KR20110029652A - 광대역 무선통신 시스템에서 채널을 추정하기 위한 장치 및 방법 - Google Patents

광대역 무선통신 시스템에서 채널을 추정하기 위한 장치 및 방법 Download PDF

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KR20110029652A
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Abstract

본 발명은 광대역 무선통신 시스템에서 채널 추정에 관한 것으로, 수신단은, 파일럿 신호들을 통해 추정된 채널 추정 값들 및 시간 축의 보간(interpolation)을 통해 생성된 채널 추정 값들 중 적어도 하나를 이용하여 주파수 축의 보간(interpolation)을 수행하는 주파수 보간기와, 상기 파일럿 신호들을 통해 추정된 채널 추정 값들을 이용하여, 유효 대역의 양끝 경계 부근에서 오버슛/언더슛(overshoot/undershoot) 형태의 왜곡인 경계(edge) 왜곡을 보상하기 위한 보상 계수를 결정하는 결정기와, 상기 보상 계수를 상기 주파수 축의 보간을 통해 생성된 채널 추정 값에 곱함으로써 최종 채널 추정 값을 생성하는 보상기를 포함하며, 채널 추정 값들에 대한 주파수 축의 보간 전, 채널 추정 값을 보호 대역에 확장하고, 경계 왜곡을 보상하기 위한 보상 계수를 적용함으로써, 보다 정확한 채널 추정 결과를 획득할 수 있다.
Figure P1020090087424
채널 추정, 보호 대역 확장, 경계(edge) 왜곡 보상

Description

광대역 무선통신 시스템에서 채널을 추정하기 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ESTIMATING CHANNEL IN BROADBAND WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 광대역 무선통신 시스템에 관한 것으로, 특히, 광대역 무선통신 시스템에서 채널을 추정하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
무선통신 시스템에서 송신단 및 수신단은 무선 채널을 통해 통신을 수행한다. 상기 무선 채널의 특성상, 상기 무선 채널을 통과하는 신호는 쉽게 왜곡 및 변형된다. 따라서, 상기 수신단은 상기 무선 채널에 의한 신호의 크기 변화량 및 위상 변화량을 측정하고, 이를 이용하여 상기 송신단에 의해 송신된 신호를 검출해야 한다. 여기서, 상기 무선 채널에 의한 신호의 크기 및 위상 변화량을 측정하는 과정을 채널 추정이라 한다.
차세대 통신 시스템을 위한 물리 계층의 신호 방식으로 주목받고 있는 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭함)/직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭함) 방식을 채택한 시스템들의 경우, 상기 채널 추정은 특정 위치에 삽입된 파일럿(pilot) 신호들을 이용하여 수행되는 것이 일반적이다. 파일럿 신호들은 매핑(mapping) 방식에 따라 분산(scattered) 파일럿 및 연속(continual) 파일럿으로 구분되며, 일 예는 도 1과 같다. 상기 도 1에서, 시간 축에서 연속적으로 배치된 파일럿 신호들(110)이 연속 파일럿이며, 시간 축에서 일정한 간격으로 배치된 파일럿 신호들(120)이 분산 파일럿이다. 상기 도 1과 같은 구조의 파일럿 신호들을 이용하여 채널을 추정하는 경우, 파일럿 신호들이 위치한 톤(tone)들의 채널 값들은 상기 파일럿 신호들에 의해 결정하고, 나머지 톤들의 채널 값들은 보간(iqnterpolation)을 이용하여 결정된다.
상기 보간은 시간 방향 및 주파수 방향에서 모두 수행된다. 상기 주파수 방향 보간의 경우, 최근 DFT(Discrete Fourier Transform) 기반의 보간 기법이 많이 사용되고 있다. 상기 DFT 기반의 주파수 방향 보간 기법은, FIR(Finite Impulse Response) 필터 형태의 보간에서는 제거할 수 없는, 서로 멀리 떨어진 CIR 성분들의 사이에 존재하는 다량의 잡음을 제거할 수 있어 다중 경로 지연이 큰 환경에서 성능 향상이 있으며, 각각의 CIR 피크(peak) 성분 하나하나에 대해서도 FIR 방식 필터링에서 가능한 수준 이상의 샤프(sharp)하고 좁은 대역폭의 주파수 응답의 필터링이 가능하여 잡음 억제 효과를 극대화할 수 있다. 또한, 고속 이동 수신 환경에서 부정확한 시간 방향 보간의 결과로 완전히 제거되지 못하고 원래의 CIR 성분 사이에 일부 남아 있는 잔류 이미지 성분을 직접 필터링하는 것이 가능하여 고속 이동 환경에서의 수신 성능이 개선되며, 긴 다중 경로의 환경에서 의미있는 CIR 성분과 이미지 성분의 영역 사이에 중첩이 있다 하더라도 각 개별 피크 간의 중첩만 없다면 이들을 개별적으로 필터링할 수 있으므로 시간 방향 보간을 생략하여 시간 방향 샘플링(sampling) 간격에 따른 이론적 속도 제한을 극복할 수 있는 장점이 있다.
하지만, 상기 DFT 기반의 주파수 방향 보간의 출력은 경계(edge) 왜곡이라 불리는 왜곡이 발생하는 문제를 가진다. 시간 영역에서 마스크(mask) 정보를 기반으로 한 좁은 폭의 샤프한 직사각(rectangular) 형태 CIR 마스킹은 FFT(Fast Fourier Transform) 출력의 주파수 영역 신호 유효 대역의 양끝 경계 부근에서 오버슛/언더슛(overshoot/undershoot) 형태의 왜곡을 발생시킨다. 특히, 최초의 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 과정에 사용된 채널 값들이 양 옆 보호 대역 구간에서 0 값을 가지기 때문에, 시간 영역 CIR 성분 주변에 큰 양의 흩어짐( dispersion)을 발생시키며, 이에 대한 샤프한 CIR 마스킹은 더욱 경계 왜곡을 악화시킨다. 상기 경계 왜곡은 최종적으로 디맵핑(demapping) 과정에서의 LLR(Likelihood Log Ratio) 값 계산에 오류를 일으키게 되고, 이로 인해, 수신단의 디코딩(decoding)에 대한 성능 저하가 유발된다.
따라서, 본 발명의 목적은 광대역 무선통신 시스템에서 채널을 추정하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 광대역 무선통신 시스템에서 DFT(Discrete Fourier Transform) 기반의 보간 기법 적용 시 경계(edge) 왜곡을 감소시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 광대역 무선통신 시스템에서 채널 추정 값들에 대한 주파수 축의 보간(interpolation) 전, 채널 추정 값을 보호 대역에 확장하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 광대역 무선통신 시스템에서 채널 추정 값들에 대한 주파수 축의 보간 후 경계(edge) 왜곡을 보상하기 위한 보상 계수를 결정하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1견지에 따르면, 광대역 무선통신 시스템에서 수신단 장치는, 파일럿 신호들을 통해 추정된 채널 추정 값들 및 시간 축의 보간(interpolation)을 통해 생성된 채널 추정 값들 중 적어도 하나를 이용하여 주파수 축의 보간(interpolation)을 수행하는 주파수 보간기와, 상기 파일럿 신호들을 통해 추정된 채널 추정 값들을 이용하여, 유효 대역의 양끝 경계 부근에서 오버슛/언더슛(overshoot/undershoot) 형태의 왜곡인 경계(edge) 왜곡을 보상하기 위한 보상 계수를 결정하는 결정기와, 상기 보상 계수를 상기 주파수 축의 보간을 통해 생성된 채널 추정 값에 곱함으로써 최종 채널 추정 값을 생성하는 보상기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제2견지에 따르면, 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 동작 방법은, 파일럿 신호들을 통해 추정된 채널 추정 값들 및 시간 축의 보간을 통해 생성된 채널 추정 값들 중 적어도 하나를 이용하여 주파수 축의 보간을 수행하는 과정과, 상기 파일럿 신호들을 통해 추정된 채널 추정 값들을 이용하여, 유효 대역의 양끝 경계 부근에서 오버슛/언더슛형태의 왜곡인 경계 왜곡을 보상하기 위한 보상 계수를 결정하는 과정과, 상기 보상 계수를 상기 주파수 축의 보간을 통해 생성된 채널 추정 값에 곱함으로써 최종 채널 추정 값을 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
광대역 무선통신 시스템에서 채널 추정 값들에 대한 주파수 축의 보간(interpolation) 전, 채널 추정 값을 보호 대역에 확장하고, 경계(edge) 왜곡을 보상하기 위한 보상 계수를 적용함으로써, 보다 정확한 채널 추정 결과를 획득할 수 있다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우, 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 광대역 무선통신에서 경계(edge) 왜곡을 최소화한 DFT(Discrete Fourier Transform) 기반의 보간 기법을 사용하는 채널 추정 기법에 대해 설명한다. 특히, 이하 본 발명은 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭함)/직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭함) 방식의 무선통신 시스템에 적용 가능한 채널 추정 기법을 설명한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 2에 도시된 바와 같이, 상기 수신단은 RF(Radio Frequency)수신기, OFDM복조기(204), LS(Least Squere)추정기(206), 도플러(Doppler)추정기(208), CIR(Channel Impulse Response)분석기(210), 시간보간기(212), 선택기(214), 보호대역확장기(216), 주파수보간기(218), 보상계수결정기(220), 보상계수보간기(222), 경계보상기(224)를 포함하여 구성된다.
