KR100606112B1 - 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 채널 추정 장치및 방법 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 채널 추정 장치및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서, 수신 신호에서 기준 신호를 검출하고, 주파수 영역의 상기 기준 신호를 역고속 푸리에 변환하여 시간 영역의 신호로 변환하고, 상기 시간 영역의 기준 신호에서 미리 설정된 시간 구간에 상응하는 신호만을 검출한 후, 상기 설정 시간 구간에 상응하게 검출된 신호를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역의 신호로 변환하고, 상기 고속 푸리에 변환된 주파수 영역 신호로부터 채널 추정 정보를 추출하여 채널을 추정하거나; 혹은 수신 신호에서 기준 신호를 검출하고, 주파수 영역의 상기 기준 신호를 미리 설정된 주파수 영역에 상응하게 필터링한 후, 상기 필터링된 신호를 사용하여 채널 추정 정보를 검출하고, 상기 채널 추정 정보에 상응하게 채널을 추정한다.
채널 추정기, IFFT, FFT, 밴드 패스 필터

Description

직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 채널 추정 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CHANNEL ESTIMATION IN AN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 일반적인 직교 주파수 분할 다중 방식의 송수신기의 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 2는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDM 통신 시스템의 수신기의 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 3은 본 발명에 따른 채널 추정기에 입력된 임의의 신호를 변환하여 시간 영역에서의 신호로 도시한 도면
도 4a는 본 발명의 실시예에 따른 채널 추정기의 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 4b는 본 발명의 다른 실시예에 따른 채널 추정기의 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 효율적인 채널 추정을 수행하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식 및 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'라 칭하기로 한다) 방식은 유무선 채널에서 고속 데이터 전송에 적합한 방식으로 최근 활발히 연구되고 있다. 상기 OFDM 방식 및 OFDMA 방식은 다중 접속 면에서만 상이할 뿐 거의 유사한 구조를 가지므로 상기 OFDM 방식을 일예로 하여 설명하기로 한다.
상기 OFDM 방식은 상호 직교성을 갖는 복수의 부반송파(sub-carrier)를 사용하므로 주파수 이용 효율이 높고, 송수신단에서 이러한 복수의 부반송파를 변복조하는 과정은 각각 역 이산 푸리에 변환(IDFT: Inverse Discrete Fourier Transform, 이하 'IDFT'라 칭하기로 한다)과 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform, 이하 'DFT'라 칭하기로 한다)를 수행한 것과 동일한 결과를 얻을 수 있어 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하'IFFT'라 칭하기로 한다)과 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform, 이하 'FFT' 라 칭하기로 한다)을 사용하여 고속으로 구현할 수 있다.
한편, 심벌(symbol) 주기가 짧은 고속 데이터 전송시에 상기 다수의 부반송파들을 사용하는 방식이 아닌 단일 반송파(single carrier)를 사용하는 단일 반송파 방식을 사용하게 되면, 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference)이 심해지 기 때문에 왜곡이 증가하게 되어 수신단의 등화기(equalizer)의 복잡도가 증가된다. 따라서, 상기 단일 반송파 전송 방식에서의 등화 문제를 해결하기 위한 대안으로도 상기 OFDM 방식이 적극적으로 사용되고 있다.
상기 OFDM 방식은 다수의 반송파들을 사용하는 다수 반송파 전송 방식의 일종으로서, 하나의 데이터 스트림(data stream)을 낮은 전송률의 다수의 부반송파(Subcarrier)들을 이용하여 전송한다. 결국 상기 OFDM 방식은 고속의 데이터 스트림을 다수의 저속의 스트림들로 분할하여, 다수의 부반송파들을 사용하여 동시에 전송하는 방식이다. 그러면 여기서 도 1을 참조하여 상기 OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)의 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 1은 일반적인 OFDM 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 1에는, 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기와 수신기 구조가 도시되어 있으며, 첫 번째로 상기 송신기 구조에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, 전송하고자 하는 사용자 데이터 비트(user data bits) 및 제어 데이터 비트(control data bits)가 발생하면, 상기 사용자 데이터 비트 및 제어 데이터 비트는 부호화기(102)로 입력된다. 여기서, 상기 사용자 데이터 비트 및 제어 데이터 비트를 '정보 데이터 비트(Information data bits)'라고 칭하기로 한다. 부호화기(102)에서는 상기 정보 데이터 비트를 입력 받아 부호화기에 미리 적용된 설정 코딩(Coding) 방식으로 코딩한 후 심벌 매핑기(104)로 출력한다. 여기서, 상기 코딩 방식은 소정 코딩 레이트(coding rate)를 가지는 터보 코딩(turbo coding)방식 혹은 컨볼루셔널 코딩(convolutional coding) 방식 등이 될 수 있다.
