KR100873876B1 - 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법 및 이를 이용한직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법 및 이를 이용한직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치 Download PDF

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Abstract

직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호 수신 장치가 개시된다. 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치는 주파수 영역 신호를 수신하여 채널 응답을 추정하는 채널 응답 추정부, 상기 채널 응답의 시간 동기 오차를 고려하여 상기 채널 응답의 아이/큐 파라미터(I/Q parameter)를 계산하는 아이/큐 파라미터 계산부 및 상기 아이/큐 파라미터를 이용하여 상기 채널 응답을 보상하는 채널 응답 보상부를 포함한다.
직교 주파수 분할 다중, OFDM, I/Q 미스매치, CHANNEL

Description

직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법 및 이를 이용한 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치{METHOD OF RECEIVING ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING SIGNAL AND ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING SIGNAL RECEIVING DEVICE OF ENABLING THE METHOD}
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 2는 본 발명에 따라 채널 응답을 보상하는 일예를 나타낸 블록도이다.
도 3은 본 발명에 따라 채널 주파수 응답의 복소 켤레쌍의 위상을 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
110: 채널 응답 추정부
120: 아이/큐 파라미터
130: 채널 응답 보상부
본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호 수신 장치에 관한 것으로 특히, 아이/큐 파라미터를 계산하여 채널 응답을 보상하는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
최근, 무선 인터넷 사용자의 수가 폭발적으로 증가하고 있다. 그러나, 현재 주로 제공되고 있는 무선 인터넷 서비스는 데이터 전송 속도가 높지 않아, 멀티미디어 서비스와 같은 고속의 데이터 전송이 필요한 인터넷 서비스는 제공되고 있지 않은 실정이다. 다만, 최근 사용자 및 서비스 사업자들은 시간, 장소에 구애 받지 않으며 저렴한 가격의 인터넷 서비스를 뒷받침하는 기술을 강하게 요구하고 있다.
이러한 요구에 따라, 여러 가지 신호 전송 방식이 출현하고 있다. 그 중 가장 대표적인 것이 직교 주파수 분할 다중 방식이다. 직교 주파수 분할 다중 방식은 넓은 주파수 대역을 효율적으로 사용한다. 또한, 직교 주파수 분할 다중 방식은 다수의 직교성을 갖는 반송파 병렬로 전송하기 때문에 넓은 주파수 대역에서 고속으로 데이터를 전송할 때 발생하는 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)을 극복할 수 있다.
위상 또는 주파수 변조 기법을 사용하는 대부분의 통신 시스템은 직교 변환(quadrature down conversion) 방식을 이용하여 I(In-phase) 채널과 Q(Quadrature) 채널로 신호를 분리한다. I 채널과 Q 채널은 서로 직교성을 갖는다. 다만, 소자의 결함 등을 원인으로 두 채널(I 채널 및 Q 채널) 사이에는 위상 일반적으로 이상적인 직교 주파수 분할 다중 시스템은 로컬 오실레이터(local oscillator)를 이용하여 I 채널과 Q 채널 사이에 90도의 위상 차를 발생시킨다. 이러한 위상 차가 정확히 90도가 되지 않는 경우 위상 오차가 발생한다. 또한, 이상적으로 I 채널과 Q 채널의 신호의 크기는 동일해야 하지만, 이득 오차로 인해 그 크기가 달라진다.
특히, 최근 들어 소형이고 전력을 적게 소모하는 통신 단말기가 요구되고 있다. 이에 따라, 직접 변환 수신기(direct-conversion receiver)와 관련된 기술이 필수적으로 요구되며, 이러한 직접 변환 수신기에서 아이/큐 미스매치는 통신 시스템 전체에 심각한 영향을 미치는 원인이 된다.
따라서, 효율적으로 아이/큐 미스매치를 추정하고, 그것을 보상하는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치 및 그 방법의 필요성이 절실하게 요구된다.
본 발명은 채널 응답의 시간 동기 오차를 고려하여 아이/큐 파라미터를 계산함으로써 보다 효율적으로 통신할 수 있는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치 및 그 방법을 제공한다.