상기 RF수신기(202)는 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호를 기저대역 신 호로 하향변환한다. 상기 OFDM복조기(204)는 상기 기저대역 신호를 OFDM 심벌 단위로 분할하고, FFT(Fast Fourier Transform) 연산을 통해 주파수 영역에 매핑된 신호들을 복원한다.
상기 LS추정기(206)는 상기 신호들 중 파일럿 신호들을 이용하여 LS 채널 추정 값
Figure 112009056907617-PAT00001
를 산출한다. 즉, 상기 LS추정기(206)는 상기 파일럿 신호들을 포함하는 톤(tone)들의 채널 추정 값
Figure 112009056907617-PAT00002
를 산출한다. 예를 들어, 도 3과 같이 파일럿 신호들이 배치된 경우, 'L'이라 표기된 위치들의 채널 추정 값들이 산출된다. 예를 들어, 상기 LS추정기(206)는 하기 <수학식 1>과 같이 채널 추정 값을 산출한다.
Figure 112009056907617-PAT00003
상기 <수학식 1>에서, 상기
Figure 112009056907617-PAT00004
는 k번째 부반송파에 대한 LS 채널 추정 값, 상기
Figure 112009056907617-PAT00005
는 k번째 부반송파에 대한 수신 신호, 상기
Figure 112009056907617-PAT00006
는 k번째 부반송파를 통해 송신된 파일럿 신호의 값, 상기
Figure 112009056907617-PAT00007
는 k번째 부반송파에 대한 채널 값, 상기
Figure 112009056907617-PAT00008
는 k번째 부반송파를 통해 송신된 신호의 값, 상기
Figure 112009056907617-PAT00009
는 k번째 부반송파에 대한 잡음을 의미한다.
상기 도플러추정기(208)는 채널의 도플러 주파수를 추정한다. 그리고, 상기 도플러추정기(208)는 상기 도플러 주파수의 추정 결과를 상기 시간보간기(212) 및 상기 선택기(214)로 제공한다. 상기 CIR분석기(210)는 잡음과 이미지 성분을 제거하고 CIR 성분만을 취할 수 있도록, 의미 있는 CIR 피크 성분 및 상기 CIR 피크 주위의 일정 마진 영역의 위치를 지시하는 마스크(mask) 정보를 생성한다. 그리고, 상기 CIR분석기(210)는 상기 마스크 정보를 상기 주파수보간기(218)로 제공한다. 또한, 상기 CIR분석기(210)는 시간 방향 보간을 거치지 않은 LS 채널 추정 결과 내에 포함된 의미 있는 CIR 피크 성분 및 이미지 성분 간에 중첩이 발생하는지 여부를 판단하고, 판단 결과에 따라 상기 선택기(214)의 출력을 제어한다.
상기 시간보간기(212)는 파일럿 신호를 운반하는 톤들의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00010
를 이용하여 상기 파일럿 신호가 송신되는 부반송파에 속한 상기 파일럿 신호를 포함하지 않는 톤들의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00011
를 산출한다. 즉, 상기 시간보간기(212)는 상기 LS추정기(206)에 의해 산출된 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00012
에 대한 시간 축에서의 보간(interpolation)을 수행함으로써, 상기 LS추정기(206)에 의해 산출된 채널 추정 값들 사이의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00013
를 산출한다. 예를 들어, 상기 도 3과 같이 파일럿 신호들이 배치된 경우, 'T'라 표기된 위치의 채널 추정 값들이 상기 시간 보간을 통해 산출된다.
예를 들어, 상기 시간보간기(212)는 FIR(Finite Impulse Response) 형태의 및 저주파 대역 필터링(filtering)을 통해 시간 축에서의 보간을 수행한다. 이때, 수신 신호의 도플러 스펙트럼(Doppler spectrum) 내에서 편평하고, 상기 도플러 스펙트럼의 외곽에서 잡음을 억제하고 얼라이어징(aliasing)을 방지하기 위해, 상기 시간보간기(212)는 최대한 급격하게 떨어지는 주파수 응답을 갖는 필터를 상기 도플러추정기(208)에 의해 추정된 도플러 주파수에 따라 선택한다.
상기 선택기(214)는 상기 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00014
로부터 나머지 채널 추정 값들을 생성하기 위한 보간의 수행 범위에 따라 상기 시간 보간된 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00015
또는 상기 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00016
을 선택적으로 출력한다. 즉, 시간 보간 및 주파수 보간이 모두 수행되는 경우, 상기 선택기(214)는 상기 시간보간기(212)로부터의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00017
을 출력하고, 주파수 보간만이 수행되는 경우, 상기 선택기(214)는 상기 LS추정기(206)로부터의 상기 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00018
을 출력출력한다. 이때, 상기 출력의 선택은 도플러 주파수 추정 결과 및 상기 CIR분석기(210)로부터 제공되는 CIR 피크 성분과 이미지 성분 간에 중첩이 발생하는 가능성을 판단한 결과를 이용하여 결정한다.
상기 보호대역확장기(216)는 상기 CIR분석기(210)의 분석 결과에 따라 보호 대역 내에 채널 추정 값을 삽입함으로써, 상기 보호 대역까지 신호를 확장한다. 상기 분석 결과에 의할 때, 채널의 다중 경로 성분이 임계치 이하로 존재하는 경우, 상기 보호대역확장기(216)는 보호 대역 내에 채널 추정 값을 삽입한다. 이때, 상기 보호대역확장기(216)는 상기 보호 대역에 근접한 일정 범위의 부반송파들의 채널 추정 값의 평균값을 삽입하거나, 상기 유효 대역의 최외곽의 부반송파의 채널 추정 값을 삽입한다. 이때, 상기 OFDM복조기(204)의 FFT 연산 시 타이밍 오프셋(timing offset)이 존재하는 경우, 채널 추정 값들의 위상이 부반송파 인덱스에 비례하여 변화하므로, 상기 보호대역확장기(216)는 평균값 산출 이전에 상기 타이밍 오프셋을 고려하여 위상 값을 제거하고, 상기 보호 대역 내에 채널 추정 값 삽입 시 위상 값을 부여한다. 예를 들어, 상기 보호대역확장기(216)는 하기 <수학식 2>와 같이 상기 보호 대역 내에 삽입될 채널 추정 값을 결정한다.