상기 심벌 매핑기(104)는 상기 부호화기(102)에서 출력한 코딩된 비트(coded bits)를 미리 설정되어 있는 설정 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌로 생성한 후 직렬/병렬 변환기(112)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 일예로, BPSK(Binary Shift Keying) 방식, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식, 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 그리고 64QAM(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 등이 사용된다.
상기 직렬/병렬 변환기(106)는 상기 심벌 매핑기(104)에서 출력하는 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 파일럿 심벌 삽입기(108)로 출력한다. 병렬 변환된 변조 심벌들에 파일럿 심벌들을 삽입한 후 상기 IFFT기(110)로 출력한다. 상기 파일럿 심벌 삽입기(108)는 상기 직렬/병렬 변환기(106)에서 출력한 병렬 변환된 변조된 심벌들에 파일럿 심벌들을 삽입한 후 상기 IFFT기(110)로 출력한다. 상기 IFFT기(110)는 상기 파일럿 심벌 삽입기(108)에서 출력한 신호를 입력하여 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(112)로 출력한다.
상기 병렬/직렬 변환기(112)는 상기 IFFT기(110)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 보호 구간 삽입기(114)로 출력한다. 상기 보호 구간 삽입기(114)는 상기 병렬/직렬 변환기(112)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(116)로 출력한다. 여기서, 상기 보호 구간은 상기 OFDMA 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 간섭을 제거하기 위해서 삽입된다. 또한, 상기 보호 구간은 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플(smaple)들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 "Cyclic Prefix" 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 심벌들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 "Cyclic Postfix" 방식 중 어느 한 방식으로 삽입된다.
상기 디지털/아날로그 변환기(116)는 상기 보호 구간 삽입기(114)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(118)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(118)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(116)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 에어(air)상으로 전송한다.
두 번째로, 상기 수신기 구조에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, 상기 송신기에서 송신한 신호는 다중 경로 채널(multipath channel) 등과 같은 실제 무선 채널 환경을 겪고 잡음(noise) 성분이 가산된 형태로 상기 OFDM 통신 시스템의 수신기의 안테나를 통해 수신된다. 상기 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 RF 처리기(122)로 입력되고, 상기 RF 처리기(122)는 상기 안테나를 통해 수신된 신호를 중간 주파수(IF: Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후 아날로그/디지털 변환기(analog/digital converter)(124)로 출력한다. 상기 아날로그/디지털 변환기(124)는 상기 RF 처리기(122)에서 출력 한 아날로그 신호를 디지털로 변환한 후 보호 구간 제거기(guard interval remover)(126)로 출력한다.
상기 보호 구간 제거기(126)는 상기 아날로그/디지털 변환기(124)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 제거한 후 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(128)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(128)는 상기 보호 구간 제거기(126)에서 출력한 직렬 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform，이하 "FFT"라 칭하기로 한다)기(130)로 출력한다. 상기 FFT기(130)는 상기 직렬/병렬 변환기(128)에서 출력한 신호를 N-포인트 FFT를 수행한 후 등화기(136) 및 파일럿 심벌 추출기(132)로 출력한다. 상기 등화기(136)는 상기 FFT기(130)에서 출력한 신호를 입력하여 채널 등화(channel equalization)한 후 상기 병렬/직렬 변환기(138)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(138)는 상기 등화기(136)에서 출력한 병렬 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 심벌 디매핑기(140)로 출력한다.
