KR100992369B1 - Ｏｆｄｍ 시스템의 채널 추정 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 OFDM 시스템의 채널 추정 장치에 관한 것으로, OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호와 기준 파일럿 신호를 이용하여 채널 주파수 응답값을 구하는 채널 추정부; 상기 채널 추정부로부터 순차 입력되는 복수의 채널 주파수 응답값을 저장하고, 저장된 이전 심볼들의 채널 주파수 응답값을 이용하여 채널 주파수 응답값을 보간하여, 현재 심볼의 모든 유효대역에서의 채널 주파수 응답값)을 구하는 보간부; 상기 보간부로부터의 채널 주파수 응답값을 IFFT 변환을 통해 시간영역의 채널 임펄스 응답값으로 변환하는 IFFT부; 상기 IFFT부로부터의 현재 채널 임펄스 응답값, 이전 채널 임펄스 응답값을 이용하여 신호경로의 신호전력을 의미하는 패스 전력을 구하고, 상기 패스 전력의 크기에 따른 가중치를 설정하는 가중치 설정부; 상기 IFFT부로부터의 채널 임펄스 응답값과 상기 가중치 설정부로부터의 가중치를 곱하여, 상기 IFFT부로부터의 채널 임펄스 응답값을 변경하는 곱셈부; 및 상기 곱셈부로부터의 채널 임펄스 응답값을 주파수영역의 채널 주파수 응답값으로 변환하는 FFT부를 포함한다.
Figure R1020090013541
OFDM, 채널 추정, 채널 주파수 응답(CFR), 채널 임펄스 응답값(CIR), 가중치

Description

ＯＦＤＭ 시스템의 채널 추정 장치{APPARATUS FOR ESTIMATING CHANNEL OF OFDM SYSTEM}
본 발명은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)시스템에 적용될 수 있는 적응형 채널 임펄스 응답에 기초한 가중치를 이용한 채널 추정 장치에 관한 것으로, 특히 OFDM 시스템에서, 적응형 채널 임펄스 응답에 기초한 가중치를 이용하여 채널 추정을 수행함으로서, 보호대역이 존재하는 경우, 채널 임펄스 응답값(CIR)의 퍼짐 현상을 제거할 수 있고, 이에 따라 보다 안정된 채널 추정 성능을 확보할 수 있는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치에 관한 것이다.
일반적으로, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)은 유선 및 무선 채널에서 고속 데이터 전송에 적합한 방식으로 최근 여러 고속 통신시스템의 전송방식으로 채택되고 있다. 즉, 다중경로 페이딩을 갖는 무선 통신채널에서 심볼주기가 짧은 고속 데이터 전송시 단일 반송파 방식을 사용하게 되면 심볼간 간섭이 더욱 심해지기 때문에 수신단의 복잡도가 크게 증가하는 반면, 다중반송파 방식의 경우에는 데이터 전송속도를 그대로 유지하면서 각 부반송파에서의 심볼주기를 부 반송파의 수만큼 확장시킬 수 있기 때문에 하나의 탭을 갖는 간단한 등화기로 다중경로에 의한 심각한 주파수 선택적 페이딩 채널을 잘 대처할 수 있다.
또한, OFDM 방식에서는 상호 직교성을 갖는 복수의 반송파를 사용하므로 주파수 이용효율이 높아지고, 송수신단에서 이러한 복수의 반송파를 변조 및 복조하는 과정은 각각 IDFT와 DFT를 수행한 것과 같은 결과가 되어 IFFT와 FFT를 사용하여 고속으로 구현할 수 있다. 이러한 OFDM 방식은 고속의 데이터 전송에 적합하기 때문에 IEEE 802.11a, IEEE 802.16a/d, DAB/DMB, DVB-T의 표준 방식으로 채택된 바 있다.
그리고, 다중경로 페이딩 채널을 겪은 OFDM 신호는 주파수 영역에서 주파수 선택적 채널의 영향을 받게 된다. 따라서 안정적인 채널 추정을 위해서는 주파수 영역 채널의 변화에 적응할 수 있도록 통상 특정 부반송파 위치에 파일럿 신호를 전송하게 된다. 이때 각 파일럿 신호의 간격은 다중경로 페이딩 채널의 지연 확산의 크기를 고려하여 설계되며, 만약 지연 확산의 크기가 증가하여 정해진 파일럿 간격내 채널의 변화가 심화되면 채널 추정 오류가 발생하여 심각한 복조 성능 열화를 초래한다.