상기 <수학식 2>에서, 상기
Figure 112009056907617-PAT00020
은 보호 대역 내의 k번째 부반송파에 삽입될 채널 추정 값, 상기
Figure 112009056907617-PAT00021
은 유효 대역 내의 k번째 부반송파, 상기
Figure 112009056907617-PAT00022
은 유효 대역 내의 가장 외곽에 위치한 파일럿 신호를 운반하는 부반송파 인덱스의 집합, 상기
Figure 112009056907617-PAT00023
은 유효 대역 내의 k번째 부반송파의 채널 추정 값, 상기
Figure 112009056907617-PAT00024
는 부반송파 개수, 상기
Figure 112009056907617-PAT00025
은 FFT 크기, 상기
Figure 112009056907617-PAT00026
는 FFT 연산의 타이밍 오프셋(timing offset), 상기
Figure 112009056907617-PAT00027
은 보호 대역 내에서 유효 대역이었으면 파일럿 신호를 포함하였을 부반송파 인덱스를 의미한다.
상기 <수학식 2>에서, 시간 보간이 생략되고, 상기 선택기(214)에 의해 LS추정기(206)의 출력이 선택된 경우, 상기
Figure 112009056907617-PAT00028
은 상기 LS추정기(206)로부터의 출력이고, 상기 시간 보간이 수행되고, 상기 선택기(214)에 의해 시간보간기(212)의 출력이 선택된 경우, 상기
Figure 112009056907617-PAT00029
은 상기 시간보간기(212)로부터의 출력이다.
상술한 보호 대역의 확장을 통해 DFT 기반 주파수 방향 보간의 IFFT 입력 단에 존재하는 보호 대역으로 인한 직사각 윈도우잉(rectangular windowing) 효과가 제거되며, IFFT 출력 단 시간 영역 CIR 성분의 흩어짐(dispersion) 정도도 크게 감소한다. 결과적으로, 좁은 폭의 CIR 윈도우잉에 따른 CIR 손실 양도 따라서 줄어들게 되고, 최종적으로 경계에서의 왜곡 발생량이 크게 감소한다.
상기 주파수보간기(218)는 상기 보호대역확장기(216)로부터 제공되는 채널 추정 값들을 이용하여 채널 추정 값이 결정되지 않은 부반송파들 내의 톤들의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00030
를 산출한다. 즉, 상기 주파수보간기(218)는 상기 보호대역확장기(216)로부터 제공되는 채널 추정 값들에 대한 주파수 축에서의 보간을 수행함으로써, 주파수 축 상 나머지 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00031
를 산출한다. 예를 들어, 상기 도 3과 같이 파일럿 신호들이 배치된 경우, 'F'라 표기된 위치의 채널 추정 값들이 상기 주파수 보간을 통해 산출된다. 단, 시간 보간이 생략된 경우, 'F'라 표기된 위치 및 'T'라 표기된 위치의 채널 추정 값들이 상기 주파수 보간을 통해 산출된다.
상세히 살펴보면, 먼저, 상기 주파수보간기(218)는 상기 보호대역확장기(216)로부터 제공되는 채널 추정 값들을 시간 영역 신호로 변환한다. 상기 시간 영역 신호는 상기 주파수보간기(218)로 입력되는 채널 값이 존재하는 부반송파들의 간격에 대응되는 횟수로 반복되는 형태를 가진다. 따라서, 상기 주파수보간기(218)는 상기 CIR분석기(210)의 분석 결과를 통해 얼라이어징으로 인한 이미지 성분들의 위치를 파악하고, 잡음 성분을 구별한 후, 실제 의미있는 CIR 성분만을 추출할 수 있도록 CIR 윈도우잉을 수행한다. 그리고, 상기 주파수보간기(218)는 CIR 윈도우잉된 시간 영역 신호를 다시 주파수 영역 신호로 변환한다. 예를 들어, 상기 도 3과 같이 파일럿 신호들이 배치된 경우, 상기 주파수보간기(218)는 하기 <수학식 3>과 같이 주파수 축의 보간을 수행한다.
Figure 112009056907617-PAT00032
상기 <수학식 3>에서, 상기
Figure 112009056907617-PAT00033
는 주파수 보간된 채널 추정 값들, 상기
Figure 112009056907617-PAT00034
는 FFT 연산 행렬, 상기
Figure 112009056907617-PAT00035
는 CIR 윈도우잉 행렬, 상기
Figure 112009056907617-PAT00036
는 시간 보간된 채널 추정 값들, 상기
Figure 112009056907617-PAT00037
는 LS 채널 추정 값들을 의미한다. 상기 시간 보간이 수행된 경우, 위의 수식이 사용되고, 상기 시간 보간이 생략된 경우, 상기 아래의 수식이 사용된다.
상기 보상계수결정기(220)는 상기 LS추정기(206)로부터 제공되는 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00038
를 이용하여 경계 왜곡의 보상을 위한 보상 계수를 결정한다. 상기 보상계수결정기(220)는 OFDM 심벌마다 보상 계수들을 결정하며, 하나의 OFDM 심벌 내에서 파일럿 신호를 기준으로 나누어진 구간들 당 1개의 보상 계수를 결정한다. 예를 들어, 도 3과 같이 파일럿들이 배치된 경우, 점선으로 표시된 구간당 1개의 보 상 계수가 결정된다. 즉, 하나의 OFDM 심벌 당 하나의 OFDM 심벌에 포함되는 파일럿 신호 개수만큼의 보상 계수들이 결정된다. 이때, 매 OFDM 심벌마다 각 구간에서의 파일럿 신호의 위치가 변화하므로, 주파수 축에서의 평균화 효과가 발생한다. 이러한 평균화 효과로 인해, 채널 주파수 응답에 빈번한 널(null)이 발생하는 긴 다중 경로 환경에서 보상 계수의 갱신이 이루어지지 않는 문제가 방지된다.
상기 보상계수결정기(220)는 해당 OFDM 심벌 내의 파일럿 신호로부터 얻어진 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00039
및 이전 OFDM 심벌에서 결정된 보상 계수들을 이용한다. 즉, 상기 보상계수결정기(220)는 LS 채널 추정 값 및 상기 이전 OFDM 심벌에서 얻어진 최종 채널 추정 값 간 차이 값을 이용하여 오차 값을 결정하고, 상기 오차 값을 이용하여 이전 ODFM 심벌에서 결정된 보상 계수를 갱신한다. 예를 들어, 상기 보상계수결정기(220)는 하기 <수학식 4>와 같이 보상 계수들을 결정한다.
Figure 112009056907617-PAT00040
상기 <수학식 4>에서, 상기
Figure 112009056907617-PAT00041
는 n번째 심벌에서 파일럿 신호를 운반하는
Figure 112009056907617-PAT00042
번째 부반송파를 포함하는 구간의 보상 계수, 상기
Figure 112009056907617-PAT00043
는 오차 값의 가중치, 상기
Figure 112009056907617-PAT00044
는 n번째 심벌에서 파일럿 신호를 운반하는
Figure 112009056907617-PAT00045
번째 부반송파의 LS 채널 추정 값, 상기
Figure 112009056907617-PAT00046
는 n-1번째 심벌에서
Figure 112009056907617-PAT00047
번째 부반송파의 보상 계수, 상기
Figure 112009056907617-PAT00048
는 n번째 심벌에서 파일럿 신호를 운반하는
Figure 112009056907617-PAT00049
번째 부반송파의 주파수 보간된 채널 추정 값, 상기
Figure 112009056907617-PAT00050
는 파일럿 신호를 운반하는 부반송파의 인덱스, 상기
Figure 112009056907617-PAT00051
는 파일럿 신호를 운반하는 부반송파들의 집합을 의미한다.
상기 보상계수보간기(222)는 상기 보상계수결정기(220)에 의해 결정된 보상 계수들 각각을 해당 구간에서의 중심 위치에서의 보상 계수들로 간주하고, 상기 중심 위치에서의 보상 계수들에 대한 보간을 수행함으로서 나머지 구간에서의 보상 계수들을 산출한다. 이때, 상기 보간은 1차 선형 보간이며, 최외곽 부반송파에 대한 보상 값들은 외삽법(extrapolation)이 적용된다. 예를 들어, 상기 보상계수보간기(222)은 하기 <수학식 5>와 같이 보상 계수들을 산출한다.