한편, 상기 FFT기(130)에서 출력한 신호는 상기 파일럿 심벌 추출기(132)로 입력되고, 상기 파일럿 심벌 추출기(132)는 상기 FFT기(130)에서 출력한 신호에서 파일럿 심벌들을 검출하고, 상기 검출한 파일럿 심벌들을 채널 추정기(134)로 출력한다. 상기 채널 추정기(134)는 상기 파일럿 심벌 추출기(132)에서 출력한 파일럿 심벌들을 이용하여 채널 추정을 수행하고, 상기 채널 추정 결과를 상기 등화기(136)로 출력한다. 그리고, 단말 수신기는 상기 채널 추정기(134)의 채널 추정 결과에 상응하는 채널 품질 정보(Channel Quality Information; 이하 'CQI'라 칭하기 로 한다)를 생성하고, 상기 생성된 CQI를 채널 품질 정보 송신기(도시하지 않음)를 통해 송신기로 송신한다.
상기 심벌 디 매핑기(140)는 상기 병렬/직렬 변환기(138)에서 출력한 신호를 해당하는 복조 방식으로 복조한 후 상기 복호화기(142)로 출력한다. 상기 복호화기(142)는 상기 심벌 디매핑기(140)에서 출력한 신호를 해당하는 디코딩(decoding) 방식으로 디코딩한 후 최종 수신 정보 데이터를 출력한다. 여기서 상기 복조 방식 및 복호 방식은 상기 송신기가 적용한 변조 방식 및 코딩 방식과 대응되는 복조 방식 및 복호 방식이다.
한편, 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 부반송파들의 수를 N이라고 가정하면, 상기 FFT기(130)에서 출력하는 신호는 하기 수학식 1과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112004032346242-pat00001
상기 수학식 1에서, H(k)는 시간 영역(time domain)에서의 채널 응답(channel response) h[n]의 N-포인트(point) DFT된 값을 의미한다. 상기 s(k)는 수신기에서 수신한 수신 신호를 의미하고, w(k)는 전송 경로 상의 잡음을 의미한다. 상기 수신 신호 s(k)를 복조하기 위해서는 H(k)를 추정해야만 하는데, 이를 위해서 송신기에서는 송신 신호에 파일럿 심벌을 삽입하여 송신한다.
그러면, 상기 OFDM 시스템의 수신기는 상기 파일럿 심벌을 사용하여 채널 추 정을 수행한다. 만일, 상기 OFDM 통신 시스템이 아닌 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'OFDMA 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)이라면 상기 OFDMA 통신 시스템의 수신기는 신호 대 간섭 비(SINR: Signal to Interference Noise Ratio) 정보까지 추정하여 상기 OFDMA 통신 시스템의 송신기로 송신하게 된다.
상기 OFDM 통신 시스템에서 상기 송신기를 기지국이라 하고, 상기 수신기를 단말기라고 가정하기로 한다. 이하, 다수개의 기지국들과 다수개의 단말기들로 구성되어 있는 OFDM 통신 시스템에서 상기 단말기들 중의 임의의 단말기를 '단말기 1'이라고 칭하기로 한다. 이때 상기 단말기 1에 상호 간섭을 일으키는 기지국들의 수를 K-1이라 가정하고, 부반송파들의 수를 N이라 가정하면 상기 단말기 1의 수신 신호는 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004032346242-pat00002
상기 수학식 2에서
Figure 112004032346242-pat00003
는 상기 단말기 1의 수신 신호를 의미하고,
Figure 112004032346242-pat00004
는 상기 단말기 1에 서비스를 제공하는 서빙 기지국(serving BS), 일예로 기지국 1과 단말기 1간의 k번째 부반송파에서의 채널 응답을 의미한다. 상기 단말기 1의 수신신호에서
Figure 112004032346242-pat00005
는 상기 단말기 1이 실제 서비스 받지 않는 타 기지국들, 즉 상기 기지국 1을 제외한 기지국들로부터 수신하는 간섭 신호를 의미하며, 상기
Figure 112004032346242-pat00006
는 상기 단말기 1에 간섭 성분으로 작용한다. 상기의 간섭이 증가하게 되면 채널 추정에서 오차가 커지게 된다.
그러면, 여기서 상기 k번째 부반송파의 채널 추정치를
Figure 112004032346242-pat00007
로 표현하기로 하며, 상기 채널 추정치는
Figure 112004032346242-pat00008
로 주어진다. 그리고, 시간영역의 채널 응답 h[n]은 FFT연산을 수행하게 되고, 결국
Figure 112004032346242-pat00009
가 된다. 그리고, 상기 k번째 부반송파의 채널 추정치
Figure 112004032346242-pat00010
와 시간영역의 채널 응답 h[n]을 FFT 연산한 FFT(h[n])은 하기 수학식 3에 나타낸 바와 같은 상관 관계를 가진다.