이러한 성능 열화를 최소화하기 위해서는 채널 추정 과정에서 다중경로 페이딩 채널의 특성을 알고 있어야 하며, 그 중 채널의 지연 확산에 대한 정보가 가장 중요한 역할을 하게 된다.
한편, 특정 부반송파에 인정간격으로 실리는 파일럿 신호를 이용하는 OFDM 수신기에서는, 초기 채널 추정을 파일럿 신호 위치에서만 직접 수행하고, 파일럿 신호간의 데이터 신호에 대한 채널 추정은 파일럿 신호의 채널 추정값들을 이용하여 보간 기법 등을 통해서 수행된다.
또한, 파일럿 위치의 초기 채널 추정 값들은 다중경로 페이딩 채널의 지연 확산의 추정을 위해서도 이용되며, 추정된 지연 확산 값을 통해 상기 보간 기법의 정확도를 높이고 있다.
그런데, 인접한 채널간의 간섭을 피하고, 필터 구현을 용이하게 하기 위해서 보호대역을 고려하는데, 이 경우 보호대역에는 신호가 전송되지 않은 가상 부반송파들이 존재하기 때문에 일종의 오버-샘플링(over-sampling) 효과가 나타나게 되는 문제점이 있고, 이로 인해, 채널 임펄스 응답값(CIR)의 추정 오류가 발생할 뿐만 아니라, 전력 누수현상이 발생하는 문제점이 있다.
본 발명은 상기한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해서 제안된 것으로써, 그 목적은 OFDM 시스템에서, 적응형 채널 임펄스 응답에 기초한 가중치를 이용하여 채널 추정을 수행함으로서, 보호대역이 존재하는 경우, 채널 임펄스 응답값(CIR)의 퍼짐 현상을 제거할 수 있고, 이에 따라 보다 안정된 채널 추정 성능을 확보할 수 있는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치를 제공하는데 있다.
상기한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 하나의 기술적인 측면은, OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호와 기준 파일럿 신호를 이용하여 채널 주파수 응답값을 구하는 채널 추정부; 상기 채널 추정부으로부터 순차 입력되는 복수의 채널 주파수 응답값을 저장하고, 저장된 이전 심볼들의 채널 주파수 응답값을 이용하여 채널 주파수 응답값을 보간하여, 현재 심볼의 모든 유효대역에서의 채널 주파수 응답값을 구하는 보간부; 상기 보간부로부터의 채널 주파수 응답값을 IFFT 변환을 통해 시간영역의 채널 임펄스 응답값으로 변환하는 IFFT부; 상기 IFFT부로부터의 현재 채널 임펄스 응답값, 이전 채널 임펄스 응답값을 이용하여 신호경로의 신호전력을 의미하는 패스 전력을 구하고, 상기 패스 전력의 크기에 따른 가중치를 설정하는 가중치 설정부; 상기 IFFT부로부터의 채널 임펄스 응답값과 상기 가중치 설정부로부터의 가중치를 곱하여, 상기 IFFT부로부터의 채널 임펄스 응답값을 변경하는 곱셈부; 및 상기 곱셈부로부터의 채널 임펄스 응답값을 주파수영역의 채널 주파수 응답값으로 변환하는 FFT부를 포함하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치를 제안한다.
상기 채널 추정부는, 최소 자승법인 LS방식(Least Square method)을 이용하여, OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호를 기준 파일럿 신호로 나누어 상기 채널 주파수 응답값을 구하는 것을 특징으로 한다.
상기 보간부는, 상기 채널 추정부으로부터 순차 입력되는 4개의 채널 주파수 응답값을 저장하는 제1 버퍼; 상기 채널 추정부로부터 순차 입력되는 그 다음의 4개의 채널 주파수 응답값을 저장하는 제2 버퍼; 및 상기 제1 버퍼 및 제2 버퍼의 채널 주파수 응답값을 이용하여 모든 분산 파일럿 위치별 채널 주파수 응답값을 구하는 보간기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 IFFT부는, 상기 IFFT 변환된 시간영역의 상기 채널 임펄스 응답값에 기설정된 전력보상값을 곱하여 전력을 보상하는 것을 특징으로 한다.
