KR101339425B1

KR101339425B1 - Ｉｃｉ 추정 방법 및 ｉｃｉ 저감 등화기

Info

Publication number: KR101339425B1
Application number: KR1020070086278A
Authority: KR
Inventors: 류광훼이
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2007-08-27
Filing date: 2007-08-27
Publication date: 2013-12-09
Also published as: EP2043315A2; US20090060016A1; EP2043315A3; CN101378380B; JP2009055612A; US8295339B2; CN101378380A; KR20090021630A

Abstract

본 발명의 바람직한 실시예에 따른 ICI 저감 등화기는 채널 추정부, 채널 계산부, ICI 추정부, 감산부 및 등화부를 구비한다. 상기 채널 추정부는 수신 신호로부터 채널 응답을 추정한다. 상기 채널 계산부는 상기 추정된 채널 응답으로부터 채널 응답의 기본 성분(basic component)과 채널 응답의 변동 성분(fluctuating component)을 계산한다. 상기 ICI 추정부는 상기 채널 응답의 변동 성분과 주파수 영역의 수신 신호를 곱하고, 그 곱셈 결과를 필터 계수들에 따라 필터링하며, 그 필터링 결과에 기초하여 상기 수신 신호에 포함된 ICI(Inter-Carrier Interference) 성분을 추정한다. 상기 감산부는 상기 주파수 영역의 수신 신호에서 상기 ICI 성분을 감산한다. 상기 등화부는 상기 감산부의 출력 신호를 상기 채널 응답의 기본 성분에 기초하여 등화시킨다.

OFDM, ICI, 등화, 필터 뱅크, 필터링 경로, 근사화

Description

ＩＣＩ 추정 방법 및 ＩＣＩ 저감 등화기{Method of estimating Inter-Carrier Interference and ICI mitigating equalizer}

본 발명은 ICI 추정 방법 및 ICI 저감 등화기에 관한 것으로서, 특히 채널을 M1 차 모델로 근사화하여 ICI(Inter-Carrier Interference) 성분을 추정하는 ICI 추정 방법 및 ICI 저감 등화기에 관한 것이다.

현재, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템은 다양한 방송/통신 시스템에 적용되고 있다. OFDM 시스템은 서로 직교성(orthogonality)을 가지는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들을 이용하여 데이터를 전송하는 방송/통신 시스템이다.

도 1은 OFDM 시스템에서의 송신기와 수신기를 예시하는 도면이다.

도 1에서 OFDM 송신기(110)는 인코더(111), 맵퍼(112), IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 블럭(113), CP(Cyclic Prefix) 삽입부(114), RF 송신부(115) 및 송신 안테나(116)를 구비한다. 도 1에서 OFDM 수신기(120)는 수신 안테나(121), RF 수신부(122), CP 제거부(123), FFT(Fast Fourier Transform) 블럭(124), 등화부(125), 디맵퍼(126) 및 디코더(127)를 구비한다.

OFDM 송신기(110)에서는, ISI(Inter-Symbol Interference)의 방지와 채널의 추정을 위해서, IFFT 처리된 송신 신호에 CP(Cyclic Prefix)를 삽입한다. CP가 삽입된 송신 신호 S_i(n)은 RF 송신부(116) 및 송신 안테나(116)를 거쳐 유무선 채널로 출력된다. OFDM 수신기(120)에서 CP가 제거된 수신 신호 r_i(n)은 FFT 블럭(124)에 의하여 주파수 영역의 수신 신호 R_i(k)로 변환된다. 등화부(125)는 주파수 영역의 수신 신호 R_i(k)를 등화시켜 추정된 송신 신호

를 출력한다.

OFDM 수신기(120)에서 송신 신호를 정확하게 추정하려면 채널의 응답 특성을 정확하게 파악해야 한다. 그러나, 시간 선택성(time-selectivity)에 의해서 채널의 응답 특성이 시간에 따라 변할 수 있고, 주파수 선택성(frequency-selectivity)에 의해서 주파수마다 채널의 응답 특성이 다를 수 있기 때문에, 채널의 응답 특성을 정확하게 파악하는 것이 어렵다. 한편, 이동(mobile) 수신 환경에서 채널의 시간 선택성(time-selectivity)과 채널의 주파수 선택성(frequency-selectivity)은 서브 캐리어들 간의 직교성(orthogonality)을 손상시켜 ICI(Inter-Carrier Interference)를 초래한다. 비록, CP(Cyclic Prefix)에 포함된 파일럿(pilot)들을 이용하여 채널의 응답 특성을 정확하게 파악하더라도, ICI의 영향으로 인해서 송신 신호의 추정이 부정확해질 수 있다.

ICI는 OFDM 수신기가 송신 신호를 정확하게 추정하는 것을 더욱더 복잡하게 만든다. OFDM 수신기가 송신 신호를 정확하게 추정하기 위해서는, 먼저 수신 신호 에 포함된 ICI 성분을 추정하고, 그 추정 결과에 기초하여 수신 신호에 포함된 ICI 성분을 제거 또는 저감시켜야 한다. 수신 신호에 포함된 ICI 성분을 제거 또는 저감시키기 위해서 그만큼 연산량과 계산 복잡도(computational complexity)가 증가하므로 OFDM 수신기의 구조가 복잡해진다. 추정의 정확성과 계산 복잡도 간의 트레이드 오프(trade-off) 관계를 고려하여 OFDM 수신기를 설계한다.

본 발명은 채널을 M1 차 모델로 근사화하여 ICI(Inter-Carrier Interference) 성분을 추정하는 ICI 추정 방법을 제공하고자 한다. 또한, 본 발명은 상기 ICI 추정 방법에 의하여 추정된 ICI 성분을 제거 또는 저감시키는 ICI 저감 등화기를 제공하고자 한다.

본 발명의 어느 한 실시예에서, 상기 채널 응답의 기본 성분은 1 심볼 구간 동안 변동하지 않는 채널 응답 성분이고, 상기 채널 응답의 변동 성분은 1 심볼 구간 동안 변동하는 채널 응답 성분이다. 채널을 M1 차 모델(M1-order model)로 근사 화하는 경우에, 상기 채널 계산부는 채널 응답의 제 1 차 변동 성분 내지 채널 응답의 제 M1 차 변동 성분을 상기 ICI 추정부로 출력할 수 있다.