본 발명은 반송파 주파수 옵셋을 고려하여 아이/큐 파라미터를 계산함으로써 보다 효과적으로 데이터를 송/수신할 수 있는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치 및 그 방법을 제공한다.
본 발명은 채널 주파수 응답의 복소 켤레쌍을 이용하여 아이/큐 파라미터를 계산함으로써 보다 정확하게 통신할 수 있는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장 치 및 그 방법을 제공한다.
본 발명은 정확하게 아이/큐 미스매치를 보상하여 데이터를 송/수신함으로써, 고속으로 데이터를 통신할 수 있는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치 및 그 방법을 제공한다.
본 발명의 일실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치는 주파수 영역 신호를 수신하여 채널 응답을 추정하는 채널 응답 추정부, 상기 채널 응답의 시간 동기 오차를 고려하여 상기 채널 응답의 아이/큐 파라미터(I/Q parameter)를 계산하는 아이/큐 파라미터 계산부 및 상기 아이/큐 파라미터를 이용하여 상기 채널 응답을 보상하는 채널 응답 보상부를 포함한다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법은 주파수 영역 신호를 수신하여 채널 응답을 추정하는 단계, 상기 채널 응답의 시간 동기 오차를 고려하여 상기 채널 응답의 아이/큐 파라미터(I/Q parameter)를 계산하는 단계 및 상기 아이/큐 파라미터를 이용하여 상기 채널 응답을 보상하는 단계를 포함한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치를 나타낸 블록도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치는 채널 응답 추정부(100), 아이/큐 파라미터 계산부(120) 및 채널 응답 보상부(120)를 포함한다.
채널 응답 추정부(100)는 주파수 영역 신호를 수신하여 채널 응답을 추정한다. 이 때, 상기 주파수 영역 신호는 반송파 주파수 (frequency offset)이 보상되어 생성된 것일 수 있다.
또한, 도 1에 도시되지 아니하였으나, 본 발명의 일실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치는 시간 영역 수신 신호를 상기 주파수 영역 신호로 변환하기 위해 고속 푸리에 변환기(FFT; Fast Fourier Transform)를 더 포함할 수 있다.
이 때, 채널 응답 추정부(100)는 훈련 심볼(training symbol)을 이용하여 LS(Least Square) 방식 또는 LMMSE(Linear Minimum Mean Square Error) 방식 등을 이용하여 상기 채널 응답을 추정할 수 있다.
직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서는 다양한 채널 추정 기법이 사용될 수 있다. 예를 들어, 훈련 심볼이나 파일럿(pilot) 신호를 사용하여 채널을 추정하는 기법 및 파일럿 신호를 사용하지 않는 Blind 채널 추정 기법 등이 사용될 수 있다. 여기서, 훈련 심볼을 이용한 채널 추정 기법에는 LS(Least Square) 방식 또는 LMMSE(Linear Minimum Mean Square Error) 방식이 존재한다.
직교 주파수 분할 다중 기반의 WLAN에 관한 표준인 IEEE 802.11.a 에 따르면, 한 개의 패킷은 두 개의 훈련 심볼(long training symbol)을 포함한다. 훈련 심볼에는 짧은 훈련 심볼과 긴 훈련 심볼이 포함된다. 긴 훈련 심볼은 선정 된(predetermined) 시퀀스를 고속 푸리에 역변환(Inverse Fast Fourier Transformation)하여 사용한다.
또한, 아이/큐 파라미터 계산부(110)는 상기 채널 응답의 시간 동기 오차를 고려하여 상기 채널 응답의 아이/큐 파라미터(I/Q parameter)를 계산한다.
이 때, 아이/큐 파라미터 계산부(110)는 상기 채널 응답과 관련된 채널 주파수 응답의 복소 켤레쌍(complex conjugate pair)을 이용하여 생성된 아이/큐 파라미터 계산 기준에 따라 상기 아이/큐 파라미터를 계산할 수 있다.