상기 가중치 설정부는, 상기 IFFT부로부터의 현재 채널 임펄스 응답값, 이전 채널 임펄스 응답값의 공액복소값을 곱한 후 제1 상수를 곱하여 제1 응답값을 구하고, 이전의 패스 전력에 제2 상수를 곱하여 제2 응답값을 구한 후, 상기 제1 응답값과 제2 응답값을 더하여 현재 패스 전력을 설정하는 것을 특징으로 한다.
상기 제2 상수는, 상기 제1 상수와 합쳐 1이 되고, 상기 제1 상수가 'a' 일때, "1-a"가 되며, 상기 제1 상수보다는 작은 값으로 설정되는 것을 특징으로 한다.
상기 가중치 설정부는, 상기 패스 전력과 기설정된 잡음 전력을 이용하여 다음 수학식
Figure 112009010104021-pat00001
를 이용하여 상기 가중치
Figure 112009010104021-pat00002
를 구하는 것을 특징으로 한다.
상기 보간부는, 상기 보간기로부터의 유효대역에서의 채널 주파수 응답값과, 상기 FFT부로부터의 채널 주파수 응답값중 보호대역의 채널 주파수 응답값을 피드백받아 보호대역에 삽입한 보호대역에서의 채널 주파수 응답값을 출력하는 결합부를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
이와같은 본 발명에 의하면, OFDM 시스템에서, 적응형 채널 임펄스 응답에 기초한 가중치를 이용하여 채널 추정을 수행함으로서, 보호대역이 존재하는 경우, 채널 임펄스 응답값(CIR)의 퍼짐 현상을 제거할 수 있고, 이에 따라 보다 안정된 채널 추정 성능을 확보할 수 있는 효과가 있다.
즉, 본 발명에 의하면, 보호대역을 고려하고 있는 OFDM 시스템에서 기존의 DFT 기반의 채널 추정 기법을 사용할 경우 발생하는 채널 임펄스 응답값(CIR)의 퍼짐현상을 근본적으로 해결할 수 있고, 또한 채널 환경에 따라 초기 채널 추정 과정의 보간방법을 스위치 형태로 다른 방식으로 변경이 가능하므로 다양한 채널 환경에 적용이 가능하며, 게다가 채널 추정 기법을 통해 보호 대역을 고려하고 있는 OFDM 시스템에서도 채널 환경에 상관없이 안정된 채널 추정 성능을 얻을 수 있다.
이하, 본 발명의 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
본 발명은 설명되는 실시예에 한정되지 않으며, 본 발명의 실시예는 본 발명의 기술적 사상에 대한 이해를 돕기 위해서 사용된다. 본 발명에 참조된 도면에서 실질적으로 동일한 구성과 기능을 가진 구성요소들은 동일한 부호를 사용할 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 OFDM 시스템의 채널 추정 장치의 블록도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명에 따른 OFDM 시스템의 채널 추정 장치는, OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호(
Figure 112010061742005-pat00003
)와 기준 파일럿 신호(
Figure 112010061742005-pat00004
)를 이용하여 채널 주파수 응답값(
Figure 112010061742005-pat00005
)을 구하는 채널 추정부(100)와, 상기 채널 추정부(100)로부터 순차 입력되는 복수의 채널 주파수 응답값
Figure 112010061742005-pat00006
을 저장하고, 저장된 이전 심볼들의 채널 주파수 응답값을 이용하여 채널 주파수 응답값을 보간하여, 현재 심볼의 모든 유효대역에서의 채널 주파수 응답값(
Figure 112010061742005-pat00007
)을 구하는 보간부(200)와, 상기 보간부(200)로부터의 채널 주파수 응답값(
Figure 112010061742005-pat00008
)을 IFFT 변환을 통해 시간영역의 채널 임펄스 응답값(
Figure 112010061742005-pat00009
)으로 변환하는 IFFT부(300)와, 상기 IFFT부(300)로부터의 현재 채널 임펄스 응답값(
Figure 112010061742005-pat00010
), 이전 채널 임펄스 응답값(
Figure 112010061742005-pat00011
)을 이용하여 신호경로의 신호전력을 의미하는 패스 전력(
Figure 112010061742005-pat00012
)을 구하고, 상기 패스 전력(
Figure 112010061742005-pat00013
)의 크기에 따른 가중치(
Figure 112010061742005-pat00014
)를 설정하는 가중치 설정부(400)와, 상기 IFFT부(300)로부터의 채널 임펄스 응답값(
Figure 112010061742005-pat00015
)과 상기 가중치 설정부(400)로부터의 가중치(
Figure 112010061742005-pat00016
)를 곱하여, 상기 IFFT부(300)로부터의 채널 임펄스 응답값(
Figure 112010061742005-pat00017
)을 변경하는 곱셈부(500)와, 상기 곱셈부(500)로부터의 채널 임펄스 응답값(
Figure 112010061742005-pat00018
)을 주파수영역의 채널 주파수 응답값(
Figure 112010061742005-pat00019
)으로 변환하는 FFT부(600)를 포함한다.