Figure 112004032346242-pat00011
일반적인 채널 추정 알고리즘들에서 상기 수학식 3에 나타낸 바와 같은 상관관계 특성을 사용하고 있다.
또한 상기 채널 추정기(134)에 사용되는 채널 추정 방법으로는 선형 보간법(Linear Interpolation)과 ML(Maximum Likelihood, 이하 'ML' 이라 칭하기로 한다) 채널 추정 방법과, MMSE(Minimum Mean Squared Error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 한다) 방법 등이 있다.
상기 선형 보간법을 설명하면, 우선 미리 설정된 개수의 , 일 예로
Figure 112004032346242-pat00012
개의 연속된 부반송파들이 동일한 코히어런스(coherence) 대역폭에 속한다고 가정한다. 이때, 상기 부반송파들에 대응하는 각 부채널 추정치들을 상기 수학식 3을 사용하여
Figure 112004032346242-pat00013
라고 표현하기로 한다. 그래서 상기 선형 보간법은 각 채널들에 대하여 상기와 같은 채널 추정치들의 평균을 취하여 최종 채널 값을 결정하는 방법이다.
다음으로 상기 ML 채널 추정 방법과 MMSE 채널 추정 방법에 대해서 설명하기로 한다. 상기 ML 및 MMSE 채널 추정 방법은 일반적으로 2회의 FFT 연산을 수행하게 된다. 즉, 채널 추정기(134) 내부에서 파일럿 심볼을 사용하여 IFFT 연산과 FFT연산을 수행하게 되는 것이다. 즉, 상기 수학식 3의
Figure 112004032346242-pat00014
를 IFFT 연산을 수행하면,
Figure 112004032346242-pat00015
값을 얻을 수 있다. 여기서, 상기 IFFT 연산의 수행결과 시간 영역에서의 채널 길이는 L << N 으로 설계된다. 상기
Figure 112004032346242-pat00016
에 대한 시간 영역 채널 길이 L은
Figure 112004032346242-pat00017
의 채널 길이 N보다 상당히 작은 값을 갖는다.
Figure 112004032346242-pat00018
을 이용하여 추가적인 선형연산 A를 사용하여
Figure 112004032346242-pat00019
을 얻을 수 있다. 그래서 신호
Figure 112004032346242-pat00020
을 FFT연산을 수행하여 최종 채널 추정값
Figure 112004032346242-pat00021
을 얻을 수 있다.
그래서 상기의 ML 채널 추정 방법이나 상기의 MMSE 채널 추정 방법은 상기의 선형 연산 A를 사용하여 채널 추정을 한다. 그런데, 상기 MMSE 채널 추정 방법을 사용한 MMSE 채널 추정기는 채널에 대한 사전 통계 정보를 필요로 하기 때문에 그 복잡도로 인해 사용 빈도가 낮은 편이고, 상기 ML 채널 추정 방법을 사용한 ML 채 널 추정기와 그 구조가 유사하다.
그리고 상기 ML 채널 추정기에서는 기본적으로 2번의 N-포인트 FFT 연산, 즉 IFFT 연산과 FFT 연산이 수행된다. 이때 상기 N-포인트 FFT기의 구현에 따라서 상기 ML 채널 추정기 복잡도가 결정된다. 그래서 채널 추정기의 N-포인트 FFT연산에 따라서 복잡도가 결정된다는 문제점이 있었다. 또한 상기 OFDM/OFDMA 시스템에서는 부반송파의 수가 N = 1024, 2048 등과 같이 크기 때문에 채널 추정기의 구현이 용이하지 못한 문제점이 있었다. 또한 상기 N-포인트 FFT기의 구현에 있어서 양자화 오차 각에 비례하여 증가하므로, 이를 보상하기 위해서는 큰 데이터 폭(data width)을 가지는 고정 포인트의 구현이 필요하게 된다. 이때 상기의 고정 포인트 구현은 단말기의 복잡도를 증가시킨다는 문제점이 있었다.