이 때, 아이/큐 파라미터 계산부(110)는 적어도 두 개의 복소 켤레쌍을 이용하여 생성된 아이/큐 파라미터 계산 기준에 따라 상기 아이/큐 파라미터를 계산할 수 있다.
또한, 채널 응답 보상부(120)는 상기 아이/큐 파라미터를 이용하여 상기 채널 응답을 보상한다.
도 2는 본 발명에 따라 채널 응답을 보상하는 일예를 나타낸 블록도이다.
도 2를 참조하면, 송신단이 송신한 시간 영역 신호
Figure 112007048047688-pat00001
는 하기 수학식 1과 같다고 가정한다.
Figure 112007048047688-pat00002
이 때, a(t), b(t)는 송신단이 전송한 기저대역(baseband) 신호의 I 채널 값과 Q 채널 값이다. 또한,
Figure 112007048047688-pat00003
는 전송 신호의 주파수이다.
믹서부(mixer)(210)는 하기 수학식 2에 표현된 두 개의 신호를
Figure 112007048047688-pat00004
에 곱한다.
Figure 112007048047688-pat00005
Figure 112007048047688-pat00006
이 때,
Figure 112007048047688-pat00007
는 이득 오차이며,
Figure 112007048047688-pat00008
는 위상 오차이다. 또한,
Figure 112007048047688-pat00009
는 반송파 주파수 옵셋을 의미한다.
상기 수학식 2에 표현된 두 개의 신호와
Figure 112007048047688-pat00010
가 곱해진 신호가 저역 통과 필터(low pass filter, 221, 222)를 통과하면 수신된 기저대역 신호는 하기 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00011
Figure 112007048047688-pat00012
만약,
Figure 112007048047688-pat00013
및
Figure 112007048047688-pat00014
가 '0'이라면,
Figure 112007048047688-pat00015
이고,
Figure 112007048047688-pat00016
이 된다.
수신된 복소 기저대역 신호는 하기 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00017
여기서,
Figure 112007048047688-pat00018
는 수신되는 시간 영역의 신호이다.
상기 수학식 3을 이용하여 상기 수학식 4를 정리하면,
Figure 112007048047688-pat00019
는 하기 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00020
Figure 112007048047688-pat00021
여기서,
Figure 112007048047688-pat00022
는 송신단이 전송한 신호이다.
따라서, 수신 신호
Figure 112007048047688-pat00023
는 전송 신호
Figure 112007048047688-pat00024
와
Figure 112007048047688-pat00025
의 곱과 수신 신호
Figure 112007048047688-pat00026
의 켤레 복소값(conjugate complex value)과
Figure 112007048047688-pat00027
의 곱을 더한 값으로 표현된다. 이 때,
Figure 112007048047688-pat00028
,
Figure 112007048047688-pat00029
는 아이/큐 미스매치에 따른 아이/큐 파라미터이다.
이 때, 도 1에 도시되지 아니하였으나,
Figure 112007048047688-pat00030
는 아날로그/디지털 컨버터(analog to digital converter)를 통하여 디지털 신호로 변환되고, 상기 디지털 신호는 기호
Figure 112007048047688-pat00031
로 표현될 수 있다. 이하에서는,
Figure 112007048047688-pat00032
는 디지털 신호로 변환된 것으로 가정하여, 수신된 기저 대역 신호는
Figure 112007048047688-pat00033
로 표현된다.
또한, 송신기와 수신기의 반송파(carrier)들 사이에는 반송파 주파수 옵셋(offset)이 존재할 수 있다. 샘플링된 기저대역 시간 영역 신호
Figure 112007048047688-pat00034
는 하기 수학식 6과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00035
Figure 112007048047688-pat00036
은 수신된 기저대역 신호이며,
Figure 112007048047688-pat00037
는 반송파 주파수 옵셋이 포함된 신호이다. 이 때,
Figure 112007048047688-pat00038
는 부반송파(subcarrier) 사이의 최소 간격(1/
Figure 112007048047688-pat00039
)로 정규화된 반송파 주파수 옵셋이며, N은 부반송파의 수이고, n 은 샘플링된 시간 인덱스이다.