상기 채널 추정부(100)는, 최소 자승법인 LS방식(Least Square method)을 이용하여, OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호(
Figure 112010061742005-pat00020
)를 기준 파일럿 신호(
Figure 112010061742005-pat00021
)로 나누어 상기 채널 주파수 응답값(
Figure 112010061742005-pat00022
)을 구하는 것을 특징으로 한다.
도 2는 본 발명의 보간부의 블록도이고, 도 3은 본 발명의 보간 개념 설명도이다.
도 1 내지 도 3을 참조하면, 상기 보간부(200)는, 상기 채널 추정부(100)로부터 순차 입력되는 4개의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00023
~
Figure 112009010104021-pat00024
)을 저장하는 제1 버퍼(210)와, 상기 채널 추정부(100)로부터 순차 입력되는 그 다음의 4개의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00025
~
Figure 112009010104021-pat00026
)을 저장하는 제2 버퍼(220)와, 상기 제1 버퍼(210) 및 제2 버퍼(220)의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00027
~
Figure 112009010104021-pat00028
,
Figure 112009010104021-pat00029
~
Figure 112009010104021-pat00030
)을 이용하여 모든 분산 파일럿 위치별 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00031
)을 구하는 보간기(230)를 포함한다.
상기 IFFT부(300)는, 상기 IFFT 변환된 시간영역의 상기 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-pat00032
)에 기설정된 전력보상값(PC)을 곱하여 전력을 보상할 수 있다.
상기 가중치 설정부(400)는, 상기 IFFT부(300)로부터의 현재 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-pat00033
), 이전 채널 임펄스 응답값((
Figure 112009010104021-pat00034
))의 공액복소값(
Figure 112009010104021-pat00035
)을 곱한 후 제1 상수(a)를 곱하여 제1 응답값(RV1)을 구하고, 이전의 패스 전력(
Figure 112009010104021-pat00036
)에 제2 상수(b)를 곱하여 제2 응답값(RV2)을 구한 후, 상기 제1 응답값(RV1)과 제2 응답값(RV2)을 더하여 현재 패스 전력(
Figure 112009010104021-pat00037
)을 설정할 수 있다.
이때, 상기 제2 상수(b)는, 상기 제1 상수(a)와 합쳐 1이 되고, 상기 제1 상수가 'a' 일때, "1-a"가 되며, 상기 제1 상수(a)보다는 작은 값으로 설정될 수 있다.
상기 가중치 설정부(400)는, 상기 패스 전력(
Figure 112009010104021-pat00038
)과 기설정된 잡음 전력(
Figure 112009010104021-pat00039
)을 이용하여 다음 수학식
Figure 112009010104021-pat00040
를 이용하여 상기 가중치(
Figure 112009010104021-pat00041
)를 구할 수 있다.
상기 보간부(200)는, 상기 보간기(230)로부터의 유효대역에서의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00042
)과, 상기 FFT부(600)로부터의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00043
)중 보호대역의 채널 주파수 응답값을 피드백받아 보호대역에 삽입한 보호대역에서의 채 널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00044
)을 출력하는 결합부(240)를 더 포함할 수 있다.