Figure 112009056907617-PAT00052
상기 <수학식 5>에서, 상기
Figure 112009056907617-PAT00053
는 n번째 심벌에서 k번째 부반송파의 보상 계수, 상기
Figure 112009056907617-PAT00054
는 n번째 심벌에서 k번째 부반송파를 포함하는 구간의 보상 계수를 의미한다.
상기 경계보상기(224)는 상기 보상계수보간기(222)으로부터 제공되는 보상 계수를 상기 주파수보간기(218)로부터 제공되는 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00055
에 곱합으로써 경계 왜곡을 보상한다. 상기 보상 계수는 경계 왜곡의 응답 특성의 역수에 해당하 는 가중치이다. 즉, 상기 경계보상기(224)는 하기 <수학식 6>과 같이 왜곡을 보상한다.
Figure 112009056907617-PAT00056
상기 <수학식 6>에서, 상기
Figure 112009056907617-PAT00057
는 n번째 심벌에서 k번째 부반송파의 최종 채널 추정 값, 상기
Figure 112009056907617-PAT00058
는 n번째 심벌에서 k번째 부반송파의 보상 계수,
Figure 112009056907617-PAT00059
는 n번째 심벌에서 k번째 부반송파의 주파수 보간된 채널 추정 값을 의미한다.
상기 도 2를 참고하여 본 발명의 실시 예에 따른 수신단의 구성 및 각 블록의 동작을 살펴보았다. 여기서, 본 발명의 다른 실시 예들에 따라, 상기 보호대역확장기(214)의 동작이 생략되거나, 또는, 상기 보상계수결정기(220), 상기 보상계수보간기(222) 및 상기 경계보상기(224)의 동작이 생략될 수 있다. 예를 들어, 채널의 다중 경로 성분이 임계치 이상으로 존재하는 경우, 상기 보호대역확장기(214)는 입력되는 신호를 바이패스(bypass) 한다. 나아가, 상기 채널의 다중 경로 성분이 임계치 이상으로 존재함을 가정하여 상기 보호대역확장기(214)를 제외한 수신단의 구성도 가능하다.
도 4는 본 발명의 제1실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시하고 있다. 상기 도 4는 채널의 다중 경로 성분의 양에 따라 보호 대역 확장을 선택적으로 수행하는 경우의 실시 예를 설명한다.
상기 도 4를 참고하면, 상기 수신단은 401단계에서 안테나를 통해 수신된 RF 대역의 수신 신호로부터 주파수 대역에 매핑된 신호들을 복원한다. 즉, 상기 수신단은 상기 RF 대역의 수신 신호를 기저대역 신호로 하향변환한 후, 상기 기저대역 신호를 OFDM 심벌 단위로 분할하고, FFT 연산을 통해 상기 주파수 영역에 매핑된 신호들을 복원한다.
이어, 상기 수신단은 403단계로 진행하여 상기 신호들 중 파일럿 신호들을 이용하여 LS 채널 추정 값
Figure 112009056907617-PAT00060
를 산출한다. 즉, 상기 수신단은 상기 파일럿 신호들을 포함하는 톤(tone)들의 채널 추정 값
Figure 112009056907617-PAT00061
를 산출한다. 예를 들어, 상기 도 3과 같이 파일럿 신호들이 배치된 경우, 'L'이라 표기된 위치들의 채널 추정 값들이 산출된다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 1>과 같이 채널 추정 값을 산출한다.
상기 LS 채널 추정 값들을 산출한 후, 상기 수신단은 405단계로 진행하여 상기 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00062
를 이용하여 상기 파일럿 신호가 송신되는 부반송파에 속한 상기 파일럿 신호를 포함하지 않는 톤들의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00063
를 산출한다. 즉, 상기 수신단은 상기 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00064
에 대한 시간 축에서의 보간을 수행함으로써, 상기 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00065
사이의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00066
를 산출한다. 예를 들어, 상기 도 3과 같이 파일럿 신호들이 배치된 경우, 'T'라 표기된 위치의 채널 추정 값들이 상기 시간 보간을 통해 산출된다. 예를 들어, 상기 수신단 은 FIR 필터링 및 저주파 대역 필터링을 통해 시간 축에서의 보간을 수행한다.
상기 시간 축의 보간을 수행한 후, 상기 수신단은 407단계로 진행하여 채널의 다중 경로 성분이 임계치 이상인지 판단한다. 즉, 상기 수신단은 상기 시간 보간을 통해 얻어진 채널 추정 값들을 분석함으로써 상기 다중 경로 성분의 양을 산출하고, 상기 다중 경로 성분의 양이 상기 임계치 이상인지 판단한다. 만일, 상기 다중 경로 성분의 양이 상기 임계치 이상이 아니면, 상기 수신단은 409단계를 생략하고 411단계로 진행한다.
반면, 상기 다중 경로 성분의 양이 상기 임계치 이상이 아니면, 상기 수신단은 409단계로 진행하여 보호 대역 내에 채널 추정 값을 삽입함으로써, 상기 보호 대역까지 채널 추정 값을 확장한다. 상기 수신단은 상기 보호 대역에 근접한 일정 범위의 부반송파들의 채널 추정 값들의 평균값을 삽입하거나, 상기 유효 대역의 최외곽의 부반송파의 채널 추정 값을 삽입한다. 이때, 상기 401단계에서의 FFT 연산 시 타이밍 오프셋이 존재하는 경우, 채널 추정 값들의 위상이 부반송파 인덱스에 비례하여 변화하므로, 상기 수신단은 평균값 산출 이전에 위상 값을 제거하고, 상기 보호 대역 내에 채널 추정 값 삽입 시 위상 값을 부여한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 2>와 같이 상기 보호 대역 내에 삽입될 채널 추정 값을 결정한다.
이후, 상기 수신단은 411단계로 진행하여 채널 추정 값이 결정되지 않은 부반송파들 내의 톤들의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00067
를 산출한다. 즉, 상기 수신단은 상기 보호 대역까지 확장된 채널 추정 값들에 대한 주파수 축에서의 보간을 수행함으로써, 주파수 축 상 나머지 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00068
를 산출한다. 단, 상기 409단계를 수행하지 아니한 경우, 상기 수신단은 시간 보간된 채널 추정 값들에 대한 주파수 축에서의 보간을 수행한다. 예를 들어, 상기 도 3과 같이 파일럿 신호들이 배치된 경우, 'F'라 표기된 위치의 채널 추정 값들이 상기 주파수 보간을 통해 산출된다. 단, 시간 보간이 생략된 경우, 'F'라 표기된 위치 및 'T'라 표기된 위치의 채널 추정 값들이 상기 주파수 보간을 통해 산출된다. 상세히 살펴보면, 상기 수신단은 상기 확장된 채널 추정 값들을 시간 영역 신호로 변환한다. 이어, 상기 수신단은 얼라이어징으로 인한 이미지 성분들의 위치를 파악하고, 잡음 성분을 구별한 후, 실제 의미있는 CIR 성분만을 추출할 수 있도록 CIR 윈도우잉을 수행한다. 그리고, 상기 수신단은 CIR 윈도우잉된 시간 영역 신호를 다시 주파수 영역 신호로 변환한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 3>과 같이 주파수 축의 보간을 수행한다.