따라서, 본 발명의 목적은 OFDM 통신 시스템에서 채널 추정을 수행하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 OFDM 통신 시스템에서 연산량 및 하드웨어 복잡도를 최소화시키는 채널 추정 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은,
직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 채널 추정 방법에 있어서, 수신 신호에서 기준 신호를 검출하고, 주파수 영역의 상기 기준 신호를 역고속 푸리에 변환하여 시간 영역의 신호로 변환하는 과정과, 상기 시간 영역의 기준 신호에서 미 리 설정된 시간 구간에 상응하는 신호만을 검출하는 과정과, 상기 설정 시간 구간에 상응하게 검출된 신호를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역의 신호로 변환하고, 상기 고속 푸리에 변환된 주파수 영역 신호로부터 채널 추정 정보를 추출하고, 상기 채널 추정 정보에 상응하게 채널을 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 방법은,
직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 채널 추정 방법에 있어서, 수신 신호에서 기준 신호를 검출하고, 주파수 영역의 상기 기준 신호를 미리 설정된 주파수 영역에 상응하게 필터링하는 과정과, 상기 필터링된 신호를 사용하여 채널 추정 정보를 검출한 후, 상기 채널 추정 정보에 상응하게 채널을 추정하는 것을 특징으로 한다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는,
직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 채널 추정 장치에 있어서, 수신 신호에서 기준신호를 검출하여 주파수 영역의 상기 기준신호를 시간 영역의 신호로 변환하는 역 고속 푸리에 변환기와, 상기 시간 영역의 기준 신호에서 미리 설정된 시간 구간에 상응하는 신호만을 검출하는 영 삽입기와, 상기 설정 시간 구간에 상응하게 검출된 신호를 소정의 시간 영역의 신호를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역의 신호로 변환하는 고속 푸리에 변환기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 장치는, 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 채널 추정 장치에 있어서, 수신 신호에서 기준 신호를 검출하고, 주파수 영역의 상기 기준 신호를 미리 설정된 주파수 영역에 상응하게 필터링 하는 필터를 포함함을 특징으로 한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식 혹은 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'OFDM 통신 시스템' 혹은 'OFDMA 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서의 채널 추정 장치 및 방법을 제안한다. 그리고, 본 발명에서는 수신기에서의 채널 추정을 위한 채널 추정 장치 및 방법을 고려하으므로 송신기 구조에 대해서는 그 구체적인 설명을 생략하기로 하며, 상기 종래 기술 부분에서 설명한 일반적인 OFDM 통신 시스템의 송신기의 구조와 동일하다고 가정하기로 한다.
도 2는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDM 통신 시스템의 수신기의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 송신한 신호는 다중 경로 채널(multipath channel) 등과 같은 실제 무선 채널 환경을 겪고 잡음 (noise) 성분이 가산된 형태로 상기 OFDM 통신 시스템의 수신기의 안테나를 통해 수신된다. 상기 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 RF 처리기(222)로 입력되고, 상기 RF 처리기(222)는 상기 안테나를 통해 수신된 신호를 중간 주파수(IF: Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후 아날로그/디지털 변환기(analog/digital converter)(124)로 출력한다. 상기 아날로그/디지털 변환기(224)는 상기 RF 처리기(222)에서 출력한 아날로그 신호를 디지털로 변환한 후 보호 구간 제거기(guard interval remover)(226)로 출력한다.
상기 보호 구간 제거기(126)는 상기 아날로그/디지털 변환기(224)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 제거한 후 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(228)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(228)는 상기 보호 구간 제거기(226)에서 출력한 직렬 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform，이하 "FFT"라 칭하기로 한다)기(230)로 출력한다. 상기 FFT기(230)는 상기 직렬/병렬 변환기(128)에서 출력한 신호를 N-포인트 FFT를 수행한 후 등화기(236) 및 파일럿 심벌 추출기(132)로 출력한다. 상기 등화기(236)는 상기 FFT기(230)에서 출력한 신호를 입력하여 채널 등화(channel equalization)한 후 상기 병렬/직렬 변환기(238)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(238)는 상기 등화기(236)에서 출력한 병렬 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 심벌 디매핑기(240)로 출력한다.