본 발명의 어느 한 실시예에서, 상기 ICI 추정부는, 상기 채널 응답의 변동 성분과 상기 주파수 영역의 수신 신호를 곱하여 그 곱셈 결과를 출력하는 곱셈부; 상기 곱셈 결과를 상기 필터 계수들에 따라 필터링하여 그 필터링 결과를 출력하는 필터 뱅크; 및 상기 필터링 결과를 합산하여 상기 ICI 성분을 출력하는 합산부;를 구비할 수 있다.

본 발명의 어느 한 실시예에서, 채널을 M1 차 모델(M1-order model)로 근사화하는 경우에 상기 곱셈부는, 상기 채널 계산부로부터 출력되는 채널 응답의 제 1 차 변동 성분과 상기 주파수 영역의 수신 신호를 곱하여 제 1 곱셈 결과를 출력하는 제 1 곱셈기; 내지 상기 채널 계산부로부터 출력되는 채널 응답의 제 M1 차 변동 성분과 상기 주파수 영역의 수신 신호를 곱하여 제 M1 곱셈 결과를 출력하는 제 M1 곱셈기;를 구비할 수 있다.

본 발명의 어느 한 실시예에서, 채널을 M1 차 모델(M1-order model)로 근사화하는 경우에 상기 필터 뱅크는, 상기 곱셈부의 제 1 곱셈기로부터 출력되는 제 1 곱셈 결과를 제 1 필터 계수들에 따라 필터링하여 제 1 필터링 결과를 출력하는 제 1 필터; 내지 상기 곱셈부의 제 M1 곱셈기로부터 출력되는 제 M1 곱셈 결과를 제 M1 필터 계수들에 따라 필터링하여 제 M1 필터링 결과를 출력하는 제 M1 필터;를 구비할 수 있다. 상기 제 1 필터 내지 상기 제 M1 필터는 선형 시불변(Linear Time-Invariant) 필터일 수 있다. 상기 제 1 필터 내지 상기 제 M1 필터는 FIR(Finite Impulse Response) 필터일 수 있다.

본 발명의 어느 한 실시예에서, 상기 등화부는 1 탭 등화기(one-tap equalizer)로 구현될 수 있다.

본 발명의 어느 한 실시예에 따른 ICI 저감 등화기는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템의 수신기에 적용될 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따른 ICI 추정 방법은, 수신 신호로부터 추정된 채널 응답으로부터 채널 응답의 제 1 차 변동 성분 내지 채널 응답의 제 M1 차 변동 성분을 계산하는 단계; 상기 채널 응답의 제 1 차 변동 성분 내지 상기 채널 응답의 제 M1 차 변동 성분 각각과 주파수 영역의 수신 신호를 곱하여 제 1 곱셈 결과 내지 제 M1 곱셈 결과를 출력하는 단계; 상기 제 1 곱셈 결과 내지 상기 제 M1 곱셈 결과 각각을 제 1 필터 계수들 내지 제 M1 필터 계수들 각각에 따라 필터링하여 제 1 필터링 결과 내지 제 M1 필터링 결과를 출력하는 단계; 및 상기 제 1 필터링 결과 내지 상기 제 M1 필터링 결과를 합산하여 상기 수신 신호에 포함된 ICI(Inter-Carrier Interference) 성분을 추정하는 단계;를 구비할 수 있다.

채널을 M1 차 모델(M1-order model)로 근사화하는 경우에, 상기 수신 신호로부터 추정된 채널 응답은, 1 심볼 구간 동안 변동하지 않는 기본 성분(basic component)과 1 심볼 구간 동안 변동하는 상기 제 1 차 변동 성분(first-order fluctuating component) 내지 상기 제 M1 차 변동 성분(M1th-order fluctuating component)으로 구분될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 ICI 저감 등화기는, 수신 신호로부터 채널 응 답을 추정하는 채널 추정부; 상기 추정된 채널 응답으로부터 채널 응답의 기본 성분(basic component)과 채널 응답의 제 1 차 변동 성분(first-order fluctuating component)을 계산하는 채널 계산부; 상기 채널 응답의 제 1 차 변동 성분과 주파수 영역의 수신 신호를 곱하여 제 1 곱셈 결과를 출력하는 제 1 곱셈기; 상기 제 1 곱셈 결과를 제 1 필터 계수들에 따라 FIR(Finite Impulse Response) 필터링하여 상기 수신 신호에 포함된 ICI(Inter-Carrier Interference) 성분을 출력하는 제 1 필터; 상기 주파수 영역의 수신 신호에서 상기 ICI 성분을 감산하는 감산부; 및 상기 감산부의 출력 신호를 상기 채널 응답의 기본 성분에 기초하여 등화시키는 등화부;를 구비할 수 있다.

상기 채널 계산부는 채널을 1 차 선형 모델(1-order linear model)로 근사화할 수 있다. 상기 채널 계산부는 상기 현재 심볼 구간에서의 채널 응답 추정값을 상기 채널 응답의 기본 성분으로서 출력할 수 있다. 또한 상기 채널 계산부는, 상기 다음 심볼 구간에서의 채널 응답 추정값에서 상기 이전 심볼 구간에서의 채널 응답 추정값을 감산하고, 그 감산 결과를 상기 현재 심볼 구간에서의 채널 응답 추정값으로 제산(dividing)하며, 그 제산 결과를 상기 채널 응답의 제 1 차 변동 성분으로서 출력할 수 있다.

상기 채널 계산부는, 상기 채널 추정부로부터 출력되는 채널 응답 추정값을 1 심볼 구간 동안 지연시켜 출력하는 제 1 지연기; 상기 제 1 지연기의 출력 신호를 다시 1 심볼 구간 동안 지연시켜 출력하는 제 2 지연기; 상기 채널 추정부로부터 출력되는 상기 다음 심벌 구간에서의 채널 응답 추정값에서 상기 제 2 지연기로 부터 출력되는 상기 이전 심벌 구간에서의 채널 응답 추정값을 감산하는 감산기; 및 상기 감산기로부터 출력되는 감산 결과를 상기 제 1 지연기로부터 출력되는 상기 현재 심볼 구간에서의 채널 응답 추정값으로 제산하고, 그 제산 결과를 상기 채널 응답의 제 1 차 변동 성분으로서 상기 제 1 곱셈기로 출력하는 제산기;를 구비할 수 있다.

상기 등화부는, 상기 감산부의 출력 신호를 상기 제 1 지연기로부터 출력되는 상기 채널 응답의 기본 성분으로 제산하여 출력할 수 있다. 상기 등화부는 1 탭 등화기(one-tap equalizer)로 구현될 수 있다.