이후, 상기 수신단은 413단계로 진행하여 상기 403단계에서 생성된 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00069
를 이용하여 경계 왜곡의 보상을 위한 보상 계수를 결정한다. 상기 수신단은 OFDM 심벌마다 보상 계수들을 결정하며, 하나의 OFDM 심벌 내에서 파일럿 신호를 기준으로 나누어진 구간들 당 1개의 보상 계수를 결정한다. 예를 들어, 도 3과 같이 파일럿들이 배치된 경우, 점선으로 표시된 구간당 1개의 보상 계수가 결정된다. 즉, 하나의 OFDM 심벌 당 하나의 OFDM 심벌에 포함되는 파일럿 신호 개수만큼의 보상 계수들이 결정된다. 상기 수신단은 해당 OFDM 심벌 내의 파일럿 신호 로부터 얻어진 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00070
및 이전 OFDM 심벌에서 결정된 보상 계수들을 이용한다. 즉, 상기 수신단은 상기 LS 채널 추정 값 및 상기 이전 OFDM 심벌에서 얻어진 최종 채널 추정 값 간 차이 값을 이용하여 오차 값을 결정하고, 상기 오차 값을 이용하여 이전 ODFM 심벌에서 결정된 보상 계수를 갱신한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 4>와 같이 보상 계수들을 결정한다.
상기 보상 계수들을 결정한 후, 상기 수신단은 415단계로 진행하여 상기 보상 계수들 각각을 해당 구간에서의 중심 위치에서의 보상 계수들로 간주하고, 상기 중심 위치에서의 보상 계수들에 대한 보간을 수행함으로서 나머지 구간에서의 보상 계수들을 산출한다. 이때, 상기 보간은 1차 선형 보간이며, 최외곽 부반송파에 대한 보상 값들은 외삽법이 적용된다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 5>와 같이 보상 계수들을 산출한다. 상기 보상 계수를 주파수 보간된 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00071
에 곱합으로써 경계 왜곡을 보상한다. 상기 보상 계수는 경계 왜곡의 응답 특성의 역수에 해당하는 가중치이다. 즉, 상기 수신단은 상기 <수학식 6>과 같이 왜곡을 보상한다.
상기 도 4를 참고하여 본 발명의 실시 예에 따른 수신단의 동작 절차를 살펴보았다. 여기서, 본 발명의 다른 실시 예에 따라, 상기 405단계의 시간 축의 보간은 생략될 수 있다. 이 경우, 상기 411단계에서, 상기 수신단은 상기 LS 채널 추정 값들을 이용하여 주파수 축의 보간을 수행한다.
도 5는 본 발명의 제2실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시하고 있다. 상기 도 5는 보호 대역 확장만을 수행하는 경우의 실시 예를 설명한다.
상기 도 5를 참고하면, 상기 수신단은 501단계에서 안테나를 통해 수신된 RF 대역의 수신 신호로부터 주파수 대역에 매핑된 신호들을 복원한다. 즉, 상기 수신단은 상기 RF 대역의 수신 신호를 기저대역 신호로 하향변환한 후, 상기 기저대역 신호를 OFDM 심벌 단위로 분할하고, FFT 연산을 통해 상기 주파수 영역에 매핑된 신호들을 복원한다.
이어, 상기 수신단은 503단계로 진행하여 상기 신호들 중 파일럿 신호들을 이용하여 LS 채널 추정 값
Figure 112009056907617-PAT00072
를 산출한다. 즉, 상기 수신단은 상기 파일럿 신호들을 포함하는 톤(tone)들의 채널 추정 값
Figure 112009056907617-PAT00073
를 산출한다. 예를 들어, 상기 도 3과 같이 파일럿 신호들이 배치된 경우, 'L'이라 표기된 위치들의 채널 추정 값들이 산출된다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 1>과 같이 채널 추정 값을 산출한다.
상기 LS 채널 추정 값들을 산출한 후, 상기 수신단은 505단계로 진행하여 상기 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00074
를 이용하여 상기 파일럿 신호가 송신되는 부반송파에 속한 상기 파일럿 신호를 포함하지 않는 톤들의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00075
를 산출한다. 즉, 상기 수신단은 상기 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00076
에 대한 시간 축에서의 보간을 수 행함으로써, 상기 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00077
사이의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00078
를 산출한다. 예를 들어, 상기 도 3과 같이 파일럿 신호들이 배치된 경우, 'T'라 표기된 위치의 채널 추정 값들이 상기 시간 보간을 통해 산출된다. 예를 들어, 상기 수신단은 FIR 필터링 및 저주파 대역 필터링을 통해 시간 축에서의 보간을 수행한다.
상기 시간 축의 보간을 수행한 후, 상기 수신단은 507단계로 진행하여 보호 대역 내에 채널 추정 값을 삽입함으로써, 상기 보호 대역까지 채널 추정 값을 확장한다. 상기 수신단은 상기 보호 대역에 근접한 일정 범위의 부반송파들의 채널 추정 값들의 평균값을 삽입하거나, 상기 유효 대역의 최외곽의 부반송파의 채널 추정 값을 삽입한다. 이때, 상기 501단계에서의 FFT 연산 시 타이밍 오프셋이 존재하는 경우, 채널 추정 값들의 위상이 부반송파 인덱스에 비례하여 변화하므로, 상기 수신단은 평균값 산출 이전에 위상 값을 제거하고, 상기 보호 대역 내에 채널 추정 값 삽입 시 위상 값을 부여한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 2>와 같이 상기 보호 대역 내에 삽입될 채널 추정 값을 결정한다.
이후, 상기 수신단은 509단계로 진행하여 채널 추정 값이 결정되지 않은 부반송파들 내의 톤들의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00079
를 산출한다. 즉, 상기 수신단은 상기 보호 대역까지 확장된 채널 추정 값들에 대한 주파수 축에서의 보간을 수행함으로써, 주파수 축 상 나머지 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00080
를 산출한다. 예를 들어, 상기 도 3과 같이 파일럿 신호들이 배치된 경우, 'F'라 표기된 위치의 채널 추정 값들이 상기 주파수 보간을 통해 산출된다. 단, 시간 보간이 생략된 경우, 'F'라 표기된 위 치 및 'T'라 표기된 위치의 채널 추정 값들이 상기 주파수 보간을 통해 산출된다. 상세히 살펴보면, 상기 수신단은 상기 확장된 채널 추정 값들을 시간 영역 신호로 변환한다. 이어, 상기 수신단은 얼라이어징으로 인한 이미지 성분들의 위치를 파악하고, 잡음 성분을 구별한 후, 실제 의미있는 CIR 성분만을 추출할 수 있도록 CIR 윈도우잉을 수행한다. 그리고, 상기 수신단은 CIR 윈도우잉된 시간 영역 신호를 다시 주파수 영역 신호로 변환한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 3>과 같이 주파수 축의 보간을 수행한다.
상기 도 5를 참고하여 본 발명의 실시 예에 따른 수신단의 동작 절차를 살펴보았다. 여기서, 본 발명의 다른 실시 예에 따라, 상기 505단계의 시간 축의 보간은 생략될 수 있다. 이 경우, 상기 507단계에서, 상기 수신단은 상기 LS 채널 추정 값들을 이용하여 주파수 축의 보간을 수행한다.
도 6은 본 발명의 제3실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시하고 있다. 상기 도 6은 경계 왜곡 보상만을 수행하는 경우의 실시 예를 설명한다.
상기 도 6를 참고하면, 상기 수신단은 601단계에서 안테나를 통해 수신된 RF 대역의 수신 신호로부터 주파수 대역에 매핑된 신호들을 복원한다. 즉, 상기 수신단은 상기 RF 대역의 수신 신호를 기저대역 신호로 하향변환한 후, 상기 기저대역 신호를 OFDM 심벌 단위로 분할하고, FFT 연산을 통해 상기 주파수 영역에 매핑된 신호들을 복원한다.
이어, 상기 수신단은 603단계로 진행하여 상기 신호들 중 파일럿 신호들을 이용하여 LS 채널 추정 값
Figure 112009056907617-PAT00081
를 산출한다. 즉, 상기 수신단은 상기 파일럿 신호들을 포함하는 톤(tone)들의 채널 추정 값
Figure 112009056907617-PAT00082
를 산출한다. 예를 들어, 상기 도 3과 같이 파일럿 신호들이 배치된 경우, 'L'이라 표기된 위치들의 채널 추정 값들이 산출된다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 1>과 같이 채널 추정 값을 산출한다.