도 4는 본 발명 및 종래기술의 신호대잡음비-비트에러율을 보이는 그래프이다. 본 발명의 OFDM 시스템의 채널 추정 장치의 성능 검증을 위한 실험은 페이딩 채널 환경 모델 COST(European Co-operation in the field of Scientific and Technical research) 207 TU(Typical Urban)에서 이동체 속도 60km/h와 정지(Static) 2-패스 환경을 고려하였으며, 충분히 많은 반복 과정을 거쳐 통계적인 성능 수치를 기록함으로써 수행되었으며, 그 결과는 도 4에 나타내었다.
이하, 본 발명의 작용 및 효과를 첨부한 도면에 의거하여 상세히 설명한다.
도 1 내지 도 4를 참조하여 본 발명에 따른 OFDM 시스템의 채널 추정 장치에 대해 설명하면, 도 1에서, 본 발명의 OFDM 시스템의 채널 추정 장치는, 채널 추정부(100)와, 보간부(200)와, IFFT부(300)와, 가중치 설정부(400)와, 곱셈부(500) 및 FFT부(600)를 포함할 수 있다.
먼저, 도 1을 참조하면, 상기 채널 추정부(100)는, OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호(
Figure 112009010104021-pat00045
)와 기준 파일럿 신호(
Figure 112009010104021-pat00046
)를 이용하여 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00047
)을 구한다.
예를 들어, 상기 채널 추정부(100)는, 하기 수학식 1과 같이, 최소 자승법인LS방식(Least Square method)을 이용하여, OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호(
Figure 112010061742005-pat00048
)를 기준 파일럿 신호(
Figure 112010061742005-pat00049
)로 나누어 상기 채널 주파수 응답값(
Figure 112010061742005-pat00050
)을 구할 수 있다.
Figure 112009010104021-pat00051
상기 수학식 1에서, k는 각 부반송파 인덱스이고, m은 심볼 인덱스이고,
Figure 112009010104021-pat00052
는 각 분산 파일럿 위치의 인덱스이다.
다음, 상기 보간부(200)는, 상기 채널 추정부(100)로부터 순차 입력되는 복수의 채널 주파수 응답값
Figure 112009010104021-pat00053
을 저장하고, 저장된 이전 심볼들의 채널 주파수 응답값을 이용하여 채널 주파수 응답값을 보간하여, 현재 심볼의 모든 유효대역에서의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00054
)을 구한다.
도 1 내지 도 3을 참조하여 예를 들면, 상기 보간부(200)는, 제1 버퍼(210)와, 제2 버퍼(220) 및 보간기(230)를 포함할 수 있다.
이때, 도 2를 참조하면, 상기 제1 버퍼(210)는 상기 채널 추정부(100)로부터 순차 입력되는 4개의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00055
~
Figure 112009010104021-pat00056
)을 저장하고, 상기 제2 버퍼(220)는 상기 채널 추정부(100)로부터 순차 입력되는 그 다음의 4개의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00057
~
Figure 112009010104021-pat00058
)을 저장한다. 다음, 상기 보간기(230)는, 도 3에 보인 바와같이 상기 제1 버퍼(210) 및 제2 버퍼(220)의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00059
~
Figure 112009010104021-pat00060
,
Figure 112009010104021-pat00061
~
Figure 112009010104021-pat00062
)을 이용하여 모든 분산 파일럿 위치별 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00063
)을 구한다.
즉, 하기 수학식 2에 보인 바와같이, 상기 제1 버퍼(210)의 응답값(
Figure 112009010104021-pat00064
)과 제2 버퍼(220)의 응답값(
Figure 112009010104021-pat00065
)을 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00066
)을 구하고, 상기 제1 버퍼(210)의 응답값(
Figure 112009010104021-pat00067
)과 제2 버퍼(220)의 응답값(
Figure 112009010104021-pat00068
)을 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00069
)을 구하고, 상기 제2 버퍼(220)의 응답값(
Figure 112009010104021-pat00070
)으로 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00071
)을 구하고, 상기 제1 버퍼(210)의 응답값(
Figure 112009010104021-pat00072
)과 제2 버퍼(220)의 응답값(
Figure 112009010104021-pat00073
)을 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00074
)을 구할 수 있다.
Figure 112009010104021-pat00075
상기 수학식 2를 참조하면, 현재 심볼 인덱스와의 인덱스 거리에 따라 곱해 지는 가중치가 서로 다르게 설정될 수 있음을 알 수 있다.