수신 신호에 포함된 ICI 성분을 제거하기 위해서 많은 연산량과 높은 계산 복잡도(computational complexity)를 요구하는 종래 기술에 비하여, 본 발명에 따른 ICI 저감 등화기는 상대적으로 적은 연산량과 낮은 계산 복잡도(computational complexity)를 요구한다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다.

도 2a 및 도 2b는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 ICI 저감 등화기를 설명하는 도면이다.

도 2a 및 도 2b에는 ICI 저감 등화기(230)와 함께 RF 수신부(222), CP 제거부(223) 및 FFT 블럭(224)이 도시되어 있다. ICI 저감 등화기(230)는 채널 추정 부(240), 채널 계산부(250), ICI 추정부(260), 감산부(270) 및 등화부(280)를 구비한다. 도 2a 및 도 2b에 도시된 ICI 추정부(260)는 곱셈부(261), 필터 뱅크(265) 및 합산부(269)를 구비한다.

채널 추정부(240)는 수신 신호로부터 채널 응답(channel response.

)을 추정한다. 도 2a에는 채널 추정부(240)가 주파수 영역의 수신 신호 R_i(k)로부터 채널 응답을 추정하는 실시예가 도시되어 있고, 도 2b에는 채널 추정부(240)가 시간 영역의 수신 신호 r_CP(n)로부터 채널 응답을 추정하는 실시예가 도시되어 있다. r_CP(n)는 CP(Cyclic Prefix)가 제거되기 전의 수신 신호를 나타내고, r_i(n)은 CP가 제거된 수신 신호를 나타낸다. 시간 영역의 수신 신호 r_i(n)는 FFT(Fast Fourier Transform) 블럭(224)에 의하여 주파수 영역의 수신 신호 R_i(k)로 변환된다.

채널 계산부(250)는 추정된 채널 응답(

)으로부터 채널 응답의 기본 성분(basic component.

)과 채널 응답의 변동 성분(fluctuating component.

)을 계산한다. 여기서, 채널 응답의 기본 성분(

)은 1 심볼 구간 동안 변동하지 않는 채널 응답 성분이고, 채널 응답의 변동 성분(

)은 1 심볼 구간 동안 변동하는 채널 응답 성분이다. 채널 응답의 기본 성분(

)과 채널 응답의 변동 성분(

)에 대한 자세한 내용은 도 3을 참조하여 설명한다.

ICI 추정부(260)는 채널 응답의 변동 성분(

)과 주파수 영역의 수신 신호 R_i(k)를 곱하고, 그 곱셈 결과를 필터 계수들 F(q)에 따라 필터링하며, 그 필터링 결과에 기초하여 수신 신호에 포함된 ICI(Inter-Carrier Interference) 성분을 추정한다. ICI 추정부(260)의 곱셈부(261)는 채널 응답의 변동 성분(

)과 주파수 영역의 수신 신호 R_i(k)를 곱하여 그 곱셈 결과를 출력한다. ICI 추정부(260)의 필터 뱅크(265)는 곱셈부(261)로부터 출력되는 곱셈 결과를 필터 계수들 F(q)에 따라 필터링하여 그 필터링 결과를 출력한다. ICI 추정부(260)의 합산부(269)는 필터 뱅크(265)로부터 출력되는 필터링 결과를 합산하여 ICI 성분

를 출력한다. ICI 추정부(260)의 구체적인 내용은 도 3을 참조하여 설명한다.

감산부(270)는 주파수 영역의 수신 신호 R_i(k)에서 ICI 성분

를 감산한다. 등화부(280)는 감산부(270)의 출력 신호를 채널 응답의 기본 성분(

)에 기초하여 등화시킨다. 등화부(280)는 등화 결과를 추정된 송신 신호

로 출력한다.

도 2a 및 도 2b에 도시된 ICI 저감 등화기(230)는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템의 수신기에 적용될 수 있다. 즉, OFDM 시스템의 송신기에서 출력된 송신 신호 S_i(n)이 유무선 채널을 통하여 OFDM 시스템 의 수신기로 수신되면, OFDM 시스템의 수신기에 구비되는 ICI 저감 등화기(230)는, 수신 신호에 포함된 ICI 성분

를 추정하고, 그 추정 결과에 기초하여 수신 신호에 포함된 ICI 성분

를 제거 또는 저감시키며, ICI 성분

가 제거 또는 저감된 신호를 등화시켜 추정된 송신 신호

를 출력한다.

도 3은 도 2a 및 도 2b에 도시된 ICI 저감 등화기(230)를 구체적으로 예시하는 도면이다.

도 3에 예시된 ICI 저감 등화기는 채널 추정부(340), 채널 계산부(350), 제 1 곱셈기(361_1) 내지 제 M1 곱셈기(361_M1), 제 1 필터(365_1) 내지 제 M1 필터(365_M1), 합산부(369), 감산부(370) 및 등화부(380)를 구비한다. 도 3에서의 제 1 곱셈기(361_1) 내지 제 M1 곱셈기(361_M1)는 도 2a 및 도 2b에서의 곱셈부(261)에 대응되고, 도 3에서의 제 1 필터(365_1) 내지 제 M1 필터(365_M1)는 도 2a 및 도 2b에서의 필터 뱅크(265)에 대응되며, 도 3에서의 합산부(369)는 도 2a 및 도 2b에서의 합산부(269)에 대응된다. 이하에서는, 다수의 수학식들을 참조하여 도 3에 예시된 ICI 저감 등화기를 설명한다.

OFDM 시스템의 송신기에서 출력되는 송신 신호 S_i(n)은 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.

수학식 1에서 Ng는 CP(Cyclic Prefix)의 사이즈(size)이고, N은 FFT 사이즈[즉, 서브 캐리어들의 총 갯수(total number of sub-carriers)]이다. 그리고,

는 예컨대 i 번째 QAM-맵핑 심볼(Quadrature Amplitude Modulation-mapping symbol)을 나타낸다.

시간에 따라 선형적으로 변하는(linear time variant) 다중 경로 채널(multi-path channel)의 이산 응답(discrete response)을 h_ltv(n,l)이라고 하면, 샘플링 주기의 l 배 만큼 지연되는 경로에 대해서(for the path with relative delay of l sampling periods) 채널 응답 h_i(n,l)은 수학식 2와 같이 정의될 수 있다.

수학식 2에서 P는 다중 경로에 의한 지연 중에서 최대 지연을 나타낸다.