상기 LS 채널 추정 값들을 산출한 후, 상기 수신단은 605단계로 진행하여 상기 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00083
를 이용하여 상기 파일럿 신호가 송신되는 부반송파에 속한 상기 파일럿 신호를 포함하지 않는 톤들의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00084
를 산출한다. 즉, 상기 수신단은 상기 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00085
에 대한 시간 축에서의 보간을 수행함으로써, 상기 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00086
사이의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00087
를 산출한다. 예를 들어, 상기 도 3과 같이 파일럿 신호들이 배치된 경우, 'T'라 표기된 위치의 채널 추정 값들이 상기 시간 보간을 통해 산출된다. 예를 들어, 상기 수신단은 FIR 필터링 및 저주파 대역 필터링을 통해 시간 축에서의 보간을 수행한다.
상기 시간 축의 보간을 수행한 후, 상기 수신단은 607단계로 진행하여 채널 추정 값이 결정되지 않은 부반송파들 내의 톤들의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00088
를 산출한다. 즉, 상기 수신단은 시간 보간된 채널 추정 값들에 대한 주파수 축에서의 보간 을 수행함으로써, 주파수 축 상 나머지 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00089
를 산출한다. 예를 들어, 상기 도 3과 같이 파일럿 신호들이 배치된 경우, 'F'라 표기된 위치의 채널 추정 값들이 상기 주파수 보간을 통해 산출된다. 단, 시간 보간이 생략된 경우, 'F'라 표기된 위치 및 'T'라 표기된 위치의 채널 추정 값들이 상기 주파수 보간을 통해 산출된다. 상세히 살펴보면, 상기 수신단은 상기 시간 보간된 채널 추정 값들을 시간 영역 신호로 변환한다. 이어, 상기 수신단은 얼라이어징으로 인한 이미지 성분들의 위치를 파악하고, 잡음 성분을 구별한 후, 실제 의미있는 CIR 성분만을 추출할 수 있도록 CIR 윈도우잉을 수행한다. 그리고, 상기 수신단은 CIR 윈도우잉된 시간 영역 신호를 다시 주파수 영역 신호로 변환한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 3>과 같이 주파수 축의 보간을 수행한다.
이후, 상기 수신단은 615단계로 진행하여 상기 609단계에서 생성된 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00090
를 이용하여 경계 왜곡의 보상을 위한 보상 계수를 결정한다. 상기 수신단은 OFDM 심벌마다 보상 계수들을 결정하며, 하나의 OFDM 심벌 내에서 파일럿 신호를 기준으로 나누어진 구간들 당 1개의 보상 계수를 결정한다. 예를 들어, 도 3과 같이 파일럿들이 배치된 경우, 점선으로 표시된 구간당 1개의 보상 계수가 결정된다. 즉, 하나의 OFDM 심벌 당 하나의 OFDM 심벌에 포함되는 파일럿 신호 개수만큼의 보상 계수들이 결정된다. 상기 수신단은 해당 OFDM 심벌 내의 파일럿 신호로부터 얻어진 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00091
및 이전 OFDM 심벌에서 결정된 보상 계수들을 이용한다. 즉, 상기 수신단은 상기 LS 채널 추정 값 및 상기 이전 OFDM 심벌에 서 얻어진 최종 채널 추정 값 간 차이 값을 이용하여 오차 값을 결정하고, 상기 오차 값을 이용하여 이전 ODFM 심벌에서 결정된 보상 계수를 갱신한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 6>와 같이 보상 계수들을 결정한다.
상기 보상 계수들을 결정한 후, 상기 수신단은 611단계로 진행하여 상기 보상 계수들 각각을 해당 구간에서의 중심 위치에서의 보상 계수들로 간주하고, 상기 중심 위치에서의 보상 계수들에 대한 보간을 수행함으로서 나머지 구간에서의 보상 계수들을 산출한다. 이때, 상기 보간은 1차 선형 보간이며, 최외곽 부반송파에 대한 보상 값들은 외삽법이 적용된다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 5>와 같이 보상 계수들을 산출한다. 상기 보상 계수를 주파수 보간된 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00092
에 곱합으로써 경계 왜곡을 보상한다. 상기 보상 계수는 경계 왜곡의 응답 특성의 역수에 해당하는 가중치이다. 즉, 상기 수신단은 상기 <수학식 6>과 같이 왜곡을 보상한다.
상기 도 6를 참고하여 본 발명의 실시 예에 따른 수신단의 동작 절차를 살펴보았다. 여기서, 본 발명의 다른 실시 예에 따라, 상기 605단계의 시간 축의 보간은 생략될 수 있다. 이 경우, 상기 607단계에서, 상기 수신단은 상기 LS 채널 추정 값들을 이용하여 주파수 축의 보간을 수행한다.
도 7은 본 발명의 제4실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시하고 있다. 상기 도 7은 채널의 다중 경로 성분의 양과 무관하게 보호 대역 확장 또는 경계 왜곡 보상을 모두 수행하는 경우의 실시 예를 설명한다.
상기 도 7를 참고하면, 상기 수신단은 701단계에서 안테나를 통해 수신된 RF 대역의 수신 신호로부터 주파수 대역에 매핑된 신호들을 복원한다. 즉, 상기 수신단은 상기 RF 대역의 수신 신호를 기저대역 신호로 하향변환한 후, 상기 기저대역 신호를 OFDM 심벌 단위로 분할하고, FFT 연산을 통해 상기 주파수 영역에 매핑된 신호들을 복원한다.
이어, 상기 수신단은 703단계로 진행하여 상기 신호들 중 파일럿 신호들을 이용하여 LS 채널 추정 값
Figure 112009056907617-PAT00093
를 산출한다. 즉, 상기 수신단은 상기 파일럿 신호들을 포함하는 톤(tone)들의 채널 추정 값
Figure 112009056907617-PAT00094
를 산출한다. 예를 들어, 상기 도 3과 같이 파일럿 신호들이 배치된 경우, 'L'이라 표기된 위치들의 채널 추정 값들이 산출된다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 1>과 같이 채널 추정 값을 산출한다.
상기 LS 채널 추정 값들을 산출한 후, 상기 수신단은 705단계로 진행하여 상기 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00095
를 이용하여 상기 파일럿 신호가 송신되는 부반송파에 속한 상기 파일럿 신호를 포함하지 않는 톤들의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00096
를 산출한다. 즉, 상기 수신단은 상기 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00097
에 대한 시간 축에서의 보간을 수행함으로써, 상기 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00098
사이의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00099
를 산출한다. 예를 들어, 상기 도 3과 같이 파일럿 신호들이 배치된 경우, 'T'라 표기된 위치의 채널 추정 값들이 상기 시간 보간을 통해 산출된다. 예를 들어, 상기 수신단 은 FIR 필터링 및 저주파 대역 필터링을 통해 시간 축에서의 보간을 수행한다.
상기 시간 축의 보간을 수행한 후, 상기 수신단은 707단계로 진행하여 보호 대역 내에 채널 추정 값을 삽입함으로써, 상기 보호 대역까지 채널 추정 값을 확장한다. 상기 수신단은 상기 보호 대역에 근접한 일정 범위의 부반송파들의 채널 추정 값들의 평균값을 삽입하거나, 상기 유효 대역의 최외곽의 부반송파의 채널 추정 값을 삽입한다. 이때, 상기 701단계에서의 FFT 연산 시 타이밍 오프셋이 존재하는 경우, 채널 추정 값들의 위상이 부반송파 인덱스에 비례하여 변화하므로, 상기 수신단은 평균값 산출 이전에 위상 값을 제거하고, 상기 보호 대역 내에 채널 추정 값 삽입 시 위상 값을 부여한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 2>와 같이 상기 보호 대역 내에 삽입될 채널 추정 값을 결정한다.