이 때, 주파수 옵셋 보상부(230)는 반송파 주파수 옵셋
Figure 112007048047688-pat00040
를 추정하고, 추정된 결과에 따라
Figure 112007048047688-pat00041
를 보상한다. 즉, 반송파 주파수 옵셋
Figure 112007048047688-pat00042
가 보상된 신호
Figure 112007048047688-pat00043
는 하기 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00044
이 때,
Figure 112007048047688-pat00045
는 하기 수학식 8에 의해 계산될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00046
여기서, D 는 훈련 심볼의 길이를 의미한다. 예를 들어, IEEE 802.11a에 따른 통신 시스템의 경우, D는 짧은 훈련 심볼의 길이 16일 수 있고, 긴 훈련 심볼 의 길이 64일 수 있다.
다만, 아이/큐 미스매치가 존재하는 경우 반송파 주파수 옵셋
Figure 112007048047688-pat00047
이 정확히 계산될 수 있다고 하더라도, 부반송파 간에는 간섭(interference)으로 인한 왜곡이 발생한다. 따라서, 반송파 주파수 옵셋과 아이/큐 미스매치가 동시에 고려되는 것이 바람직하다.
반송파 주파수 옵셋과 아이/큐 미스매치를 고려한 기저대역 수신 신호
Figure 112007048047688-pat00048
는 상기 수학식 5 및 상기 수학식 6을 이용하여 하기 수학식 9와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00049
상기 수학식 6과 상기 수학식 9를 이용하면, 반송파 주파수 옵셋과 아이/큐 미스매치가 고려된 신호
Figure 112007048047688-pat00050
는 하기 수학식 10과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00051
이 때, 주파수 옵셋 보상부(230)가 반송파 주파수 옵셋
Figure 112007048047688-pat00052
를 완벽하게 추정하여
Figure 112007048047688-pat00053
및
Figure 112007048047688-pat00054
으로
Figure 112007048047688-pat00055
를 각각 보상한다고 가정하면, 상기 수학식 10은 하기 수학식 11과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00056
Figure 112007048047688-pat00057
Figure 112007048047688-pat00058
수학식 11을 참조하면, 주파수 옵셋 보상부(230)는
Figure 112007048047688-pat00059
에
Figure 112007048047688-pat00060
를 보상하여
Figure 112007048047688-pat00061
를 생성하고,
Figure 112007048047688-pat00062
에
Figure 112007048047688-pat00063
를 보상하여 켤레 복소값을 취한
Figure 112007048047688-pat00064
를 생성한다.
또한, 직병렬(S/P; Serial to Parallel) 변환기(241, 242)는 반송파 주파수 옵셋이 보상된
Figure 112007048047688-pat00065
,
Figure 112007048047688-pat00066
를 병렬로 푸리에 변환기(251, 252)로 송신한다. .
또한, 푸리에 변환기(251, 252)는 수신된 시간 영역 수신 신호를 주파수 영역 신호로 변환한다. 즉, 푸리에 변환기(251, 252)는
Figure 112007048047688-pat00067
,
Figure 112007048047688-pat00068
를 주파수 영역 신호로 변환한다.
또한, 채널 응답 추정부(261, 262)는 주파수 영역 신호를 수신하여 채널 응답을 추정한다. 이 때, 채널 응답 추정부(261, 262)는 훈련 심볼을 이용하여 LS(Least Square) 방식 또는 LMMSE(Linear Minimum Mean Square Error) 방식 중 어느 하나를 통하여 채널 응답을 추정할 수 있다.
아이/큐 미스매치 영향이 보상된 신호
Figure 112007048047688-pat00069
는 수학식 11을 이용하여 하기 수학식 12와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00070
즉, 아이/큐 파라미터(
Figure 112007048047688-pat00071
,
Figure 112007048047688-pat00072
)는 긴 훈련 심볼 구간에 수신되는
Figure 112007048047688-pat00073
,
Figure 112007048047688-pat00074
를 이용하여 추정될 수 있다. 이 때, 채널 응답 추정부(261, 262)는
Figure 112007048047688-pat00075
,
Figure 112007048047688-pat00076
를 이용하여 LS 방식으로 하기 수학식 13과 같이 채널 응답을 추정할 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00077
Figure 112007048047688-pat00078
이 때, lts는 긴 훈련 심볼의 주파수 영역에서의 값을 의미하고, h는 채널 응답을 의미한다.
