CN101529840B - 针对ofdm的鲁棒且低复杂度合并信号功率估计 - Google Patents

Abstract

确定正交频分复用(OFDM)信号的信号功率涉及根据所述OFDM信号来确定多个信道估计。对用于相位校准所述多个信道估计的补偿相位偏移值进行估计，并且将其用于生成相位修正信道估计。相干合并所述相位修正信道估计，由此确定所述OFDM信号的信号功率。所述补偿相位偏移值可以基于信道特征(例如，延迟扩展)，或者另选地被假设。

Description

针对OFDM的鲁棒且低复杂度合并信号功率估计

技术领域

本发明涉及用于在通过多个子载波发送信道质量信息(CQI)导频的通信系统中对CQI进行估计的方法和装置。 

背景技术

在移动蜂窝式网络标准(诸如全球移动通信系统(GSM)及宽带码分多址(WCDMA))的持续演进中，会出现如正交频分复用(OFDM)的新的发送技术。此外，为了在现有的无线电频谱中从现有蜂窝系统平滑地转移到新的高容量高数据速率系统，新的系统必须能够使用大小变化的带宽。对这种新的灵活的蜂窝系统的提议(称为第三代长期演进(3GLTE))可被视为3G WCDMA标准的演进。该系统在下行链路中使用OFDM作为多址技术(称为OFDMA)，并且能够在从1.25MHz到20MHz的带宽上工作。此外，在最大带宽下，可支持高达100Mb/s的数据速率。然而，期望3G LTE不仅能用于高速率业务，而且还能用于低速率业务(诸如语音)。因为3G LTE是针对传输控制协议/互联网协议(TCP/IP)设计的，所以IP语音(VoIP)可能是载送语音的业务。 

选择OFDM用于LTE系统的原因有几个。一个原因是可以使得接收机复杂度相对较低。另一原因是，至少在理论上它可以高效地使用可用带宽。在仅一个用户进行发送的情况下，可以发现不同的频率下的信道质量通常相差很远(基于此，该信道被称为“频率选择性”)。因为OFDM中的信息是在大量子载波上发送的，所以可针对不同子载波应用不同的调制及编码技术，而不是针对全部子载波使用相同的调制及编码技术。然而，为了能够实现这点，必须估计信道的不同子载波的质量(例如，信噪比)，而且必须将这些估计反馈到发送机。 

在多个用户共享可用带宽的情况下，通常使用术语“正交频分多址 (OFDMA)”。在OFDMA中，通过将不同子载波分配给不同用户来实现信道共享。因为针对不同用户的子载波分配可以按照逐个码元而变化，所以可以在时间及频率上有效地划分该信道。对于具有一个基站及多个移动台的蜂窝系统，从基站到不同移动台的信道彼此不同且通常彼此独立地变化。针对OFDMA，可以按照以下方式来对在质量较好的子载波上发送更多信息的构想(如上所述)进行概括。确定全部用户的全部子载波的质量。然后，基站不仅决定最优调制及编码技术，而且决定应当将哪些子载波分配给哪些用户。 

虽然通过使用自适应调制及编码可以获得可观的潜在增益，但是在实践中这并不容易获得。第一，为了估计信道质量，必须发送已知码元。以下，将这种码元称为信道质量信息(CQI)导频。发送CQI导频的成本有两个方面。第一，发送功率的一部分被用于发送导频而不是发送实际数据。第二，因为码元中的一些码元并不承载任何用户数据，所以减小了可支持的有效数据速率。 

不能获得潜在增益的原因在于，不能使得发送侧完整地了解信道对所发送信号的作用。其原因之一在于信道是时变的。这意味着即使在接收机侧完美地估计了信道，当该信息在发送机侧可用时，该信道已经改变。 

不能获得潜在增益的另一原因在于，不能足够准确地估计信道质量。由于以减小数据吞吐量为代价得到用于估计信道的CQI导频，所以CQI导频的数量通常非常少，这意味着信道估计的准确度不可避免地会受到限制。一个附加的问题在于，当在不同子载波上发送CQI导频时，这些CQI导频例如受该信道的影响各不相同。假设信道是频率选择性的，则当然不希望这些CQI导频受到的影响不相同。然而，问题在于，在许多实际情况下，两个相邻CQI导频的各自的相位比各自的振幅变化地更多。 

这意味着不能通过相干合并CQI导频来估计平均功率。相反，必须依赖于非相干合并。已知的是，与相干合并相比，非相干合并具有一定损失。因此，所估计的信道质量不如使用相干合并的情况准确，于是导致系统性能劣化。 

使用非相干合并会导致质量劣化的原因在于，非相干合并会引起估计偏差并且会增大方差。就数学表述而言，假设特定子载波的信道估计是 $\hat{h}=h+e,$ 其中，假设e为复数值的高斯噪声(方差为σ²)，而且，通过对M个信道估计求相干平均并且然后对N个采样求非相干平均，来估计功率(S＝|h|²)，得到： 