다음, 상기 IFFT부(300)는, 하기 수학식 3과 같이, 상기 보간부(200)로부터의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00076
)을 IFFT 변환을 통해 시간영역의 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-pat00077
)으로 변환한다.
Figure 112009010104021-pat00078
또한, 상기 IFFT부(300)는, 상기 IFFT 변환된 시간영역의 상기 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-pat00079
)에 기설정된 전력보상값(PC)을 곱하여 전력을 보상할 수 있으며, 예를 들어, 상기 전력보상값(PC)이 3인 경우에는 하기 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009010104021-pat00080
즉, 상기 수학식 4에 보인 바와같이, IFFT 이후 심볼의 보호구간 크기 이내의 채널 임펄스 응답값(CIR)만을 선택하고, 심볼의 나머지 구간에 대해서는 제로- 패딩(zero-padding)하는 윈도잉(windowing)을 통해 잡음 감소 효과를 얻을 수 있다. 윈도잉(windowing)을 통해 잡음 감소 효과를 얻을 수 있지만, 제로-패딩된 구간만큼 감소된 전력을 보상하기 위해 채널 임펄스 응답값에 수학식 4와 같이 전력보상값인 3을 곱해 준다.
다음, 상기 가중치 설정부(400)는, 상기 IFFT부(300)로부터의 현재 채널 임펄스 응답값(
Figure 112010061742005-pat00081
), 이전 채널 임펄스 응답값(
Figure 112010061742005-pat00082
)을 이용하여 신호경로의 신호전력을 의미하는 패스 전력(
Figure 112010061742005-pat00083
)을 구하고, 상기 패스 전력(
Figure 112010061742005-pat00084
)의 크기에 따른 가중치(
Figure 112010061742005-pat00085
)를 설정한다.
보다 구체적으로는, 상기 가중치 설정부(400)는, 하기 수학식 5에 보인 바와 같이, 상기 IFFT부(300)로부터의 현재 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-pat00086
), 이전 채널 임펄스 응답값((
Figure 112009010104021-pat00087
))의 공액복소값(
Figure 112009010104021-pat00088
)을 곱한 후 제1 상수(a)를 곱하여 제1 응답값(RV1)을 구하고, 이전의 패스 전력(
Figure 112009010104021-pat00089
)에 제2 상수(b)를 곱하여 제2 응답값(RV2)을 구한 후, 상기 제1 응답값(RV1)과 제2 응답값(RV2)을 더하여 현재 패스 전력(
Figure 112009010104021-pat00090
)을 설정할 수 있다.
Figure 112009010104021-pat00091
상기 수학식 5에 보인 바와같이, 상기 제2 상수(b)는, 상기 제1 상수(a)와 합쳐 1이 되고, 상기 제1 상수가 'a' 일때, "1-a"가 되며, 상기 제1 상수(a)보다는 작은 값으로 설정될 수 있다.
상기 가중치 설정부(400)는, 상기 패스 전력(
Figure 112010061742005-pat00092
)과 기설정된 잡음 전력(
Figure 112010061742005-pat00093
)을 이용하여 하기 수학식 6과 같이 상기 가중치(
Figure 112010061742005-pat00094
)를 구할 수 있으며, 여기서, 상기 가중치(
Figure 112010061742005-pat00095
)는 0에서 1 사이의 값으로 설정될 수 있다. 즉,상기 가중치를 '
Figure 112010061742005-pat00118
', 상기 패스 전력을 "
Figure 112010061742005-pat00119
', 기설정된 잡음 전력을 '
Figure 112010061742005-pat00120
', 라고 하면, 상기 패스 전력(
Figure 112010061742005-pat00121
)과 상기 잡음 전력(
Figure 112010061742005-pat00122
)을 이용하여 하기 수학식 6과 같이 상기 가중치(
Figure 112010061742005-pat00123
)를 구할 수 있다.
Figure 112009010104021-pat00096
상기 수학식 6에서, 잡음 전력(
Figure 112010061742005-pat00097
)은 일정한 값을 가지므로, 각 패스의 전력(
Figure 112010061742005-pat00098
)이 클수록 가중치의 값이 커지게 됨을 알 수 있다. 그리고, 상기 수학식 6에서, i는 신호경로인 패스의 시간적 위치이고, n은 부반송파 인덱스 개수이고, CIR은 채널 임펄스 응답값이다.