이 때, 아이/큐 미스매치가 보상된 채널의 주파수 응답
Figure 112007048047688-pat00079
은 하기 수학식 14와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00080
이하에서는, 시간 동기 오차
Figure 112007048047688-pat00081
가 존재하는 경우에 대하여 도 2를 참조하여 설명한다. 수신된 신호에 시간 동기 오차
Figure 112007048047688-pat00082
가 존재하는 경우, 긴 훈련 심볼 길이 동안 수신되는 시간 영역 신호는 상기 수학식 10을 이용하여 하기 수학식 15와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00083
즉, 상기 수학식 15는 반송파 주파수 옵셋, 시간 동기 오차를 고려한 아이/큐 미스매치를 포함하는 기저대역 수신 신호를 나타낸 것이다.
상기 수학식 11을 참조하면,
Figure 112007048047688-pat00084
,
Figure 112007048047688-pat00085
는 상기 수학식 15로부터 하기 수 학식 16이 도출될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00086
Figure 112007048047688-pat00087
이 때, 상기 수학식 16의
Figure 112007048047688-pat00088
,
Figure 112007048047688-pat00089
는 시간 동기 오차가 존재하는 경우에 반송파 주파수 옵셋을
Figure 112007048047688-pat00090
및
Figure 112007048047688-pat00091
로 보상하여 생성된 신호이다.
이 때, 채널 응답 추정부(261, 262)는 LS 방식으로 채널 응답을 추정할 수 있고, 추정된 채널 응답은 하기 수학식 17과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00092
Figure 112007048047688-pat00093
여기서,
Figure 112007048047688-pat00094
는 채널 주파수 응답이다.
즉, 채널 응답 추정부(261, 262)는 채널 응답
Figure 112007048047688-pat00095
및
Figure 112007048047688-pat00096
를 r, lts 등을 포함하는 상기 수학식 17을 이용하여 추정한다.
또한, 아이/큐 파라미터 계산부(270)는 채널 응답의 시간 동기 오차를 고려하여 채널 응답의 아이/큐 파라미터를 계산한다. 시간 동기 오차를 고려하여 아이/큐 미스매치가 보상된 채널 주파수 응답을
Figure 112007048047688-pat00097
라고 하면,
Figure 112007048047688-pat00098
는 하기 수학 식 18과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00099
수학식 18의 좌변을 참조하면, 채널 주파수 응답
Figure 112007048047688-pat00100
에 위상 회전
Figure 112007048047688-pat00101
이 곱해져 있다. 이러한 시간 동기 오차로 인한 위상 회전은 직교 주파수 분할 다중 심볼의 부반송파 인덱스(k)에 따라 증가한다. 따라서, 인접하고 있는 부반송파 사이의 채널 주파수 응답의 유사성은 시간 동기 오차가 없는 경우보다 낮아진다.
시간 동기 오차로 인한 위상 회전값은 푸리에 변환의 특성에 따라, 직교 주파수 분할 다중 심볼의 부반송파 수(N)만큼의 주기를 가지고 변화한다. 또한, k 번째 부반송파의 채널 주파수 응답과 N-k 번째 부반송파의 채널 주파수 응답은 복소 켤레쌍 관계에 있게 된다.
도 3은 본 발명에 따라 채널 주파수 응답의 복소 켤레쌍의 위상을 나타낸 도면이다.
도 3을 참조하면, N-k 번째 부반송파의 채널 주파수 응답은
Figure 112007048047688-pat00102
의 위상 회전값을 갖는다. 또한, k 번째 부반송파의 채널 주파수 응답은
Figure 112007048047688-pat00103
의 위상 회전값을 갖는다.