한편, 송신 신호 S_i(n)이 수학식 1과 같이 표현되고 채널 응답 h_i(n,l)이 수학식 2와 같이 정의되면, OFDM 시스템의 수신기에서 CP가 제거된 수신 신호 r_i(n)는 수학식 3과 같이 표현된다.

수학식 3에서

은 AWGN(Additional White Gaussian Noise)을 나타낸다.

시간 영역의 수신 신호 r_i(n)은 FFT(Fast Fourier Transform)에 의해서 수학식 4와 같은 주파수 영역의 수신 신호 R_i(k)로 변환된다.

수학식 4에서,

이고,

는

를 FFT한 신호이다.

수학식 4를 참조하면, 주파수 영역의 수신 신호는 다음의 수학식 5와 같이 행렬 형태로 표현될 수 있다.

수학식 5에서 행렬 G _i 는 channel gain matrix(또는 equalization matrix)이다. 서브 캐리어들 간의 직교성(orthogonality)이 유지되는 경우에는 행렬 G _i 의 주 대각 요소들(main diagonal elements) 외의 요소들은 모두 zero가 된다. 그러나, 서브 캐리어들 간의 직교성이 손상되어 ICI(Inter-Carrier Interference) 성분이 수신 신호에 포함되게 되면, 행렬 G _i 의 주 대각 요소들 외의 요소들이 non-zero가 된다. 행렬 G _i 의 주 대각 요소들 외의 요소들이 non-zero이면, OFDM 수신기가 송신 신호를 추정하는 것이 더욱더 복잡해 진다.

수학식 5에서 AWGN 성분

을 배제한다면, 다음의 수학식 6과 같이 심볼을 추정할 수 있다.

등화 행렬(equalization matrix) G _i 를 단순화하기 위하여, 본 발명에서는 아래의 수학식 8과 같이 채널을 M1 차 모델(M1-order model)로 근사화시킨다.

먼저, i 번째 심볼 구간에 대하여 채널 벡터

을 수학식 7과 같이 정의한다.

수학식 7에서 채널 벡터

의 각 요소들은 채널 응답 h_ltv(n,l)로부터 추정된 M 개의 샘플값이다.

의 각 요소들은 도 3에서의

에 대응된다. 수학식 7을 참조하면 M1 차 모델로 근사화된 채널은 다음의 수학식 8과 같이 표현될 수 있다. 즉, 채널 응답 h_i(n,l)은 1 심볼 구간 동안 변동하지 않는(즉, time-invariant) 기본 성분(basic component)과 1 심볼 구간 동안 변동하는(즉, time-variant) 변동 성분(fluctuating component)으로 구분될 수 있다.

수학식 8에서,

이다. 수학식 8에서 보듯이, 채널의 M1 차 모델은

과 채널 계수

에 의해서 결정된다. 본 발명의 어느 한 실시예에서, i 번째 심볼 구간에 대하여 채널 계수

를 상수(constant)로 설정할 수 있다. 또한, 본 발명의 어느 한 실시예에서,

은 수학식 9를 만족하도록 설정될 수 있다.

수학식 8에서 보듯이,

은 채널 응답의 변동 성분(fluctuating component)에 관계된다. 수학식 8에 표현된 채널 응답의 변동 성분(fluctuating component)에서 인자(argument) n과 인자(argument) l은 서로 분리되어 있다. 한편, 채널 응답의 기본 성분(basic component)은 채널 응답 h_i(n,l)의 대부분 에너지(decisive energy)를 품는다.

수학식 8을 수학식 4에서

에 관한 식에 대입하면 수학식 10을 얻는다.

수학식 10에서,

은 Kronecker delta(즉, unit delta function)를 나타내고,

이며,

이다. 수학식 10은 다음의 수학식 11과 같은 행렬 형태로 쓸 수 있다.

수학식 11에서,

이다. 즉,

는 N×N의 대각 행렬(diagonal matrix)이다.

또한, 수학식 11에서 필터 계수 행렬

는 다음과 같다.

위의 행렬식에서 보듯이, 필터 계수 행렬

는 심볼 인덱스 i에 대하여 독립적(independent)이며 Toplitzian 특성(Toplitzian property)을 가진다.

수학식 11을 수학식 6에 대입하면 다음의 수학식 12를 얻는다.

수학식 12에서,

은 N×N의 단위 행렬(identity matrix)을 나타내고,

이다.

는 정규화된 변동 성분(fluctuating component)에 대응된다.

수학식 12를 단순화시키기 위해서 고차 성분(high-order component)을 버리면 다음의 수학식 13을 얻는다.

채널 응답은 심볼 구간 동안 매우 느리게 변하기 때문에

도 매우 느리게 변한다. 따라서,

을 FFT한

은 저역 통과 특성을 보이게 된다. 본 발명에서는 이와 같은 특성을 감안하여, N 개의 서브 캐리어들 중에서 2 Qp개의 서브 캐리어들에 의한 성분들만을 고려한다. 즉, 캐리어 인덱스가 -Qp ~ +Qp인 서브 캐리어들에 의한 성분들만을 고려한다. 이러한 점을 반영하면, 수학식 13으로부터 다음의 수학식 14가 도출된다.

이하에서는, 수학식 14와 도 3을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 설명한다.

채널 계산부(350)는 채널 추정부(340)로부터 입력되는 추정된 채널 응답(

또는

)으로부터 채널 응답의 기본 성분(

)과 채널 응답의 변동 성분(

)을 계산한다. 수학식 8에서

에 관한 식의 양변을 FFT하면 수학식 15를 얻는다.

채널 계산부(350)는 수학식 15를 이용하여

로부터

(0≤p≤M1)를 계산한다.

(p=0)는 채널 응답의 기본 성분(

)으로서 등화부(380)로 출력된다. 또한, 채널 계산부(350)는 수학식 12에서

와

의 관계식을 이용하여

로부터

(1≤p≤M1)를 계산한다. 도 3에 도시된 바와 같이, 채널을 M1 차 모델(M1-order model)로 근사화하는 경우에, 채널 계산부(350)는 채널 응답의 제 1 차 변동 성분(

) 내지 채널 응답의 제 M1 차 변동 성분(

)을 출력한다.

도 3에서 제 1 곱셈기(361_1)는 채널 응답의 제 1 차 변동 성분(

)과 주파수 영역의 수신 신호 R_i(k)를 곱하여 제 1 곱셈 결과

를 출력한다. 비슷하게, 제 M1 곱셈기(361_M1)는 채널 응답의 제 M1 차 변동 성분(

)과 주파수 영역의 수신 신호 R_i(k)를 곱하여 제 M1 곱셈 결과

를 출력한다.