이후, 상기 수신단은 709단계로 진행하여 채널 추정 값이 결정되지 않은 부반송파들 내의 톤들의 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00100
를 산출한다. 즉, 상기 수신단은 상기 보호 대역까지 확장된 채널 추정 값들에 대한 주파수 축에서의 보간을 수행함으로써, 주파수 축 상 나머지 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00101
를 산출한다. 예를 들어, 상기 도 3과 같이 파일럿 신호들이 배치된 경우, 'F'라 표기된 위치의 채널 추정 값들이 상기 주파수 보간을 통해 산출된다. 단, 시간 보간이 생략된 경우, 'F'라 표기된 위치 및 'T'라 표기된 위치의 채널 추정 값들이 상기 주파수 보간을 통해 산출된다. 상세히 살펴보면, 상기 수신단은 상기 확장된 채널 추정 값들을 시간 영역 신호로 변환한다. 이어, 상기 수신단은 얼라이어징으로 인한 이미지 성분들의 위치를 파악 하고, 잡음 성분을 구별한 후, 실제 의미있는 CIR 성분만을 추출할 수 있도록 CIR 윈도우잉을 수행한다. 그리고, 상기 수신단은 CIR 윈도우잉된 시간 영역 신호를 다시 주파수 영역 신호로 변환한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 3>과 같이 주파수 축의 보간을 수행한다.
이후, 상기 수신단은 711단계로 진행하여 상기 703단계에서 생성된 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00102
를 이용하여 경계 왜곡의 보상을 위한 보상 계수를 결정한다. 상기 수신단은 OFDM 심벌마다 보상 계수들을 결정하며, 하나의 OFDM 심벌 내에서 파일럿 신호를 기준으로 나누어진 구간들 당 1개의 보상 계수를 결정한다. 예를 들어, 도 3과 같이 파일럿들이 배치된 경우, 점선으로 표시된 구간당 1개의 보상 계수가 결정된다. 즉, 하나의 OFDM 심벌 당 하나의 OFDM 심벌에 포함되는 파일럿 신호 개수만큼의 보상 계수들이 결정된다. 상기 수신단은 해당 OFDM 심벌 내의 파일럿 신호로부터 얻어진 LS 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00103
및 이전 OFDM 심벌에서 결정된 보상 계수들을 이용한다. 즉, 상기 수신단은 상기 LS 채널 추정 값 및 상기 이전 OFDM 심벌에서 얻어진 최종 채널 추정 값 간 차이 값을 이용하여 오차 값을 결정하고, 상기 오차 값을 이용하여 이전 ODFM 심벌에서 결정된 보상 계수를 갱신한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 7>와 같이 보상 계수들을 결정한다.
상기 보상 계수들을 결정한 후, 상기 수신단은 713단계로 진행하여 상기 보상 계수들 각각을 해당 구간에서의 중심 위치에서의 보상 계수들로 간주하고, 상기 중심 위치에서의 보상 계수들에 대한 보간을 수행함으로서 나머지 구간에서의 보상 계수들을 산출한다. 이때, 상기 보간은 1차 선형 보간이며, 최외곽 부반송파에 대한 보상 값들은 외삽법이 적용된다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 5>와 같이 보상 계수들을 산출한다. 상기 보상 계수를 주파수 보간된 채널 추정 값들
Figure 112009056907617-PAT00104
에 곱합으로써 경계 왜곡을 보상한다. 상기 보상 계수는 경계 왜곡의 응답 특성의 역수에 해당하는 가중치이다. 즉, 상기 수신단은 상기 <수학식 6>과 같이 왜곡을 보상한다.
상기 도 7를 참고하여 본 발명의 실시 예에 따른 수신단의 동작 절차를 살펴보았다. 여기서, 본 발명의 다른 실시 예에 따라, 상기 705단계의 시간 축의 보간은 생략될 수 있다. 이 경우, 상기 709단계에서, 상기 수신단은 상기 LS 채널 추정 값들을 이용하여 주파수 축의 보간을 수행한다.
도 8 및 도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템의 성능을 도시하고 있다. 상기 도 8 및 상기 도 9는 종래의 채널 추정 기법과 제안하는 채널 추정 기법의 모의 실험 결과를 나타내는 그래프들이다. 상기 모의 실험에서, 8MHz 대역폭의 8K 모드 DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial) 신호가 사용되었으며, FFT 크기는 8192, 부반송파의 개수는 6817개, 보호 구간(Guide Interval) 및 유효 구간의 길이 비율은 1/4로 설정되었다.
상기 도 8은 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 환경에서 64 QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 7/8 부호화율(code rate)의 전송 신호에 대해 종래의 기법에 의한 성능, 본 발명에 따른 보호 대역 확장 기법만을 적용한 성능, 보호 대역 확장 기법 및 경계 왜곡 보상 기법을 모두 적용한 성능을 비교한 결과이다. 또한, 상기 도 9는 212.8us의 지연을 갖은 동일 전력 2 경로(equal power 2-path) 채널 환경에서 64 QAM, 3/4 부호화율의 전송 신호에 대하여 종래의 기법에 의한 성능및 경계 왜곡 보상 기법을 적용한 성능을 비교한 결과이다. 상기 도 8 및 상기 도 9에 나타난 바와 같이, 채널 환경 분석에 따라 선택적으로 적용하는 보호 대역 확장 기법과, DFT 기반 주파수 방향 보간기 출력에 대해 사후에 적용하는 경계 왜곡 보상 기법이 적용된 본 발명에 따른 채널 추정 기법을 적용함으로써, 경계 왜곡에 의한 성능 저하가 크게 감소되며, 추가적인 하드웨어의 부담은 복소 곱셈기와 1/12 심볼 분량의 메모리, 그리고, 선형 보간기 추가 정도에 그친다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 광대역 무선통신 시스템에서 파일럿 신호의 패턴의 예를 도시하는 도면,
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 채널 추정 값들의 결정 시점을 도시하는 도면,
도 4는 본 발명의 제1실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시하는 도면,
도 5는 본 발명의 제2실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시하는 도면,
도 6은 본 발명의 제3실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시하는 도면,
도 7은 본 발명의 제4실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 동작 절차를 도시하는 도면,
도 8 및 도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템의 성능을 도시하는 도면.