따라서, N-k 번째 부반송파의 채널 주파수 응답과 k 번째 부반송파의 채널 주파수 응답은 복소 켤레쌍 관계에 있게 된다. 즉, 채널 주파수 응답의 복소 켤레쌍은 서로 그 크기가 같고, 부호가 반대인 위상값을 갖는다.
다시, 도 2를 참조하면, 아이/큐 파라미터 계산부(270)는 채널 응답과 관련된 채널 주파수 응답의 복소 켤레쌍을 이용하여 아이/큐 파라미터를 계산할 수 있다. 즉, 아이/큐 파라미터 계산부(270)는 채널 주파수 응답의 복소 켤레쌍이 갖는 위상값의 특징을 이용하여 아이/큐 파라미터를 계산할 수 있다.
k 번째 부반송파의 채널 주파수 응답과 N-k 번째 부반송파의 채널 주파수 응답을 곱하면 위상 회전 값은 상쇄된다. 따라서, 하기 수학식 19 가 성립될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00104
수학식 19를 참조하면, 아이/큐 미스매치가 보상된 채널 주파수 응답의 복소 켤레쌍 사이의 곱에는 유사성이 존재함을 알 수 있다. 따라서, 상기 수학식 19를 이용하여 수학식 20과 같은 아이/큐 파라미터 계산 기준이 성립될 수 있다.
Figure 112007048047688-pat00105
여기서, MSE는 mean square error를 의미한다.
아이/큐 미스매치는 채널 주파수 응답의 복소 켤레쌍 사이의 곱에 존재하는 유사성을 저해하는 원인이 된다. 따라서, 아이/큐 미스매치의 영향을 보상하는 것은 채널 주파수 응답의 복소 켤레쌍 사이의 곱에 존재하는 유사성을 증가시키는 것과 같다. 즉, 아이/큐 미스매치의 영향을 보상하는 것은 상기 수학식 20의 MSE를 최소화하는 아이/큐 파라미터를 계산하는 것이 된다.
따라서, 아이/큐 파라미터 계산부(270) 채널 주파수 응답의 복소 켤레쌍을 이용하여 생성된 상기 수학식 20과 같은 아이/큐 파라미터 계산 기준에 따라 아이/큐 파라미터를 계산할 수 있다.
상기 수학식 20을 최소화하는
Figure 112007048047688-pat00106
,
Figure 112007048047688-pat00107
를 계산하는 방식에는 다양한 방식이 존재할 수 있다.
상기 수학식 18을 이용하여
Figure 112007048047688-pat00108
,
Figure 112007048047688-pat00109
,
Figure 112007048047688-pat00110
및
Figure 112007048047688-pat00111
는 h와
Figure 112007048047688-pat00112
,
Figure 112007048047688-pat00113
로 나타낼 수 있고, 그 값들을 상기 수학식 20에 대입하면 상기 수학식 20을 최소로 하는
Figure 112007048047688-pat00114
,
Figure 112007048047688-pat00115
가 계산될 수 있다. 이 때,
Figure 112007048047688-pat00116
및
Figure 112007048047688-pat00117
는 반복(iteration) 기법 또는 미분 기법 등을 통하여 계산될 수 있다.
또한, 채널 응답 보상부(280)는 계산된 아이/큐 파라미터를 이용하여 채널 응답을 보상한다. 다시 수학식 18을 참조하면, 계산된
Figure 112007048047688-pat00118
및
Figure 112007048047688-pat00119
는 수학식 18에 대입될 수 있고, 그에 따라 시간 동기 오차를 고려하여 아이/큐 미스매치를 보상한 채널 주파수 응답
Figure 112007048047688-pat00120
가 구해질 수 있다.
또한, 도 2에 도시되지 아니하였으나, 본 발명의 일실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치는 계산된 아이/큐 파라미터를 이용하여 수신된 데이터 심볼을 보상하는 데이터 심볼 보상부를 더 포함할 수 있다.