$\hat{S}=\frac{1}{N}\underset{l=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{1}{M}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_k\right|}_l^2---\left(1\right)$

可以看出， 

是非中心χ_2N ²(λ)分布随机变量之和，其中非中心参数λ是： 

$\mathrm{\λ}=2N\frac{{\left|h\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}^2/M}---\left(2\right)$

应用中心极限定理，得到： 

$\hat{S}\∈N({\left|h\right|}^2+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{M},\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{\mathrm{MN}}(\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{M}+2{\left|h\right|}^2))---\left(3\right)$

在加性高斯白噪声(AWGN)信道(即，其中该信道相对于时间及子载波是恒定的)中，公式(1)到(3)的推导是有效的。在实践中，在具有延迟扩展(和/或多普勒)的情况下，该信道相对于频率(和/或时间)并不是恒定的，因此，在这种情况下公式(3)仅是一种近似。 

由上述内容可以看出： 

●功率估计 

的偏差为σ²/M； 

●对M个信道估计的相干平均初步减小了该偏差，该偏差在M较小的情况下对低信干比(SIR)构成问题；以及 

●乘积NM减小了该估计的方差。 

可以看到，NM是估计可用的导频的总数量，并且很明显，如果M＝NM(即，如果N＝1，这意味着全部导频都被相干合并)，则估计将具有最小的偏差以及方差。 

已知的是，通过使用了CQI导频的非相干合并来估计信道质量。这是直截了当的方法，但是它的缺点在于，在许多情况下它的性能相当差。仍然使用非相干合并的原因在于，在传统系统中没有可用的相位信息， 这使得相干合并不可行。 

使用在不同子载波上发送的导频码元用于CQI估计的一个基本问题在于，不同子载波的相位通常以不同且未知的方式受到彼此的影响。这意味着导频的相干校准在进行平均化之前是不可行的。 

为了简化对本发明的说明并且为了说明不可能使用传统技术来执行相干合并的原因，在不以任何方式限制本发明范围的情况下，假设用于OFDM系统的参数是当前在3GPP中标准化的参数。具体地说，出于示例的目的，假设在各个子载波之间的间隔为15kHz，并且假设码元有用部分的持续时长等于该间隔的倒数，即，t_symb＝0.067ms。为了简洁，假设循环前缀(CP)的长度为t_cp＝4.69μs。(公知的是，在诸如OFDM的调制技术中，所发送的信号包括码元部分以及位于码元部分之前的循环前缀，其中，循环前缀是码元部分的尾部的重复。)此外，在3GPP标准中，总带宽被划分为所谓“资源块”，各资源块包含12个子载波。资源块构成可被分配给用户的最小可能量的子载波。 

不同的子载波受不同影响的原因可能在于，该信道是频率选择性的，但是也可能由同步错误引起。 

首先，考虑该信道是频率选择性的情况，并且假设该信道由两个等强度的抽头组成，其中，在这两个抽头之间的延迟等于Δt秒。该信道的冲激响应(可能是在经过缩放之后)可以写作： 

h(t)＝δ(t)+δ(t-Δt)                            (4) 

而相应的信道传递函数由下式给出： 

H(f)＝1+e^-j2πfΔt＝2e^-jπfΔtcos(πfΔt)        (5) 

现在，假设Δt＝2μs，并且考虑两个相邻子载波。根据公式(5)，这些子载波的信道传递函数的相位差为πf·Δt＝0.03π＝0.094弧度。如果例如用于CQI估计的导频相隔六个子载波(这是3GPP规范中目前的假定)，则两个导频之间的相位偏移为0.56弧度，或大约32度。虽然这种旋转足够小，使得能够进行两个导频(这对应于一个资源块)的相干合并，但是显然，使用来自多个资源块的导频会导致使得相干合并不可行的相位差。 

现在，考虑该信道是频率平坦的，而快速傅立叶变换(FFT)使用来自CP的ε个采样的情况。(公知的是，当使用诸如OFDM的调制技术时，解调涉及对所接收信号应用傅立叶变换)。图1为示出包括了N-采样宽码元部分101及CP 103的示例性OFDM信号的图，图1将有助于例示这种情况。CP 103包括还出现在码元部分101的尾部的信息105的副本。CP103的初始部分(但不是全部)也包括码元间干扰107。假设N-采样宽FFT窗口109在位置111获得其第一采样，其中，位置111比能够避免码元间干扰(ISI)的最晚可能位置113早ε个采样。注意，在这种情况下，FFT窗口109(即，FFT所使用的采样)的起始111位于CP 103的无ISI部分的中间。可以看出，根据等式(6)，如图所示地放置FFT窗口与尽可能晚放置FFT窗口(即，ε＝0)之间的差别会导致在FFT的输出处的相位偏移： 

[0031] X_ε(l)＝X(l)e^-j2πεl/N              (6) 

