个分段的预定数量的码元执行信噪比估计，并且存储所述估计的结果，以用于在当前分段之后接收的码元。

10.一种方法，包括：

a）基于接收的数据分组的前同步码部分执行频率偏移和信道估计；

b）将所述接收的数据分组的有效载荷部分分割成多个分段；以及

c）基于所述有效载荷部分的所述分段应用频率偏移跟踪和信道增益跟踪，以减少由所述频率偏移和信道估计引起的残留频率偏移和残留信道增益。

11.一种计算机程序产品，包括代码装置，其适于当运行在计算设备上时产生方法权利要求10的步骤。

12.一种身体区域网络的接收器设备，所述接收器设备包括根据权利要求1的装置。

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