그 다음, 상기 곱셈부(500)는, 상기 IFFT부(300)로부터의 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-pat00099
)과 상기 가중치 설정부(400)로부터의 가중치(
Figure 112009010104021-pat00100
)를 곱하여, 하기 수학식 7과 같이, 상기 IFFT부(300)로부터의 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-pat00101
)이 가중치가 적용된 새로운 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-pat00102
)으로 변경된다.
Figure 112009010104021-pat00103
전술한 바와같이, 상기 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-pat00104
)에 상기 가중치 설정부(400)로부터의 가중치(
Figure 112009010104021-pat00105
)를 곱해 줌으로써, 추가적인 잡음 감소 효과를 획득할 수 있다. 이때, 상기 가중치는 패스 전력이 클수록 더 큰 값을 가지게 되며, 즉 메인 패스와 위크 패스(weak path)와의 상대적인 전력 차이를 더욱 크게 할 수 있게 됨에 따라, 잡음 제거 효과는 획득될 수 있다.
그리고, 상기 FFT부(600)는, 하기 수학식 8과 같이, 상기 곱셈부(500)로부터의 채널 임펄스 응답값(
Figure 112009010104021-pat00106
)을 주파수영역의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00107
)으로 변환하며, 이러한 과정을 통해서, 가중치가 적용된 채널 임펄스 응답값(CIR)을 다시 FFT 변환하여 채널 주파수 응답값(CFR)을 얻을 수 있게 된다. 이에 따라 보호대역의 채널값을 추정할 수 있다.
Figure 112009010104021-pat00108
마지막으로, 도 2에 도시한 바와같이, 상기 보간부(200)는 결합부(240)를 더 포함할 수 있는데, 상기 결합부(240)는, 하기 수학식 9에 보인 바와같이, 상기 보간기(230)로부터의 유효대역에서의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00109
)과, 상기 FFT부(600)로부터의 채널 주파수 응답값(
Figure 112009010104021-pat00110
)중 보호대역의 채널 주파수 응답값을 피드백받아 보호대역에 삽입한 후에 다음 처리 과정을 진행한다.
Figure 112009010104021-pat00111
이에 따라, 보호대역에서의 채널 주파수 응답값을 보상함으로써, 채널 임펄스 응답값(CIR)의 퍼짐 현상을 근본적으로 해결할 수 있다.
도 4에 도시한 바와 같이, 본 발명에 의한 그래프(G2)와, 종래기술에 의한 그래프(G2)를 참조하면, 종래기술에서는 신호대잡음비(SNR)가 향상되어도 비트에러율이 개선되지 않지만, 본 발명에서는 신호대 잡음비(SNR)가 향상됨에 따라 비트에러율도 낮아지는 것을 알 수 있다.
전술한 바와 같은 본 발명에서, 채널 환경에 따른 주파수 영역에서 초기 채널 추정 후에 시간 영역의 채널 임펄스 응답값(CIR)을 구한 후 이를 윈도잉(windowing)하는 과정에서 채널 임펄스 응답값(CIR)의 전력값을 이용하는 가중치 설정하고, 이후 반복적인 채널 추정과정에서 보호대역의 채널을 점차 정확하게 추정함으로써 보호대역으로 인하 채널 임펄스 응답값의 퍼짐현상을 근본적으로 해결할 수 있고, 채널 환경에 따라 적용이 가능하며 보호대역이 있는 OFDM 시스템 환경에서 기존의 DFT 기반의 채널 추정 기법보다 더욱 향상된 채널 추정 성능을 보임을 확인하였다.
도 1은 본 발명에 따른 OFDM 시스템의 채널 추정 장치의 블록도.
도 2는 본 발명의 보간부의 블록도.
도 3은 본 발명의 보간 개념 설명도.