[0032] 其中N是FFT的大小，而l是在FFT的输出处的频率仓(bin)的索引，l的范围为-N/2+1到N/2。现在，假设在该示例中CP的长度是N的大约7％，则ε/N的合理值例如为2％。参照公式(6)，容易看出，这会导致每个子载波变化0.12弧度的相位旋转。此外，如果用于CQI估计的导频相隔6个子载波，则在用于CQI估计的导频之间存在0.72弧度(或等同于大约41度)的旋转。在该示例中，如在较早资源块中，针对一个资源块的相干合并可能是可行的，但是使用传统技术不能完成针对多个资源块的相干合并。 

因此，只要多个资源块可用，则因为在多个资源块之间必须采取非相干合并，所以性能会劣化。实际上，如果涉及非常大的延迟扩展，则甚至在单个资源块中相干合并也可能不可行。 

EP 1 176750公开了对OFDM传输系统中的传输链路的链路质量确定。信道系数估计器确定m个子载波各自的信道系数的估计。信号功率确定单元通过对多个子载波的估计信道系数的功率求平均来确定信号功率。 

鉴于上述问题，存在对以下这种方法和装置的需要：该方法和装置 使得甚至在没有任何相位基准可用的情况下(即针对任意子载波都不知道其实际的相位值的情况下)，能够为CQI估计执行导频的相干合并。这些方法及装置例如能够增强CQI估计，并且由此增强系统性能。 

发明内容

应当强调的是，在本说明书中使用的术语“包括(comprises/comprising)”用于表明陈述的特征、整体、步骤或部件的存在，而非排除一个或更多个其他特征、整体、步骤、部件或其组的存在或增加。 

根据本发明的一个方面，上述及其它目的可在用于确定正交频分复用(OFDM)信号的信号功率的方法和装置中实现。在一个方面，这涉及根据所述OFDM信号来确定多个信道估计。对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计。通过使用所述一个或更多个补偿相位偏移值来针对相位对所述多个信道估计进行校准，来生成多个相位修正信道估计。相干合并所述相位修正信道估计，由此确定所述OFDM信号的信号功率。 

在一个方面，可以根据所述OFDM信号的不同子载波来确定所述信道估计。 

在另一方面，对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计的步骤包括以下步骤：对发送所述OFDM信号的信道的延迟扩展值进行确定；以及按照所述延迟扩展值的函数来估计所述一个或更多个补偿相位偏移值。例如，这涉及根据以下公式来计算频率为f_i的第一子载波与频率为f_k的第二子载波之间的相位偏移： 

其中，Δt是所述延迟扩展值。 

在一些替换实施方式中，对用于针对相位来校准所述多个基准码元的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计的步骤包括以下步骤：确定所述OFDM信号的多个采样中的哪一个采样是引起个子载波中的最小旋转的快速傅立叶变换(FFT)的起始点；以及按照FFT的实际起始点与引起多个子载波中的所述最小旋转的FFT的起始点之间的相对距离的函数，来估计所述一个或更多个补偿相位偏移值。在一些实施方式中，引起多个子载波中的所述最小旋转的FFT的所述起始点对应于发送所述OFDM信号的信道的功率延迟分布的最大峰值。在一些替换实施方式中， 引起多个子载波中的所述最小旋转的FFT的所述起始点对应于其发送所述OFDM信号的信道的功率延迟分布的重心。 

在其它替换实施方式中，对用于针对相位来校准所述多个基准码元的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计的步骤包括以下步骤：对发送所述OFDM信号的信道的功率延迟分布进行确定；以及将快速傅立叶变换(FFT)应用于所述功率延迟分布，来获得对发送所述OFDM信号的所述信道的估计。然后，使用所述信道的估计，按照所述延迟扩展值的函数来获得所述一个或更多个补偿相位偏移值。 

在其它替换实施方式，对用于针对相位来校准所述多个基准码元的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计的步骤包括以下步骤：将K个假设相位修正集中的各个假设相位修正集应用于所述多个信道估计，来获得K个假设相位修正信道估计集。在这些实施方式中，相干合并所述相位修正信道估计的步骤可以包括以下步骤：通过针对K个假设相位修正信道估计集中的各个假设相位修正信道估计集来相干合并所述假设相位修正信道估计，来生成所述OFDM信号的K个信号功率假设值。然后，确定所述OFDM信号的信号功率的步骤涉及以下步骤：确定所述OFDM信号的K个信号功率假设值中的哪一个信号功率假设值是所述OFDM信号的K个信号功率假设值中的最大信号功率假设值。在这些实施方式中的一些实施方式中，另一方面包括使用与发送所述OFDM信号的信道的延迟扩展有关的信息，来初始获得所述K个假设相位修正集。在一些替换实施方式中，使用与发送所述OFDM信号的信道的功率延迟分布有关的信息，来初始获得所述K个假设相位修正集。此外，在一些但不必是全部实施方式中，所述假设相位修正集中的各个假设相位修正集包括在各个子载波之间呈线性的相位修正值。 