도 3에서 제 1 필터(365_1)는 제 1 곱셈기(361_1)로부터 출력되는 제 1 곱셈 결과

를 제 1 필터 계수들

에 따라 필터링하여 제 1 필터링 결과(I1)를 출력한다. 비슷하게, 제 M1 필터(365_M1)는 제 M1 곱셈기(361_M1)로부터 출력되는 제 M1 곱셈 결과

를 제 M1 필터 계수들

에 따라 필터링하여 제 M1 필터링 결과를 출력한다. 본 발명의 어느 한 실시예에서, 제 1 필터(365_1) 내지 제 M1 필터(365_M1)는 FIR(Finite Impulse Response) 필터로 구현될 수 있다. 예컨대, 필터 뱅크(265)에 구비되는 각 필터들(365_1, 365_2, ..., 365_M1)은 수학식 14에서

를 계산한다. 이하에서는 도 4를 참조하여 FIR 필터를 설명한다.

도 4는 도 3에서의 제 1 필터(365_1)를 예시하는 도면이다.

도 4에서 FIR 필터로 구현된 제 1 필터(365_1)는 다수의 지연기들(462_1 ~ 462_2Qp-1), 다수의 곱셈기들(463_1 ~ 463_2Qp) 및 합산기(464)를 구비한다. 제 1 필터(365_1)는 제 1 곱셈 결과

와 제 1 필터 계수들[F₁(-Qp), F₁(-Qp+1), F₁(-Qp+2), F₁(-Qp+3), ..., F₁(Qp-1), F₁(Qp)]을 입력받아 FIR 필터링을 수행한다. 합산기(464)는 제 1 필터링 결과(I1)를 도 3에서의 합산부(369)로 출력한다.

비록 도 4는 도 3에서의 제 1 필터(365_1)를 예시하고 있으나, 도 3에서의 제 2 필터(365_2) 내지 제 M1 필터(365_M1)도 도 4에 도시된 바와 같은 구성을 취할 수 있다. 그리고, 본 발명의 어느 한 실시예에서, 제 1 필터(365_1) 내지 제 M1 필터(365_M1)는 선형 시불변 필터(Linear Time-Invariant Filter)이다. 즉, 도 3에서 제 1 필터 계수들

내지 제 M1 필터 계수들

는 선형 시불변(linearly time-invariant)이다. 또한, 본 발명의 어느 한 실시예에서, 필터 뱅크(265)에 구비되는 각 필터들의 필터 계수들은 서로 같도록 설정될 수도 있고 서 로 다르도록 설정될 수도 있다. 한편, 제 1 필터(365_1) 내지 제 M1 필터(365_M1) 각각의 필터 탭(tap) 수는 시스템 요구 사양(system requirement)에 따라서 결정된다. 예컨대, 각각의 필터 탭 수는 서로 같을 수도 있고, 각각의 필터 탭 수는 서로 다를 수도 있다. 더 구체적으로, OFDM 수신기의 이동도(mobility)가 높을수록 더 많은 탭 수를 가지는 FIR 필터가 필요하다.

도 3에서 합산부(369)는 필터 뱅크(265)의 제 1 필터(365_1)로부터 출력되는 제 1 필터링 결과(I1) 내지 필터 뱅크(265)의 제 M1 필터(365_M1)로부터 출력되는 제 M1 필터링 결과를 합산하여 ICI 성분

를 출력한다. 예컨대, 합산부(369)는 수학식 14에서

를 계산한다.

도 3에서 감산부(370)는 주파수 영역의 수신 신호 R_i(k)에서 ICI 성분

를 감산한다. 예컨대, 감산부(370)는 수학식 14에서

를 계산한다.

도 3에서 등화부(380)는 감산부(370)의 출력 신호를 채널 응답의 기본 성분(

)에 기초하여 등화시킨다. 본 발명의 어느 한 실시예에서, 등화부(380)는 1 탭 등화기(one-tap equalizer)로 구현될 수 있다. 1 탭 등화기로 구현되는 등화부(380)는, 감산부(370)의 출력 신호를 채널 응답의 기본 성분(

)으로 제산(dividing)하고, 그 제산 결과를 추정된 송신 신호

로서 출력한다. 예컨대, 1 탭 등화기로 구현되는 등화부(380)는 수학식 14에서

를 계산한다.

이상과 같이 수신 신호에 포함된 ICI 성분을 추정 및 제거하는 본 발명에 따른 ICI 저감 등화기에서는, 대략

번 정도의 복소 곱셈(complex multiplication)이 수행된다. 수신 신호에 포함된 ICI 성분을 제거하기 위해서 많은 연산량과 높은 계산 복잡도(computational complexity)를 요구하는 종래 기술에 비하여, 본 발명에 따른 ICI 저감 등화기는 상대적으로 적은 연산량과 낮은 계산 복잡도(computational complexity)를 요구한다고 볼 수 있다.

한편, 도 3에서, 제 1 곱셈기(361_1)와 제 1 필터(365_1)는 제 1 필터링 경로를 형성하고, 제 2 곱셈기(361_2)와 제 2 필터(365_2)는 제 2 필터링 경로를 형성하며, 비슷하게, 제 M1 곱셈기(361_M1)와 제 M1 필터(365_M1)는 제 M1 필터링 경로를 형성한다. 도 3을 살펴 보면 알 수 있듯이, 채널을 M1 차 모델(M1-order model)로 근사화하는 경우에, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 ICI 저감 등화기는 M1 개의 필터링 경로(filtering path)를 구비한다. 즉, 채널을 1 차 모델로 근사화하는 경우에는 1 개의 필터링 경로가 구비되고, 채널을 2 차 모델로 근사화하는 경우에는 2 개의 필터링 경로가 구비되며, 채널을 M1 차 모델로 근사화하는 경우에는 M1 개의 필터링 경로가 구비된다. 채널을 1 차 모델로 근사화하는 경우의 실시예가 도 5에 예시되어 있으며, 이에 대해서는 도 5에서 자세히 설명한다.

이상에서의 설명을 기초로 하여, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 ICI 추정 방법을 설명하면 다음과 같다.