도 4는 본 발명 및 종래기술의 신호대잡음비-비트에러율을 보이는 그래프.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *
100 : 채널 추정부 200 : 보간부
210 : 제1 버퍼 220 : 제2 버퍼
230 : 보간기 240 : 결합부
300 : IFFT부 400 : 가중치 설정부
500 : 곱셈부 600 : FFT부

Claims (8)

  1. OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호와 기준 파일럿 신호를 이용하여 채널 주파수 응답값을 구하는 채널 추정부;
    상기 채널 추정부으로부터 순차 입력되는 복수의 채널 주파수 응답값을 저장하고, 저장된 이전 심볼들의 채널 주파수 응답값을 이용하여 채널 주파수 응답값을 보간하여, 현재 심볼의 모든 유효대역에서의 채널 주파수 응답값을 구하는 보간부;
    상기 보간부로부터의 채널 주파수 응답값을 IFFT 변환을 통해 시간영역의 채널 임펄스 응답값으로 변환하는 IFFT부;
    상기 IFFT부로부터의 현재 채널 임펄스 응답값, 이전 채널 임펄스 응답값을 이용하여 신호경로의 신호전력을 의미하는 패스 전력을 구하고, 상기 패스 전력의 크기에 따른 가중치를 설정하는 가중치 설정부;
    상기 IFFT부로부터의 채널 임펄스 응답값과 상기 가중치 설정부로부터의 가중치를 곱하여, 상기 IFFT부로부터의 채널 임펄스 응답값을 변경하는 곱셈부; 및
    상기 곱셈부로부터의 채널 임펄스 응답값을 주파수영역의 채널 주파수 응답값으로 변환하는 FFT부
    를 포함하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 채널 추정부는,
    최소 자승법인 LS방식(Least Square method)을 이용하여, OFDM 심볼마다 분산 파일럿 위치에서, 수신신호를 기준 파일럿 신호로 나누어 상기 채널 주파수 응답값을 구하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 보간부는,
    상기 채널 추정부으로부터 순차 입력되는 4개의 채널 주파수 응답값을 저장하는 제1 버퍼;
    상기 채널 추정부로부터 순차 입력되는 그 다음의 4개의 채널 주파수 응답값을 저장하는 제2 버퍼; 및
    상기 제1 버퍼 및 제2 버퍼의 채널 주파수 응답값을 이용하여 모든 분산 파일럿 위치별 채널 주파수 응답값을 구하는 보간기
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 IFFT부는,
    상기 IFFT 변환된 시간영역의 상기 채널 임펄스 응답값에 기설정된 전력보상값을 곱하여 전력을 보상하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치.
  5. 제3항에 있어서, 상기 가중치 설정부는,
    상기 IFFT부로부터의 현재 채널 임펄스 응답값, 이전 채널 임펄스 응답값의 공액복소값을 곱한 후 제1 상수를 곱하여 제1 응답값을 구하고, 이전의 패스 전력에 제2 상수를 곱하여 제2 응답값을 구한 후, 상기 제1 응답값과 제2 응답값을 더 하여 현재 패스 전력을 설정하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 제2 상수는,
    상기 제1 상수와 합쳐 1이 되고, 상기 제1 상수가 'a' 일때, "1-a"가 되며, 상기 제1 상수보다는 작은 값으로 설정되는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치.
  7. 제5항에 있어서, 상기 가중치 설정부는,
    상기 가중치를 '
    Figure 112010061742005-pat00124
    ', 상기 패스 전력을 '
    Figure 112010061742005-pat00125
    ', 기설정된 잡음 전력을 '
    Figure 112010061742005-pat00126
    ', 라고 하면, 상기 패스 전력(
    Figure 112010061742005-pat00127
    )과 상기 잡음 전력(
    Figure 112010061742005-pat00128
    )을 이용하여 상기 가중치(
    Figure 112010061742005-pat00129
    )를 다음 수학식
    Figure 112010061742005-pat00112
    (여기서,i는 신호경로인 패스의 시간적 위치이고, n은 부반송파 인덱스 개수이고, CIR은 채널 임펄스 응답값)
    를 이용하여 구하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치.
  8. 제3항에 있어서, 상기 보간부는,
    상기 보간기로부터의 유효대역에서의 채널 주파수 응답값과, 상기 FFT부로부터의 채널 주파수 응답값중 보호대역의 채널 주파수 응답값을 피드백받아 보호대역에 삽입한 보호대역에서의 채널 주파수 응답값을 출력하는 결합부을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 채널 추정 장치.
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