附图说明

通过参照附图来阅读以下详细说明，将能够理解本发明的这些目的和优点，在附图中： 

图1为包括N-采样宽码元部分及循环前缀的示例性OFDM信号的 图。 

图2为描述了由在与本发明的实施方式一致的蜂窝通信设备中运行的适当逻辑所执行的步骤/过程的流程图。 

图3a为两抽头信道的信道功率延迟分布及FFT窗口设置效果的示例的图。 

图3b为完整的信道功率延迟分布及FFT窗口设置效果的示例的图。 

图4为描述了在与本发明的替换实施方式一致的蜂窝通信设备中不依赖于各个子载波的相位模型而执行的步骤/过程的流程图。 

具体实施方式

现在将参照附图对本发明的各个特征进行描述，在附图中，使用相同的附图标记来表示相同的部分。 

现在参照多个示例性实施方式来详细说明本发明的各个方面。为了帮助理解本发明，按照要由计算机系统的部件所执行的或能够执行编程指令的其它硬件所执行的动作的顺序，来说明本发明的各个方面。应当理解，在各个实施方式中，所述各种动作可以通过专用电路(例如，相互连接以执行专用功能的离散逻辑门)来执行，通过由一个或更多个处理器执行的程序指令来执行，或通过上述两者的组合来执行。此外，本发明还能够在任意形式的计算机可读载体中完全地实现，所述计算机可读载体例如为包含使得处理器能够执行本文所述的技术的适当计算机指令集的固态存储器、磁盘、光盘或载波(诸如无线电频率、音频频率或光学频率载波)。因此，本发明的各个方面可以按照各种不同的形式实现，并且全部这些形式都落入本发明的范围内。对于本发明的多个方面中的每个方面，任何这种形式的实施方式在此都可被称为“被设置为执行所述动作的逻辑”，或另选地被称为“执行所述动作的逻辑”。 

本发明的一个方面涉及针对相位对从不同CQI导频导出的信道估计进行校准，而不使用例如通过信道估计得到的明确的相位估计。另选实施方式使用不同的方法来实现这点。在一个另选实施方式中，对在不同CQI导频之间的相位偏移进行估计，并且，在将这些推导出的信道估计 用于生成合并信号功率估计之前对它们进行补偿。 

在另选实施方式中，提出了盲估计(blind)方法。在这种情况下，假设不同CQI导频之间的相位偏移与频率间距成比例。评估针对该比例关系的不同因子，并且选择能够得到最好结果(按照估计出最大信号功率)的因子。 

以下详细说明这些及其它方面。 

图2为示出由与本发明的实施方式一致的蜂窝通信设备中运行的合适逻辑(例如，硬件或软件结合硬件)所执行的步骤/过程的流程图。在延迟扩展估计器中对由接收信号所指示的该信道的延迟扩展进行估计(步骤201)。这里所用的术语“延迟扩展”是指以下时间延迟：与发送机和接收机之间基本上最短的无线电路径相关联的接收信号和与发送机和接收机之间基本上最长的无线电路径相关联的接收信号之间的时间延迟。这里所用的术语“基本上最短”是指信号能够通过并且仍然能够被以不可忽略能量(non-insignificant amount of energy)接收的最短路径。类似的是，术语“基本上最长”是指信号能够通过并且仍然能够被以不可忽略能量来接收的最长路径。因为接收信号的能量没有超出预定的最小阈值，所以这使得可以不必考虑路径的长短。用于估计延迟扩展的各种技术是已知的，因此这里不再进行说明。在LTE系统中，P-SCH可用于估计延迟扩展。然而，存在其它技术，而且本发明并不限于任意一种具体技术。 

然后，将延迟扩展作为所述子载波频率的函数应用于相位变化的适当模型中，以推导出对与各个子载波相关联的相位偏移的估计(步骤203)。作为示例，可以使用公式(4)的两抽头信道模型。从公式(5)可以看出，在给定延迟扩展Δt的情况下，两个具有导频码元的子载波(频率为f_i及f_k)之间的相位偏移，是各个载波之间频率上的间距的线性函数，即， 

除了估计各个子载波的相位偏移以外，根据各个CQI导频来推导出信道估计，得到信道估计 

……(步骤205)。在该示例性实施方式中，将该步骤表示为在作出延迟扩展及相位偏移估计之后进行。然而， 可以理解的是，因为对CQI导频进行处理以推导出信道估计集的步骤不需要依赖在先步骤，所以最先、最后还是在中间某处执行信道估计都没有关系。 

使用各个子载波的估计相位偏移，将相位修正应用于信道估计(步骤207)。就数学表述而言，根据等式(7)来对信道估计(假设有M个信道估计)进行相位修正： 

${\hat{h}}_i^{\mathrm{corr}}={\hat{h}}_i{e}^{j2\mathrm{\π\Δ}{\mathrm{tf}}_i},i=\mathrm{1,2},......,M---\left(7\right)$