수신 신호로부터 추정된 채널 응답(

또는

)으로부터 채널 응답의 제 1 차 변동 성분(

) 내지 채널 응답의 제 M1 차 변동 성분(

)을 계산한다. 그리고, 채널 응답의 제 1 차 변동 성분(

) 내지 채널 응답의 제 M1 차 변동 성분(

) 각각과 주파수 영역의 수신 신호 R_i(k)를 곱하여 제 1 곱셈 결과

내지 제 M1 곱셈 결과

를 출력한다. 그리고, 제 1 곱셈 결과

내지 제 M1 곱셈 결과

각각을 제 1 필터 계수들

내지 제 M1 필터 계수들

각각에 따라 FIR(Finite Impulse Response) 필터링하여 제 1 필터링 결과(I1) 내지 제 M1 필터링 결과를 출력한다. 그리고, 제 1 필터링 결과(I1) 내지 제 M1 필터링 결과를 합산하여 수신 신호에 포 함된 ICI(Inter-Carrier Interference) 성분

를 추정한다.

앞서 설명하였듯이, 채널을 M1 차 모델(M1-order model)로 근사화하는 경우에, 수신 신호로부터 추정된 채널 응답(

또는

)은 1 심볼 구간 동안 변동하지 않는 기본 성분(basic component)과 1 심볼 구간 동안 변동하는 제 1 차 변동 성분(first-order fluctuating component) 내지 제 M1 차 변동 성분(M1th-order fluctuating component)으로 구분될 수 있다.

도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 채널을 1 차 모델로 근사화하는 경우의 ICI 저감 등화기를 예시하는 도면이다.

도 5에 도시된 ICI 저감 등화기는 채널 추정부(540), 채널 계산부(550), 제 1 곱셈기(561), 제 1 필터(565), 감산부(570) 및 등화부(580)를 구비한다. 도 5에서 채널 계산부(550)는 제 1 지연기(551), 제 2 지연기(553), 감산기(555) 및 제산기(557)를 구비한다. 채널을 1 차 모델로 근사화하는 경우에는 1 개의 필터링 경로만이 구비되므로, 도 5에 도시된 ICI 저감 등화기는 도 3에서의 합산부(369)와 같은 구성 요소를 필요로 하지 않는다.

채널 추정부(540)는 수신 신호로부터 채널 응답(

또는

)을 추정한다. 이하에서는 도 6을 참조하여, 채널을 1 차 선형 모델(1-order linear model)로 근사화하는 경우에, 채널 추정부(540)에 의한 채널 응답의 추정을 설명한다.

도 6은 i-1 번째 심볼 구간, i 번째 심볼 구간 및 i+1 번째 심볼 구간에서의 채널 응답을 예시하는 도면이다.

도 6에 도시된 바와 같이, 채널 추정부(540)는 심볼 구간 중앙에서 채널 응답 샘플값(sample value of channel response at center of the symbol interval)을 취할 수 있다. 즉, 0부터 N-1까지의 심볼 구간 중에서 (N/2)-1 지점에서 채널 응답 샘플값을 취할 수 있다.

i 번째 심볼을 현재 심볼(present symbol)이라고 가정하고, i 번째 심볼 구간에 대하여 채널을 1 차 선형 모델(1-order linear model)로 근사화하기 위해서 i-1 번째 심볼 구간에서의 채널 응답 샘플값, i 번째 심볼 구간에서의 채널 응답 샘플값 및 i+1 번째 심볼 구간에서의 채널 응답 샘플값을 이용하는 경우를 고려하자. 이 경우에 채널 추정부(540)는, i-1 번째 심볼 구간 중앙에서의 채널 응답 샘플값

에 기초하여 이전 심볼(previous symbol) 구간에서의 채널 응답 추정값

을 출력하고, i 번째 심볼 구간 중앙에서의 채널 응답 샘플값

에 기초하여 현재 심볼(present symbol) 구간에서의 채널 응답 추정값

를 출력하며, i+1 번째 심볼 구간 중앙에서의 채널 응답 샘플값

에 기초하여 다음 심볼(next symbol) 구간에서의 채널 응답 추정값

을 출력한다. 당업자라면,

은

에 대응되고,

는

에 대응되며,

는

에 대응된다는 점을 이해할 것이다.

i-1 번째 심볼 구간 중앙에서의 채널 응답 샘플값

, i 번째 심볼 구간 중앙에서의 채널 응답 샘플값

및 i+1 번째 심볼 구간 중앙에서의 채널 응답 샘플값

을 이용하여 i 번째 심볼 구간에 대하여 채널을 1 차 선형 모델(1-order linear model)로 근사화하는 경우에, i 번째 심볼 구간에 대한 채널 벡터를 정의하는 수학식 7은 다음의 수학식 16과 같이 표현될 수 있다. 수학식 7에서의 M은 수학식 16에서 3이다.

그리고, 채널을 1 차 선형 모델(1-order linear model)로 근사화하기 위해서 수학식 8에서 M1을 1로 놓으면 다음의 수학식 17이 얻어진다.

한편, 수학식 8에서

에 관한 식에 포함된 채널 계수

를 다음의 수학식 18과 같이 설정하면, 아래의 수학식 19가 얻어진다.

수학식 19에서

에 관한 식을 참조하면,

을 FFT한 신호의 MMSE(Minimum-Mean-Squared-Error) 추정은 수학식 20과 같이 표현될 수 있다.

수학식 19, 수학식 20 및 수학식 12에서

에 관한 식을 이용하면 채널 응 답의 제 1 차 변동 성분

은 다음의 수학식 21과 같이 계산될 수 있다.

한편, 수학식 19에서

에 관한 식을 참조하면, 채널 응답의 기본 성분은 수학식 22와 같이 표현될 수 있다. 여기서, 채널 응답의 기본 성분은 i-1 번째 심볼 구간, i 번째 심볼 구간 및 i+1 번째 심볼 구간에서의 채널 응답 평균값이라고 볼 수 있다.

수학식 16 내지 수학식 22에 기초하여, 채널을 1 차 선형 모델(1-order linear model)로 근사화하는 경우에 맞도록 수학식 14를 다시 쓰면 수학식 23이 얻어진다.

수학식 17에서의

을 FFT하면 수학식 23에서의

가 얻어진다. 도 5에서 보듯이,

는 제 1 필터(565)로 입력되는 제 1 필터 계수들이다. i 번째 심볼 구간에 대하여 채널을 1 차 선형 모델(1-order linear model)로 근사화하는 경우에

은 다음의 수학식 24와 같이 설정될 수 있다.

이하에서는, 수학식 23을 참조하여 도 5에 도시된 ICI 저감 등화기를 설명한다.