예를 들어, IEEE 802.11.a에 따른 통신 시스템의 경우, 아이/큐 미스매치는 훈련 심볼뿐만 아니라 데이터 심볼에도 영향을 미칠 수 있다. 이 때, 상기 데이터 심볼 보상부는 훈련 심볼에 이어 수신되는 데이터 심볼을 계산된 아이/큐 파라미터 를 고려하여 보상할 수 있다. 채널 응답 보상부가 채널 응답을 보상하는 원리는 데이터 심볼 보상부가 데이터 심볼을 보상하는 과정에 그대로 적용될 수 있다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법은 주파수 영역 신호를 수신하여 채널 응답을 추정한다(S410).
이 때, 채널 응답을 추정하는 단계(S410)는 훈련 심볼을 이용하여 LS(Least Square) 방식 또는 LMMSE(Linear Minimum Mean Square Error) 방식 중 어느 하나를 통하여 상기 채널 응답을 추정할 수 있다.
이 때, 주파수 영역 신호는 반송파 주파수 옵셋(frequency offset)이 보상되어 생성된 것일 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법은 상기 채널 응답의 시간 동기 오차를 고려하여 상기 채널 응답의 아이/큐 파라미터(I/Q parameter)를 계산한다(S420).
이 때, 아이/큐 파라미터를 계산하는 단계(S420)는 채널 주파수 응답의 복소 켤레쌍을 이용하여 생성된 아이/큐 파라미터 계산 기준에 따라 상기 아이/큐 파라미터를 계산할 수 있다.
이 때, 아이/큐 파라미터를 계산하는 단계(S420)는 적어도 두 개 이상의 복소 켤레쌍을 이용하여 생성된 아이/큐 파라미터 계산 기준에 따라 상기 아이/큐 파라미터를 계산할 수 있다.
이 때, 아이/큐 파라미터를 계산하는 단계(S420)는 수학식
Figure 112007048047688-pat00121
(여기서, k: 부반송파의 인덱스, N: 부반송파의 수,
Figure 112007048047688-pat00122
: k 번째 부반송파에 대응하는 채널 주파수 응답)을 통해 생성된 상기 아이/큐 파라미터 계산 기준에 따라 상기 아이/큐 파라미터를 계산할 수 있다.
이 때, 아이/큐 파라미터를 계산하는 단계(S420)는 상기 수학식의 연산 결과가 최소가 되는 상기 아이/큐 파라미터를 계산할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법은 계산된 아이/큐 파라미터를 이용하여 채널 응답을 보상한다(S430).
또한, 도 4에 도시되지 아니하였으나, 본 발명의 일실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법은 푸리에 변환을 이용하여 수신된 시간 영역 수신 신호를 상기 주파수 영역 신호로 변환하는 단계를 더 포함할 수 있다.
또한, 도 4에 도시되지 아니하였으나, 본 발명의 일실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법은 계산된 아이/큐 파라미터를 이용하여 수신된 데이터 심볼을 보상하는 단계를 더 포함할 수 있다.
도 4에 도시된 단계에 관하여 설명되지 아니한 내용은 도 1 내지 도 3을 통하여 이미 설명한 바와 같으므로 이하 생략한다.
본 발명에 따른 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 상기 매체는 프로그램 명령, 데이터 구조 등을 지정하는 신호를 전송하는 반송파를 포함하는 광 또는 금속선, 도파관 등의 전송 매체일 수도 있다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 상기된 하드웨어 장치는 본 발명의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
본 발명은 채널 응답의 시간 동기 오차를 고려하여 아이/큐 파라미터를 계산함으로써 보다 효율적으로 통신하는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치 및 그 방법을 제공할 수 있다.
본 발명은 반송파 주파수 옵셋을 고려하여 아이/큐 파라미터를 계산함으로써 보다 효과적으로 데이터를 송/수신하는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치 및 그 방법을 제공할 수 있다.
본 발명은 채널 주파수 응답의 복소 켤레쌍을 이용하여 아이/큐 파라미터를 계산함으로써 보다 정확하게 통신하는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치 및 그 방법을 제공할 수 있다.
본 발명은 정확하게 아이/큐 미스매치를 보상하여 데이터를 송/수신함으로써, 고속으로 데이터를 통신하는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치 및 그 방법을 제공할 수 있다.