相位修正之后，对相位修正信道估计进行相干合并，以获得合并信号功率估计(步骤209)。在该示例性实施方式中，该步骤涉及根据等式(8)来确定合并信号功率估计 

$\hat{S}={|{\mathrm{\α}}_1{\hat{h}}_1^{\mathrm{corr}}+{\mathrm{\α}}_2{\hat{h}}_2^{\mathrm{corr}}+...|}^2---\left(8\right)$

这里，α_i是缩放因子。如何选择合适的α_i值超出了本发明的范围。作为示例，可以选择 ${\mathrm{\α}}_i=\frac{1}{M},$ 其中M是被相干合并的信道估计的数量。这会得到M个信道估计的纯平均值(并因此得到平均信号功率估计)。 

然后，可以按照各种方式来使用信号功率估计 

以获得用于CQI估计的SIR值。信号功率估计的具体应用超出了本发明的范围，因此不是必要特征。 

目前为止，本说明书关注于使用子载波之间的相位偏移的模型的实施方式。然而，使用这种模型对本发明而言不是必要的。另选实施方式可有利地使用与实际信道有关的更复杂的信息，只要这种信息可获得即可。例如，考虑图3a，图3a为两抽头信道的信道功率延迟分布300的示例的图，并且例示了FFT窗口设置效果。在时刻t₀发送信号301。如在OFDM技术中已知的，信号301的最初部分包括循环前缀(CP)，循环前缀是对由信号301的尾端所承载的信息的重复。 

因为多径传播，所以在发送机天线与接收机天线之间的第一路径会导致在时刻t₁接收到第一波束(ray)303，而(更长的)第二路径会导致在时刻t₂接收到第二波束305。为了解调该信号，接收机将应用FFT。FFT窗口设置会得到不同效果。可能的第一窗口位置307在以下这些时刻之 间的中点开始：在这些时刻，如果彼此单独地考虑这两个接收信号(例如，第一波束303及第二波束305)，则这两个接收信号会导致零相位偏移。该中间位置使得来自单个接收信号的相位偏移大小相同但符号相反。具体地说，t₁与t₂之间的中点再加上循环前缀的长度，可以得到时间点(这里表示为“t_{min_phase}”)。然而，这种设置会使得FFT包括严重的码元间干扰(ISI)。 

为了避免这种干扰，FFT窗口通常在较早时间点开始。为了最好地消除ISI，FFT窗口应当在与第一波束303的结束点相同的时刻结束。在该示例中，该结束点出现在时刻t_{opt_end}。相应地，结束点与时刻t_{opt_end}相同的第二窗口位置309在t_{opt_start}时刻开始。 

在更一般的情况下，信道具有超过两条的路径。为了例示这种情况，图3b为完整的信道功率延迟分布350及FFT窗口设置效果的示例的图。在时刻t₀发送信号351。因为多径传播，在发送机天线与接收机天线之间的第一路径会导致在时刻t_first接收到第一波束353，而最后(最长)路径会导致在时刻t_last接收到最终波束355。接收机也接收其它波束(未例示)。如两抽头信道的情况，为了解调该信号，接收机将应用FFT。如上述的情况，FFT窗口的设置会得到不同效果。可能的第一窗口位置357在t_first与t_last之间的以下时间点开始：该时间点是冲激响应的重心的位置再加上循环前缀的长度。另选的是，可以使用该信道的最大冲激响应(max(h(t)))的时间点。在任意一种情况下，这里表示为t_{min_phase}的时间点，能够在子载波之间得到最小相位旋转。然而，如较早所述的两抽头信道示例，这种设置会使得FFT包括严重的ISI。 

为了避免这种干扰，FFT窗口通常在较早时间点开始。为了最好地消除ISI，FFT窗口应当在与第一波束353的结束点相同的时刻结束。在该示例中，该结束点出现在时刻t_{opt_end}。相应地，结束点与时刻t_{opt_end}相同的第二窗口位置359在时刻t_{opt_start}开始。 

无论是考虑在图3a中所示的特定两抽头信道或是考虑在图3b中所示的更一般的情况，都可以看出在应当放置FFT窗口以使相位旋转最小化的时间点(即，t_{min_phase})与实际放置FFT窗口以便最好地避免ISI的 时间点(即，t_{opt_start})之间，存在一个间距。假设该间距为n个采样，对应于这里表示为T_{n_samples}的时间量。FFT窗口的位置会引起子载波k与l之间的FFT引入旋转 其中，N_FFT是FFT的大小。因此，相位旋转的这种表示可以用作确定相位补偿量(步骤203)的基础，该相位补偿量在从接收信号获得信道估计 

……之后，将应用于(步骤207)从各个子载波推导出的该信道估计 

……(步骤205)。执行了这种相位补偿后，如较早所述来执行剩余步骤209。 

在其它另选实施方式中，当执行步骤203时，可以使用其它技术来推导出用于确定各子载波所需的相位补偿量的相位偏移函数。例如，可以将PDP 300转换到频域，以推导出信道估计。信道估计将包括各个子载波的相位信息，并且可以将该相位信息用作确定相位补偿量(步骤203)的基础，该相位补偿量在从所接收信号获得信道估计之后，将应用于从各个子载波获得的信道估计(步骤205)。执行了这种相位补偿后，如较早所述来执行剩余步骤209。 