한편, 상기 FFT기(230)에서 출력한 신호는 상기 파일럿 심벌 추출기(232)로 입력되고, 상기 파일럿 심벌 추출기(232)는 상기 FFT기(230)에서 출력한 신호에서 파일럿 심벌들을 검출하고, 상기 검출한 파일럿 심벌들을 채널 추정기(234)로 출력한다. 상기 채널 추정기(234)는 상기 파일럿 심벌 추출기(232)에서 출력한 파일럿 심벌들을 이용하여 채널 추정을 수행하고, 상기 채널 추정 결과를 상기 등화기(236)로 출력한다. 이때 상기 채널 추정기(234)는 본 발명의 실시예에 따라서 채널 추정기 내부의 채널 추정 방식을 제안한다. FFT 연산방식을 사용하여 채널 추정을 하는 방법과 밴드 패스 필터(Band Pass Filter)를 사용하여 채널 추정을 하며 상기의 채널 추정 방법은 하기에 설명하기로 한다. 그리고, 단말 수신기는 상기 채널 추정기(234)의 채널 추정 결과에 상응하는 채널 품질 정보(Channel Quality Information; 이하 'CQI'라 칭하기로 한다)를 생성하고, 상기 생성된 CQI를 채널 품질 정보 송신기(도시하지 않음)를 통해 송신기로 송신한다.
상기 심벌 디 매핑기(240)는 상기 병렬/직렬 변환기(238)에서 출력한 신호를 해당하는 복조 방식으로 복조한 후 상기 복호화기(242)로 출력한다. 상기 복호화기(242)는 상기 심벌 디매핑기(240)에서 출력한 신호를 해당하는 디코딩(decoding) 방식으로 디코딩한 후 최종 수신 정보 데이터를 출력한다. 여기서 상기 복조 방식 및 복호 방식은 상기 송신기가 적용한 변조 방식 및 코딩 방식과 대응되는 복조 방식 및 복호 방식이다.
상기의 OFDM 통신 시스템에서 FFT 연산 방식을 사용하는 채널 추정 방법을 설명하기로 한다. 우선 가드밴드(guard band)가 존재하는 경우 IFFT와 FFT의 연산은, 수신신호로부터 사용가능한 부반송파에 대한 정보만을 얻을 수 있다. 이때 상기의 수신신호가 하기의 수학식 4에 나타나있다.
Figure 112004032346242-pat00022
상기 수학식 4의 k는 사용가능한 부반송파의 인덱스를 나타낸 것이다. 여기서 상기 수학식 4를 이용하여 사용가능한 부 반송파에 대한 정보를 얻을 수 있다. 이에 따라서
Figure 112004032346242-pat00023
또한 사용가능한 부 반송파에 대한 정보로 구성된다. 따라서 가드 밴드를 스톱 밴드(Stop Band)로 가지는, 즉 가드 밴드를 제외한 부반송파 신호를 추출하는 이상적 밴드 패스 필터
Figure 112004032346242-pat00024
를 이용하면 모든 부반송파들에 대해 하기의 수학식 5를 얻을 수 있다.
Figure 112004032346242-pat00025
상기의 수학식 5에서는 A(k)H(k)가 모든 데이터 부반송파 채널 정보를 가지고 있으므로, H(k)대신에 A(k)H(k)를 추정하면 송신신호 복조를 수행할 수 있다는 것이다. N-포인트 DFT 계수의 곱은 시간영역에서 N-포인트 컨볼루션(convolution)의 연산으로 나타나며 시간영역에서는 하기의 수학식을 얻을 수 있다.
Figure 112004032346242-pat00026
상기의 수학식 6에서는
Figure 112004032346242-pat00027
을 추정하면 복조에 필요한 정보를 전부 얻는 것과 같다. 상기
Figure 112004032346242-pat00028
은 N-포인트 컨볼루션을 나타낸다.
도 3은 본 발명에 따른 채널 추정기에 입력된 임의의 신호를 변환하여 시간 영역에서의 신호로 도시한 도면이다.
상기 도 3을 참조하면, 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호
Figure 112004032346242-pat00029
로 변환한 도면이다. 또한 상기 도면의 가로 축은 시간 인덱스를 나타낸다. 일반적으로 sinc 함수가 가지는 특성은 그 에너지가
Figure 112004032346242-pat00030
에 집중된다는 것이다. 따라서
Figure 112004032346242-pat00031
의 에너지는
Figure 112004032346242-pat00032
에 나타나게 된다. 이에 따라
Figure 112004032346242-pat00033
역시 h[n]과 같이
Figure 112004032346242-pat00034
의 길이로 근사화 된다. 따라서 가드밴드가 없는 경우에 ML 채널 추정기를 사용하며, 시간영역의 신호,
Figure 112004032346242-pat00035
에서
Figure 112004032346242-pat00036
을 제외한 영역을 0으로 만들어서 상기의 선형연산 A가 대체될 수 있다.