Claims (19)

  1. 수신된 훈련 심볼을 기초로 주파수 영역에서 채널 응답을 추정하는 채널 응답 추정부;
    상기 채널 응답의 시간 동기 오차를 고려하여 주파수 영역에서 상기 채널 응답의 아이/큐 파라미터(I/Q parameter)를 계산하는 아이/큐 파라미터 계산부;
    상기 아이/큐 파라미터를 이용하여 주파수 영역에서 상기 채널 응답을 보상하는 채널 응답 보상부; 및
    상기 계산된 아이/큐 파라미터를 이용하여 주파수 영역에서 수신된 데이터 심볼을 보상하는 데이터 심볼 보상부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호 수신 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 아이/큐 파라미터 계산부는,
    상기 채널 응답과 관련된 채널 주파수 응답의 복소 켤레쌍들을 이용하여 생성된 아이/큐 파라미터 계산 기준에 따라 상기 아이/큐 파라미터를 계산하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 아이/큐 파라미터 계산 기준은 적어도 두 개의 복소 켤레쌍을 이용하여 생성되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치.
  4. 제2항 있어서,
    상기 아이/큐 파라미터 계산부는,
    수학식
    Figure 112007048047688-pat00123
    (여기서, k: 부반송파의 인덱스, N: 부반송파의 수,
    Figure 112007048047688-pat00124
    : k 번째 부반송파에 대응하는 채널 주파수 응답)을 통해 생성된 상기 아이/큐 파라미터 계산 기준에 따라 상기 아이/큐 파라미터를 계산하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 아이/큐 파라미터 계산부는,
    상기 수학식의 연산 결과가 최소가 되도록 상기 아이/큐 파라미터를 계산하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치.
  6. 삭제
  7. 제1항에 있어서,
    상기 채널 응답 추정부는,
    상기 수신된 훈련 심볼을 기초로 LS(Least Square) 방식 또는 LMMSE(Linear Minimum Mean Square Error) 방식 중 어느 하나의 방식에 따라 상기 채널 응답을 추정하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 장치.
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 수신된 훈련 심볼을 기초로 LS(Least Square) 방식 또는 LMMSE(Linear Minimum Mean Square Error) 방식 중 어느 하나의 방식에 따라 주파수 영역에서 채널 응답을 추정하는 단계
    상기 채널 응답의 시간 동기 오차를 고려하여 주파수 영역에서 상기 채널 응답의 아이/큐 파라미터(I/Q parameter)를 계산하는 단계; 및
    상기 아이/큐 파라미터를 이용하여 주파수 영역에서 상기 채널 응답을 보상하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호 수신 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 아이/큐 파라미터를 계산하는 단계는,
    상기 채널 응답과 관련된 채널 주파수 응답의 복소 켤레쌍을 이용하여 생성된 아이/큐 파라미터 계산 기준에 따라 상기 아이/큐 파라미터를 계산하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 아이/큐 파라미터 계산 기준은 적어도 두 개의 복소 켤레쌍들을 이용하여 생성되는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 아이/큐 파라미터 계산하는 단계는,
    수학식
    Figure 112007048047688-pat00125
    (여기서, k: 부반송파의 인덱스, N: 부반송파의 수,
    Figure 112007048047688-pat00126
    : k 번째 부반송파에 대응하는 채널 주파수 응답)을 통해 생성된 상기 아이/큐 파라미터 계산 기준에 따라 상기 아이/큐 파라미터를 계 산하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 아이/큐 파라미터 계산하는 단계는,
    상기 수학식의 연산 결과가 최소가 되도록 상기 아이/큐 파라미터를 계산하는 단계인 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법.
  15. 삭제
  16. 삭제
  17. 삭제
  18. 제10항에 있어서,
    상기 계산된 아이/큐 파라미터를 이용하여 주파수 영역에서 수신된 데이터 심볼을 보상하는 단계
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 수신 방법.
  19. 제10항 내지 제14항 또는 제18항 중 어느 한 항의 방법을 실행하기 위한 프로그램이 기록되어 있는 것을 특징으로 하는 컴퓨터에서 판독 가능한 기록 매체.
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