도 5에서 채널 계산부(550)는 이전 심볼 구간에서의 채널 응답 추정값

, 현재 심볼 구간에서의 채널 응답 추정값

및 다음 심볼 구간에서의 채널 응답 추정값

을 이용하여 채널 응답의 기본 성분(basic component)

과 채널 응답의 제 1 차 변동 성분(first-order fluctuating component)

을 계산한다. 앞서 설명한 바 있듯이, 채널 응답의 기본 성분

은 1 심볼 구간 동안 변동하지 않는 채널 응답 성분이고, 채널 응답의 제 1 차 변동 성분

은 1 심볼 구간 동안 변동하는 채널 응답 성분이다.

도 5에 도시된 바와 같이, 채널 계산부(550)는 현재 심볼 구간에서의 채널 응답 추정값

를 채널 응답의 기본 성분

으로서 출력한다. 또한, 채널 계산부(550)는, 다음 심볼 구간에서의 채널 응답 추정값

에서 이전 심볼 구간에서의 채널 응답 추정값

을 감산하고, 그 감산 결과를 현재 심볼 구간에서의 채널 응답 추정값

로 제산(dividing)하며, 그 제산 결과를 채널 응답의 제 1 차 변동 성분

으로서 출력한다. 즉, 채널 계산부(550)는 수학식 22의 연산과 수학식 21의 연산을 담당한다.

수학식 22의 연산과 수학식 21의 연산을 위해서, 채널 계산부(550)에 구비되 는 제 1 지연기(551)는 채널 추정부(540)로부터 출력되는 채널 응답 추정값을 1 심볼 구간 동안 지연시켜 출력한다. 채널 계산부(550)에 구비되는 제 2 지연기(553)는 제 1 지연기(551)의 출력 신호를 다시 1 심볼 구간 동안 지연시켜 출력한다. 채널 계산부(550)에 구비되는 감산기(555)는 채널 추정부(540)로부터 출력되는 다음 심벌 구간에서의 채널 응답 추정값

에서 제 2 지연기(553)로부터 출력되는 이전 심벌 구간에서의 채널 응답 추정값

을 감산한다. 채널 계산부(550)에 구비되는 제산기(557)는 감산기(555)로부터 출력되는 감산 결과를 제 1 지연기(551)로부터 출력되는 현재 심볼 구간에서의 채널 응답 추정값

으로 제산하고, 그 제산 결과를 채널 응답의 제 1 차 변동 성분

으로서 제 1 곱셈기(561)로 출력한다.

도 5에서 제 1 곱셈기(561)는 채널 응답의 제 1 차 변동 성분

과 주파수 영역의 수신 신호 R_i(k)를 곱하여 제 1 곱셈 결과

를 출력한다.

도 5에서 제 1 필터(565)는 제 1 곱셈 결과 를 제 1 필터 계수들

에 따라 FIR(Finite Impulse Response) 필터링하여 수신 신호에 포함된 ICI(Inter-Carrier Interference) 성분

를 출력한다. 예컨대, 제 1 필터(565) 는 수학식 23에서

를 계산한다.

도 5에서 감산부(570)는 주파수 영역의 수신 신호 R_i(k)에서 ICI 성분

를 감산한다. 예컨대, 감산부(570)는 수학식 23에서

를 계산한다.

도 5에서 등화부(580)는 감산부(570)의 출력 신호를 채널 응답의 기본 성분(

)에 기초하여 등화시킨다. 도 5에서의 등화부(580)는 1 탭 등화기(one-tap equalizer)로 구현될 수 있다. 1 탭 등화기로 구현되는 등화부(580)는, 감산부(570)의 출력 신호를 제 1 지연기(551)로부터 출력되는 채널 응답의 기본 성분(

)으로 제산(dividing)하고, 그 제산 결과를 추정된 송신 신호

로서 출력한다. 예컨대, 1 탭 등화기로 구현되는 등화부(580)는 수학식 23에서

를 계산한다.

도 7은 도 5에 도시된 ICI 저감 등화기를 DVB-H(Digital Video Broadcasting-Handheld) 시스템의 수신기에 적용하는 경우에 최대 도플러 시프트(fd)와 최소 SNR 값(SNRmin)의 관계를 나타내는 시뮬레이션 그래프이다.

도 8은 도 5에 도시된 ICI 저감 등화기를 DVB-H 시스템의 수신기에 적용하는 경우에 최대 도플러 시프트(fd)와 패킷 에러율(PER)의 관계를 나타내는 시뮬레이션 그래프이다.

도 7 및 도 8에서 시뮬레이션 조건은 다음과 같다. DVB-H 시스템에서, FFT 사이즈는 8k이고, 가드 인터벌 비율(Guard Interval Ratio)은 1/4이고, 16 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조 방식이 사용되었으며, COST207 TU6 채널을 테스트하였다. 그리고, 도 7 및 도 8에 표시된 바와 같이, 도 5에서의 제 1 필터(565)의 필터 탭(tap) 수(Q)를 5로 설정하였다.

도 7에서 SNRmin은 패킷 에러율(packet error rate)이 5%이하가 되도록 하는 최소 SNR(Signal to Noise Ratio) 값을 의미한다. 만약 SNRmin을 21.5 dB로 설정한다면, ICI 저감을 행하지 않는 경우(no ICI mitigation)에 비해서 본 발명에 따라 ICI 저감을 행하는 경우(ICI mitigation with Q=5)에는 성능 이득(performance gain)이 40 Hz만큼 증가한다.

도 8에는 SNR 값을 50 dB로 설정한 경우에 최대 도플러 시프트(maximum Doppler shift) fd에 따른 패킷 에러율 PER이 도시되어 있다. 도 8에서 패킷 에러율(PER)이 5%인 경우를 살펴 보면, ICI 저감을 행하지 않는 경우(no ICI mitigation)에 비해서 본 발명에 따라 ICI 저감을 행하는 경우(ICI mitigation with Q=5)에는 성능 이득(performance gain)이 40 Hz만큼 증가한다는 것을 알 수 있다.

이상에서는 도면에 도시된 구체적인 실시예를 참고하여 본 발명을 설명하였으나 이는 예시적인 것에 불과하다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 기술을 가진 자는 그로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다는 점을 알 것이다. 따라서, 본 발명의 보호 범위는 후술하는 특허청구범위에 의하여 해석되어야 하고, 그와 동등 및 균등한 범위 내에 있는 모든 기술적 사상은 본 발명의 보호 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

본 발명의 상세한 설명에서 인용되는 도면을 이해하기 위하여 각 도면에 대한 간단한 설명이 제공된다.