目前为止所述的全部实施方式使用各个子载波的相位模型来确定如何修正各种信道估计。现在讨论不使用该技术的方法和装置。 

图4为描述了由在与本发明的替换实施方式一致的蜂窝通信设备中运行的适当逻辑(例如，硬件或软件结合硬件)不依赖于各个子载波的相位估计而执行的步骤/过程的流程图。将M个CQI导频用作确定M个信道估计的基础，每个信道估计对应于一个CQI导频(步骤401)。 

然后，根据公式(10)，将根据公式(9)的K个假设相位偏移序列中的各个相位偏移序列作为相位修正，应用到包括M个信道估计的集合(步骤403)，以得到K个假设相位修正信道估计集 

$P_k={[e^{j{\mathrm{\θ}}_1^k},e^{j{\mathrm{\θ}}_2^k},...e^{j{\mathrm{\θ}}_M^k}]}^T,k=1,......,K---\left(9\right)$

${\hat{h}}_{i,k}^{\mathrm{corr}}={\hat{h}}_i{e}^{j{\mathrm{\θ}}_i^k},$  i＝1、......、M而k＝1、......、K     (10) 

其中M是根据CQI导频获得的信道估计的数量，而K是假设相位修正集的数量(每个相位修正集本身具有M个元素)。有利的是，将K个假设相位偏移序列存储在查找表中，并且能够根据在先进行的实验室试验获得它们。可以针对不同的延迟扩展及PDP来设计不同的假设相位偏 移序列，使得这些假设相位偏移序列中的至少一个对应于该通信设备所经历的实际情况。 

然后，根据公式(11)，针对K个假设修正信道估计集中的各个假设修正信道估计集，对属于该集的M个信道估计执行相干合并(步骤405)，以获得K个合并信号功率估计： 

${\hat{S}}_k={\left|\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i{\hat{h}}_i^{\mathrm{corr}}\right|}^2,k=1,......,K---\left(11\right)$

现在，已经生成K个信号功率值，选择最大的信号功率值用作信号功率估计(步骤407)，即： 

在一些实施方式中，可以应用各种技术来调整假设相位修正集，由此将检测减小到更小数量的假设值。例如，延迟扩展和/或PDP的知识可以用于确定哪个假设相位修正集更可能代表真实的抵消(setoff)相位修正。为了例示这种情况，假设在频率上按照间距Δf等间距地设置M个CQI导频码元，并且假设相位偏移在各个子载波之间按照线性方式变化。(可以理解的是，公式(9)并不要求假设相位偏移值在各个子载波之间线性地变化。)相位偏移序列则具有以下形式： 

$P_k=[1,e^{j{\mathrm{\θ}}_k},e^{j2{\mathrm{\θ}}_k},...e^{j(M-1){\mathrm{\θ}}_k}]---\left(13\right)$

然后，通过假设θ的K个不同值，来生成K个假设相位修正集。 

参照具体实施方式说明了本发明。然而，对于本领域技术人员明显的是，可以按照与上述实施方式的形式不同的特定形式来实现本发明。所述实施方式仅是示例性的，而不应当认为是任何方式的限制。本发明的范围由所附权利要求限定，而不是由上述说明限定，而且旨在将落入这些权利要求范围内的全部变化例及等同物都包括在这里。 

Claims (20)

1.一种用于确定正交频分复用(OFDM)信号的信号功率的方法，该方法包括以下步骤：

根据所述OFDM信号来确定多个信道估计(205)；

对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计(203)；

通过使用所述一个或更多个补偿相位偏移值来针对相位校准所述多个信道估计，来生成多个相位修正信道估计(207)；以及

相干合并所述相位修正信道估计，由此确定所述OFDM信号的信号功率(209)，

其中，根据所述OFDM信号来确定所述多个信道估计的步骤(205)包括以下步骤：

根据所述OFDM信号的多个子载波中的一组一个或更多个子载波来确定一个或更多个信道估计；以及

根据所述OFDM信号的所述多个子载波中的另一组一个或更多个子载波来确定一个或更多个信道估计，并且

其特征在于，

对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计的步骤(203)包括以下步骤：

确定所述OFDM信号的多个采样中的哪一个采样是引起子载波中的最小旋转(307、357)的快速傅立叶变换(FFT)的起始点；以及

按照FFT的实际起始点与引起子载波中的所述最小旋转的FFT的起始点之间的相对距离的函数，来估计所述一个或更多个补偿相位偏移值。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，引起子载波中的所述最小旋转的FFT的所述起始点对应于发送所述OFDM信号的信道的功率延迟分布的最大峰值。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，引起子载波中的所述最小旋转的FFT的所述起始点对应于发送所述OFDM信号的信道的功率延迟分布的重心。