도 4a는 본 발명의 실시예에 따른 채널 추정기의 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 4a를 참조하면, 상기 OFDM 시스템에서 채널 추정기(234) 내부에서 IFFT 연산과 FFT 연산을 수행하여 채널 추정을 하고 상기 채널 추정기(234)에서는
Figure 112004032346242-pat00037
의 주파수 영역의 신호에 대한
Figure 112004032346242-pat00038
, 즉 시간영역의 신호를
Figure 112004032346242-pat00039
과 같은 특정한 대역에서 통과시킨다.
상기의 주파수 영역의
Figure 112004032346242-pat00040
신호가 상기 채널 추정기(234)에 입력되면 IFFT기(402)에서는 상기 주파수 영역의 신호를 시간 영역의
Figure 112004032346242-pat00041
신호 로 변환시켜 영 삽입(Zero-forcing, 이하 Zero-forcing이라 칭하기로 한다)기(404)로 출력한다. 상 기 신호,
Figure 112004032346242-pat00042
는 Zero-forcing기(404)로 입력되어 상기의 특정 영역만을 통과 할 수 있도록 특정 영역을 제외한 영역을 널링(nulling)하여, 즉 0(zero)부호를 삽입하여 FFT기(406)로 출력한다. 상기 Zero-forcing기(404)를 거친 상기
Figure 112004032346242-pat00043
신호는 FFT기(406)로 입력되어
Figure 112004032346242-pat00044
신호를 출력한다. 그래서 상기 FFT기(406)에서 출력된 상기
Figure 112004032346242-pat00045
의 최종 채널 추정값을 사용하여 채널 추정을 하게 된다.
도 4b는 본 발명의 다른 실시예에 따른 채널 추정기의 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 4b를 참조하면, 상기의 FFT 연산 방식을 사용한 채널 추정기에서 사용한 방법을 사용하며 채널 추정기(234)에 밴드 패스 필터(Band Pass Filter)(420)를 적용된다. 상기와 같은 밴드 패스 필터를 사용하면 IFFT와 FFT의 연산을 통한 주파수 영역과 시간 영역의 변화 없이 최종 채널 추정치를 얻을 수 있다. 이상적인 밴드 패스 필터의 구현에 있어서 일반적으로 필터는 N길이를 필요로 하게 되고 IFFT와 FFT를 사용한 경우보다 그 연산량이 증가하여 이에 따른 연산량은
Figure 112004032346242-pat00046
의 형태가 된다.
상기의 이상적인 밴드 패스 필터 중에서 일예로 저주파 통과 필터(Low Pass Filter)를 사용한 경우를 고려하기로 한다. 이때 상기 시간 영역에서의 필터 형태로 나타나는 상기 저주파 통과 필터는 주파수 영역에서는 sinc 함수의 형태로 나타난다. 여기서 상기 저주파 통과 필터의 특징을 사용하여 시간영역으로의 변환을 거치지 않고 주파수 영역에서 저주파 통과 필터를 사용한다. 그래서 상기 저주파 통 과 필터를 사용하여 주어진 탭수
Figure 112004032346242-pat00047
에 맞추어 유한 임펄스 응답(FIR, Finite Impulse Response)필터를 디자인 하면 상기의
Figure 112004032346242-pat00048
의 연산량은
Figure 112004032346242-pat00049
으로 감소한다. 또한 상기 저 대역 통과 필터를 설계할 때
Figure 112004032346242-pat00050
을 시간 영역에서 통과 대역(Pass Band)으로 설계한다. 여기서 상기 필터의 계수는 복소 계수로 나타나게 되나 상기 시간 영역에서 좌우 대칭인 통과 대역을 고려하면 잡음 감소 측면에서의 이득은 감소하나 실계수를 가지는 주파수 영역에서의 필터 계수를 얻을 수 있다. 그래서 상기 통과 대역은
Figure 112004032346242-pat00051
이 되고 이에 따라 필터의 연산량이
Figure 112004032346242-pat00052
의 복소 연산량이 된다. 또한 상기 필터계수는 원점을 중심으로 좌우 대칭이므로 이에 따른 연산량이 절반으로 감소하게 되어 결국 저대역 통과 필터를 사용한 채널 추정기(234)는
Figure 112004032346242-pat00053
의 연산량으로 구현된다. 그래서 IFFT 연산과 FFT 연산을 사용한 경우보다 효율적인 연산량을 갖는 채널 추정기(234)를 구성할 수 있다.