Claims (22)

  1. 광대역 무선통신 시스템에서 수신단 장치에 있어서,
    파일럿 신호들을 통해 추정된 채널 추정 값들 및 시간 축의 보간(interpolation)을 통해 생성된 채널 추정 값들 중 적어도 하나를 이용하여 주파수 축의 보간(interpolation)을 수행하는 주파수 보간기와,
    상기 파일럿 신호들을 통해 추정된 채널 추정 값들을 이용하여, 유효 대역의 양끝 경계 부근에서 오버슛/언더슛(overshoot/undershoot) 형태의 왜곡인 경계(edge) 왜곡을 보상하기 위한 보상 계수를 결정하는 결정기와,
    상기 보상 계수를 상기 주파수 축의 보간을 통해 생성된 채널 추정 값에 곱함으로써 최종 채널 추정 값을 생성하는 보상기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 결정기는, 매 심벌마다 보상 계수들을 결정하며, 하나의 심벌 내에서 파일럿 신호를 기준으로 나누어진 구간 당 하나의 보상 계수를 결정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 결정기는, 상기 파일럿 신호들을 통해 추정된 채널 추정 값들 및 이전 심벌에서 얻어진 최종 채널 추정 값 간 차이 값을 이용하여 오차 값을 결정하고, 상기 오차 값을 이용하여 상기 이전 심벌에서 결정된 보상 계수를 갱신하는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 결정기는, 하기 수식과 같이 상기 보상 계수를 결정하는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112009056907617-PAT00105
    여기서, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00106
    는 n번째 심벌에서 파일럿 신호를 운반하는
    Figure 112009056907617-PAT00107
    번째 부반송파를 포함하는 구간의 보상 계수, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00108
    는 오차 값의 가중치, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00109
    는 n번째 심벌에서 파일럿 신호를 운반하는
    Figure 112009056907617-PAT00110
    번째 부반송파의 LS 채널 추정 값, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00111
    는 n-1번째 심벌에서
    Figure 112009056907617-PAT00112
    번째 부반송파의 보상 계수, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00113
    는 n번째 심벌에서 파일럿 신호를 운반하는
    Figure 112009056907617-PAT00114
    번째 부반송파의 주파수 보간된 채널 추정 값, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00115
    는 파일럿 신호를 운반하는 부반송파의 인덱스, 상기 는 파일럿 신호를 운반하는 부반송파들의 집합을 의미함.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 구간 당 하나의 보상 계수를 이용하여 보간을 수행함으로써, 상기 구간에 포함된 모든 부반송파들 각각에 대응되는 보상 계수들을 생성하는 보상 계수 보간기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 보상 계수 보간기는, 하기 수식과 같이 상기 보상 계수들을 생성하는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112009056907617-PAT00117
    여기서, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00118
    는 n번째 심벌에서 k번째 부반송파의 보상 계수, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00119
    는 n번째 심벌에서 k번째 부반송파를 포함하는 구간의 보상 계수를 의미함.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 주파수 축의 보간에 이용되는 채널 추정 값들을 보호 대역까지 확장시 키는 확장기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 확장기는, 상기 보호 대역에 인접한 일정 범위의 부반송파들의 채널 추정 값들의 평균 값, 또는, 유효 대역의 최외곽 부반송파의 채널 추정 값을 상기 보호 대역 내에 삽입하는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 확장기는, 상기 평균값 산출 이전에 FFT(Fast Fourier Transform) 연산의 타이밍 오프셋을 고려하여 위상 값을 제거하고, 상기 보호 대역 내에 채널 추정 값 삽입 시 위상 값을 부여하는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 확장기는, 하기 수식과 같이 상기 보호 대역 내에 삽입되는 채널 추정 값을 결정하는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112009056907617-PAT00120
    여기서, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00121
    은 보호 대역 내의 k번째 부반송파에 삽입될 채널 추정 값, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00122
    은 유효 대역 내의 k번째 부반송파, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00123
    은 유효 대역 내의 가장 외곽에 위치한 파일럿 신호를 운반하는 부반송파 인덱스의 집합, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00124
    은 유효 대역 내의 k번째 부반송파의 채널 추정 값, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00125
    는 부반송파 개수, 상기 은 FFT 크기, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00127
    는 FFT 연산의 타이밍 오프셋(timing offset), 상기
    Figure 112009056907617-PAT00128
    은 보호 대역 내에서 유효 대역이었으면 파일럿 신호를 포함하였을 부반송파 인덱스를 의미함.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 확장기는, 채널의 다중 경로 성분이 임계치 미만으로 존재하는 경우 동작하는 것을 특징으로 하는 장치.
  12. 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 동작 방법에 있어서,
    파일럿 신호들을 통해 추정된 채널 추정 값들 및 시간 축의 보간(interpolation)을 통해 생성된 채널 추정 값들 중 적어도 하나를 이용하여 주파수 축의 보간(interpolation)을 수행하는 과정과,
    상기 파일럿 신호들을 통해 추정된 채널 추정 값들을 이용하여, 유효 대역의 양끝 경계 부근에서 오버슛/언더슛(overshoot/undershoot) 형태의 왜곡인 경계(edge) 왜곡을 보상하기 위한 보상 계수를 결정하는 과정과,
    상기 보상 계수를 상기 주파수 축의 보간을 통해 생성된 채널 추정 값에 곱함으로써 최종 채널 추정 값을 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 보상 계수는, 매 심벌마다 결정되며,
    상기 보상 계수를 결정하는 과정은,
    하나의 심벌 내에서 파일럿 신호를 기준으로 나누어진 구간 당 하나의 보상 계수를 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 보상 계수를 결정하는 과정은,
    상기 파일럿 신호들을 통해 추정된 채널 추정 값들 및 이전 심벌에서 얻어진 최종 채널 추정 값 간 차이 값을 이용하여 오차 값을 결정하는 과정과,
    상기 오차 값을 이용하여 상기 이전 심벌에서 결정된 보상 계수를 갱신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 보상 계수는, 하기 수식과 같이 결정되는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112009056907617-PAT00129
    여기서, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00130
    는 n번째 심벌에서 파일럿 신호를 운반하는
    Figure 112009056907617-PAT00131
    번째 부반송파를 포함하는 구간의 보상 계수, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00132
    는 오차 값의 가중치, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00133
    는 n번째 심벌에서 파일럿 신호를 운반하는
    Figure 112009056907617-PAT00134
    번째 부반송파의 LS 채널 추정 값, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00135
    는 n-1번째 심벌에서
    Figure 112009056907617-PAT00136
    번째 부반송파의 보상 계수, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00137
    는 n번째 심벌에서 파일럿 신호를 운반하는
    Figure 112009056907617-PAT00138
    번째 부반송파의 주파수 보간된 채널 추정 값, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00139
    는 파일럿 신호를 운반하는 부반송파의 인덱스, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00140
    는 파일럿 신호를 운반하는 부반송파들의 집합을 의미함.
  16. 제13항에 있어서,
    상기 구간 당 하나의 보상 계수를 이용하여 보간을 수행함으로써, 상기 구간에 포함된 모든 부반송파들 각각에 대응되는 보상 계수들을 생성하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 보상 계수들은, 하기 수식과 같이 생성되는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112009056907617-PAT00141
    여기서, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00142
    는 n번째 심벌에서 k번째 부반송파의 보상 계수, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00143
    는 n번째 심벌에서 k번째 부반송파를 포함하는 구간의 보상 계수를 의미함.
  18. 제12항에 있어서,
    상기 주파수 축의 보간에 앞서, 상기 주파수 축의 보간에 이용되는 채널 추정 값들을 보호 대역까지 확장시키는 과정을 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 채널 추정 값들을 보호 대역까지 확장시키는 과정은,
    상기 보호 대역에 인접한 일정 범위의 부반송파들의 채널 추정 값들의 평균 값, 또는, 유효 대역의 최외곽 부반송파의 채널 추정 값을 상기 보호 대역 내에 삽입하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 채널 추정 값들을 보호 대역까지 확장시키는 과정은,
    상기 평균값 산출 이전에 FFT(Fast Fourier Transform) 연산의 타이밍 오프셋을 고려하여 위상 값을 제거하는 과정과,
    상기 보호 대역 내에 채널 추정 값 삽입 시 위상 값을 부여하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 보호 대역 내에 삽입되는 채널 추정 값은, 하기 수식과 같이 결정되는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112009056907617-PAT00144
    여기서, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00145
    은 보호 대역 내의 k번째 부반송파에 삽입될 채널 추정 값, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00146
    은 유효 대역 내의 k번째 부반송파, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00147
    은 유효 대역 내의 가장 외곽에 위치한 파일럿 신호를 운반하는 부반송파 인덱스의 집합, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00148
    은 유효 대역 내의 k번째 부반송파의 채널 추정 값, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00149
    는 부반송파 개수, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00150
    은 FFT 크기, 상기
    Figure 112009056907617-PAT00151
    는 FFT 연산의 타이밍 오프셋(timing offset), 상기
    Figure 112009056907617-PAT00152
    은 보호 대역 내에서 유효 대역이었으면 파일럿 신호를 포함하였을 부반송파 인덱스를 의미함.
  22. 제18항에 있어서,
    상기 채널 추정 값들을 보호 대역까지 확장시키는 과정은,
    채널의 다중 경로 성분이 임계치 미만으로 존재하는 경우 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
KR1020090087424A 2009-09-16 2009-09-16 광대역 무선통신 시스템에서 채널을 추정하기 위한 장치 및 방법 KR20110029652A (ko)

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