4.一种用于确定正交频分复用(OFDM)信号的信号功率的方法，该方法包括以下步骤：

根据所述OFDM信号来确定多个信道估计(205)；

对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计(203)；

通过使用所述一个或更多个补偿相位偏移值来针对相位校准所述多个信道估计，从而生成多个相位修正信道估计(207)；以及

相干合并所述相位修正信道估计，由此确定所述OFDM信号的信号功率(209)，

其中，根据所述OFDM信号来确定所述多个信道估计的步骤(205)包括以下步骤：

根据所述OFDM信号的多个子载波中的一组一个或更多个子载波来确定一个或更多个信道估计；以及

根据所述OFDM信号的所述多个子载波中的另一组一个或更多个子载波来确定一个或更多个信道估计，并且

其特征在于，

对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计的步骤(203)包括以下步骤：

对发送所述OFDM信号的信道的功率延迟分布(300、350)进行确定；

对所述功率延迟分布(300、350)应用快速傅立叶变换(FFT)，来获得对发送所述OFDM信号的所述信道的估计；以及

使用所述信道的估计，根据延迟扩展值的函数来获得所述一个或更多个补偿相位偏移值。

5.一种用于确定正交频分复用(OFDM)信号的信号功率的方法，该方法包括以下步骤：

根据所述OFDM信号来确定多个信道估计(205)；

对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计(203)；

通过使用所述一个或更多个补偿相位偏移值来针对相位校准所述多个信道估计，来生成多个相位修正信道估计(207)；以及

相干合并所述相位修正信道估计，由此确定所述OFDM信号的信号功率(209)，

其特征在于，

对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计的步骤(203)包括以下步骤：

将K个假设相位修正集中的各个假设相位修正集应用于所述多个信道估计，来获得K个假设相位修正信道估计集(403)；

并且

相干合并所述相位修正信道估计的步骤(209)包括以下步骤：

通过针对K个假设相位修正信道估计集中的各个假设相位修正信道估计集来相干合并所述假设相位修正信道估计，来生成所述OFDM信号的K个信号功率假设值(405)；以及

通过确定所述OFDM信号的K个信号功率假设值中的哪一个信号功率假设值是所述OFDM信号的K个信号功率假设值中的最大信号功率假设值，来确定所述OFDM信号的信号功率(407)。

6.根据权利要求5所述的方法，该方法包括以下步骤：

使用与发送所述OFDM信号的信道的延迟扩展有关的信息，来初始获得所述K个假设相位修正集。

7.根据权利要求5所述的方法，该方法包括以下步骤：

使用与发送所述OFDM信号的信道的功率延迟分布有关的信息，来初始获得所述K个假设相位修正集。

8.根据权利要求5所述的方法，其中，所述假设相位修正集中的各个假设相位修正集包括在各个子载波之间呈线性的相位修正值。

9.一种用于确定正交频分复用(OFDM)信号的信号功率的方法，该方法包括以下步骤：

根据所述OFDM信号来确定多个信道估计(205)；

对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计(203)；

通过使用所述一个或更多个补偿相位偏移值来针对相位校准所述多个信道估计，从而生成多个相位修正信道估计(207)；以及

相干合并所述相位修正信道估计，由此确定所述OFDM信号的信号功率(209)，

其特征在于，

对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计的步骤(203)包括以下步骤：

对发送所述OFDM信号的信道的延迟扩展值进行确定(201)；

以及

根据所述延迟扩展值的函数，来估计所述一个或更多个补偿相位偏移值。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，按照所述延迟扩展值的函数来估计所述一个或更多个补偿相位偏移值的步骤包括以下步骤：