상기 대역 통과 필터를 사용한 채널 추정기(234)는 상기 도 4a의 IFFT 및 FFT 연산을 주파수 영역에서의 선형 필터 즉, 밴드 패스 필터를 사용하여 구현하게 된다. 상기 밴드 패스 필터를 사용하여 채널 추정에 필요한 신호를 추출할 때 사용자가 원하는 신호 영역을 추출하는 것이 가능하다.
본 발명의 채널 추정 장치 및 방법을 설명함에 있어서 상기 OFDM 시스템을 일예로 하여 설명하였으나 상기 채널 추정 장치 및 방법은 상기 OFDM 시스템만으로 한정하지 아니한다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, 채널 추정기를 재구성함으로써 일반적인 OFDM 시스템에서 부반송파의 일부만이 각 단말기에 할당되는데 일반적인 채널 추정기에서는 모든 부반송파의 채널 정보를 계산하였으나 이러한 불필요한 과정을 제거함으로써 채널 추정을 위한 연산량이 감소하였다. 또한 종래의 채널 추정보다 메모리 사용의 효율성이 증가하여 이에 따른 하드웨어의 복잡도 또한 감소하였다. 그리고 사용되는 칩(chip) 영역도 감소하게 되었고 시스템 상에서의 채널 추정 시간이 감소하였다.

Claims (6)

  1. 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 채널 추정 방법에 있어서,
    수신 신호에서 기준 신호를 검출하고, 주파수 영역의 상기 기준 신호를 역고속 푸리에 변환하여 시간 영역의 신호로 변환하는 과정과,
    상기 시간 영역의 기준 신호에서 미리 설정된 시간 구간에 상응하는 신호만을 검출하는 과정과,
    상기 설정 시간 구간에 상응하게 검출된 신호를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역의 신호로 변환하고, 상기 고속 푸리에 변환된 주파수 영역 신호로부터 채널 추정 정보를 추출하고, 상기 채널 추정 정보에 상응하게 채널을 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 채널 추정 방법.
  2. 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 채널 추정 방법에 있어서,
    수신 신호에서 기준 신호를 검출하고, 주파수 영역의 상기 기준 신호를 미리 설정된 주파수 영역에 상응하게 필터링하는 과정과,
    상기 필터링된 신호를 사용하여 채널 추정 정보를 검출한 후, 상기 채널 추정 정보에 상응하게 채널을 추정하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 채널 추정 방법.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 기준 신호를 상기 설정 주파수 영역에 상응하게 필터링하는 과정은 상기 기준 신호를 밴드 패스 필터링하는 것임을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 채널 추정 방법.
  4. 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 채널 추정 장치에 있어서,
    수신 신호에서 기준신호를 검출하여 주파수 영역의 상기 기준신호를 시간 영역의 신호로 변환하는 역 고속 푸리에 변환기와,
    상기 시간 영역의 기준 신호에서 미리 설정된 시간 구간에 상응하는 신호만을 검출하는 영 삽입기와,
    상기 설정 시간 구간에 상응하게 검출된 신호를 소정의 시간 영역의 신호를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역의 신호로 변환하는 고속 푸리에 변환기를 포함함을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 채널 추정 장치.
  5. 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 채널 추정 장치에 있어서,
    수신 신호에서 기준 신호를 검출하고, 주파수 영역의 상기 기준 신호를 미리 설정된 주파수 영역에 상응하게 필터링 하는 필터를 포함함을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 채널 추정 장치.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 기준 신호를 상기 설정 주파수 영역에 상응하게 필터링 하는 필터는 상기 기준 신호를 밴드 패스 필터링 하는 밴드 패스 필터임을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 채널 추정 장치.
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