根据以下公式计算频率为f_i的第一子载波与频率为f_k的第二子载波之间的相位偏移：

其中，Δt是所述延迟扩展值。

11.一种用于确定正交频分复用(OFDM)信号的信号功率的装置，该装置包括：

被设置为根据所述OFDM信号来确定多个信道估计(205)的逻辑；

被设置为对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计(203)的逻辑；

被设置为通过使用所述一个或更多个补偿相位偏移值来针对相位来校准所述多个信道估计，以生成多个相位修正信道估计(207)的逻辑；以及

被设置为相干合并所述相位修正信道估计，由此确定所述OFDM信号的信号功率(209)的逻辑，

其中，所述被设置为根据所述OFDM信号来确定所述多个信道估计(205)的逻辑包括：

被设置为根据所述OFDM信号的多个子载波中的一组一个或更多个子载波来确定一个或更多个信道估计的逻辑；以及

被设置为根据所述OFDM信号的所述子载波中的另一组一个或更多个子载波来确定所述一个或更多个信道估计的逻辑，并且其特征在于，

所述被设置为对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计(203)的逻辑包括：

被设置为确定所述OFDM信号的多个采样中的哪一个采样是引起子载波中的最小旋转(307、357)的快速傅立叶变换(FFT)的起始点的逻辑；以及

被设置为按照FFT的实际起始点与引起子载波中的所述最小旋转的FFT的所述起始点之间的相对距离的函数，来估计所述一个或更多个补偿相位偏移值的逻辑。

12.根据权利要求11所述的装置，其中，引起子载波中的所述最小旋转的FFT的所述起始点对应于发送所述OFDM信号的信道的功率延迟分布的最大峰值。

13.根据权利要求11所述的装置，其中，引起子载波中的所述最小旋转的FFT的所述起始点对应于发送所述OFDM信号的信道的功率延迟分布的重心。

14.一种用于确定正交频分复用(OFDM)信号的信号功率的装置，该装置包括：

被设置为根据所述OFDM信号来确定多个信道估计(205)的逻辑；

被设置为对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计(203)的逻辑；

被设置为通过使用所述一个或更多个补偿相位偏移值来针对相位校准所述多个信道估计，以生成多个相位修正信道估计(207)的逻辑；以及

被设置为相干合并所述相位修正信道估计，由此确定所述OFDM信号的信号功率(209)的逻辑，

其中，所述被设置为根据所述OFDM信号来确定所述多个信道估计(205)的逻辑包括：

被设置为根据所述OFDM信号的多个子载波中的一组一个或更多个子载波来确定一个或更多个信道估计的逻辑；以及

被设置为根据所述OFDM信号的所述子载波中的另一组一个或更多个子载波来确定所述一个或更多个信道估计的逻辑，并且其特征在于，

所述被设置为对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计(203)的逻辑包括：

被设置为对发送所述OFDM信号的信道的功率延迟分布(300、350)进行确定的逻辑；

被设置为将快速傅立叶变换(FFT)应用于所述功率延迟分布(300、350)，来获得对发送所述OFDM信号的所述信道的估计的逻辑；以及

被设置为使用所述信道的估计，根据延迟扩展值的函数来获得所述一个或更多个补偿相位偏移值的逻辑。

15.一种用于确定正交频分复用(OFDM)信号的信号功率的装置，该装置包括：

被设置为根据所述OFDM信号来确定多个信道估计(205)的逻辑；

被设置为对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计(203)的逻辑；

被设置为通过使用所述一个或更多个补偿相位偏移值来针对相位校准所述多个信道估计，以生成多个相位修正信道估计(207)的逻辑；以及

被设置为相干合并所述相位修正信道估计，由此确定所述OFDM信号的信号功率(209)的逻辑，

其特征在于，

所述被设置为对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计(203)的逻辑包括：

被设置为将K个假设相位修正集中的各个假设相位修正集应用于所述多个信道估计，来获得K个假设相位修正信道估计集(403)的逻辑；

并且

所述被设置为相干合并所述相位修正信道估计(209)的逻辑包括：

被设置为通过针对K个假设相位修正信道估计集中的各个假设相位修正信道估计集，相干合并所述假设相位修正信道估计，来生成所述OFDM信号的K个信号功率假设值(405)的逻辑；以及

被设置为通过确定所述OFDM信号的所述K个信号功率假设值中的哪一个信号功率假设值是所述OFDM信号的所述K个信号功率假设值中的最大信号功率假设值，来确定所述OFDM信号的信号功率(407)的逻辑。

16.根据权利要求15所述的装置，该装置包括：

被设置为使用与发送所述OFDM信号的信道的延迟扩展有关的信息，来初始获得所述K个假设相位修正集的逻辑。

17.根据权利要求15所述的装置，该装置包括：

被设置为使用与发送所述OFDM信号的信道的功率延迟分布有关的信息，来初始获得所述K个假设相位修正集的逻辑。

18.根据权利要求15所述的装置，其中，所述假设相位修正集中的各个假设相位修正集包括在子载波之间呈线性的相位修正值。

19.一种用于确定正交频分复用(OFDM)信号的信号功率的装置，该装置包括：

被设置为根据所述OFDM信号来确定多个信道估计(205)的逻辑；

被设置为对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计(203)的逻辑；

被设置为通过使用所述一个或更多个补偿相位偏移值来针对相位校准所述多个信道估计，以生成多个相位修正信道估计(207)的逻辑；以及

被设置为相干合并所述相位修正信道估计，由此确定所述OFDM信号的信号功率(209)的逻辑，

其特征在于，

所述被设置为对用于针对相位来校准所述多个信道估计的一个或更多个补偿相位偏移值进行估计(203)的逻辑包括：

被设置为对发送所述OFDM信号的信道的延迟扩展值进行确定(201)的逻辑；以及

被设置为根据所述延迟扩展值的函数，来估计所述一个或更多个补偿相位偏移值的逻辑。

20.根据权利要求19所述的装置，其中，所述被设置为根据所述延迟扩展值的函数来估计所述一个或更多个补偿相位偏移值的逻辑(203)包括：

被设置为根据以下公式来计算频率为f_i的第一子载波与频率为f_k的第二子载波之间的相位偏移的逻辑：

其中，Δt是所述延迟扩展值。

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