도 4는 도 3에서의 제 1 필터(365_1)를 예시하는 도면이다.

< 도면의 참조 번호에 대한 설명 >

110: OFDM 송신기 111: 인코더

112: 맵퍼 113: IFFT 블럭

114: CP 삽입부 115: RF 송신부

116: 송신 안테나 120: OFDM 수신기

121: 수신 안테나 122, 222: RF 수신부

123, 223: CP 제거부 124, 224: FFT 블럭

125: 등화부 126: 디맵퍼

127: 디코더

230: ICI 저감 등화기

240, 340, 540: 채널 추정부

250, 350, 550: 채널 계산부

551: 제 1 지연기 553: 제 2 지연기

555: 감산기 557: 제산기

260: ICI 추정부

261: 곱셈부 561: 제 1 곱셈기

361_1 ~ 361_M1: 제 1 곱셈기 내지 제 M1 곱셈기

265: 필터 뱅크 565: 제 1 필터

365_1 ~ 365_M1: 제 1 필터 내지 제 M1 필터

462_1 ~ 462_2Qp-1: 다수의 지연기들

463_1 ~ 463_2Qp: 다수의 곱셈기들

464: 합산기

269, 369: 합산부

270, 370, 570: 감산부

280, 380, 580: 등화부

Claims

수신 신호로부터 채널 응답을 추정하는 채널 추정부;

상기 추정된 채널 응답으로부터 채널 응답의 기본 성분(basic component)과 채널 응답의 변동 성분(fluctuating component)을 계산하는 채널 계산부;

상기 채널 응답의 변동 성분과 주파수 영역의 수신 신호를 곱하고, 그 곱셈 결과를 필터 계수들에 따라 필터링하며, 그 필터링 결과에 기초하여 상기 수신 신호에 포함된 ICI(Inter-Carrier Interference) 성분을 추정하는 ICI 추정부;

상기 주파수 영역의 수신 신호에서 상기 ICI 성분을 감산하는 감산부; 및

상기 감산부의 출력 신호를 상기 채널 응답의 기본 성분에 기초하여 등화시키는 등화부;

를 구비하는 ICI 저감 등화기.
제 1 항에 있어서,

상기 채널 추정부는,

상기 주파수 영역의 수신 신호 또는 시간 영역의 수신 신호로부터 상기 채널 응답을 추정하는 것을 특징으로 하는 ICI 저감 등화기.
제 2 항에 있어서,

상기 주파수 영역의 수신 신호는 상기 시간 영역의 수신 신호를 FFT(Fast Fourier Transform)한 신호인 것을 특징으로 하는 ICI 저감 등화기.
제 1 항에 있어서,

상기 채널 응답의 기본 성분은 1 심볼 구간 동안 변동하지 않는 채널 응답 성분이고, 상기 채널 응답의 변동 성분은 1 심볼 구간 동안 변동하는 채널 응답 성분인 것을 특징으로 하는 ICI 저감 등화기.
제 1 항에 있어서,

채널을 M1 차 모델(M1-order model)로 근사화하는 경우에,

상기 채널 계산부는 채널 응답의 제 1 차 변동 성분 내지 채널 응답의 제 M1 차 변동 성분을 상기 ICI 추정부로 출력하는 것을 특징으로 하는 ICI 저감 등화기.
제 1 항에 있어서,

상기 ICI 추정부는,

상기 채널 응답의 변동 성분과 상기 주파수 영역의 수신 신호를 곱하여 그 곱셈 결과를 출력하는 곱셈부;

상기 곱셈 결과를 상기 필터 계수들에 따라 필터링하여 그 필터링 결과를 출력하는 필터 뱅크; 및

상기 필터링 결과를 합산하여 상기 ICI 성분을 출력하는 합산부;

를 구비하는 것을 특징으로 하는 ICI 저감 등화기.
제 6 항에 있어서,

채널을 M1 차 모델(M1-order model)로 근사화하는 경우에 상기 곱셈부는,

상기 채널 계산부로부터 출력되는 채널 응답의 제 1 차 변동 성분과 상기 주파수 영역의 수신 신호를 곱하여 제 1 곱셈 결과를 출력하는 제 1 곱셈기; 내지

상기 채널 계산부로부터 출력되는 채널 응답의 제 M1 차 변동 성분과 상기 주파수 영역의 수신 신호를 곱하여 제 M1 곱셈 결과를 출력하는 제 M1 곱셈기;

를 구비하는 것을 특징으로 하는 ICI 저감 등화기.
제 6 항에 있어서,

채널을 M1 차 모델(M1-order model)로 근사화하는 경우에 상기 필터 뱅크는,

상기 곱셈부의 제 1 곱셈기로부터 출력되는 제 1 곱셈 결과를 제 1 필터 계수들에 따라 필터링하여 제 1 필터링 결과를 출력하는 제 1 필터; 내지

상기 곱셈부의 제 M1 곱셈기로부터 출력되는 제 M1 곱셈 결과를 제 M1 필터 계수들에 따라 필터링하여 제 M1 필터링 결과를 출력하는 제 M1 필터;

를 구비하는 것을 특징으로 하는 ICI 저감 등화기.
제 6 항에 있어서,

채널을 M1 차 모델(M1-order model)로 근사화하는 경우에 상기 합산부는,

상기 필터 뱅크의 제 1 필터로부터 출력되는 제 1 필터링 결과 내지 상기 필터 뱅크의 제 M1 필터로부터 출력되는 제 M1 필터링 결과를 합산하여 상기 ICI 성분을 출력하는 것을 특징으로 하는 ICI 저감 등화기.
수신 신호로부터 추정된 채널 응답으로부터 채널 응답의 제 1 차 변동 성분 내지 채널 응답의 제 M1 차 변동 성분을 계산하는 단계;

상기 채널 응답의 제 1 차 변동 성분 내지 상기 채널 응답의 제 M1 차 변동 성분 각각과 주파수 영역의 수신 신호를 곱하여 제 1 곱셈 결과 내지 제 M1 곱셈 결과를 출력하는 단계;

상기 제 1 곱셈 결과 내지 상기 제 M1 곱셈 결과 각각을 제 1 필터 계수들 내지 제 M1 필터 계수들 각각에 따라 필터링하여 제 1 필터링 결과 내지 제 M1 필터링 결과를 출력하는 단계; 및

상기 제 1 필터링 결과 내지 상기 제 M1 필터링 결과를 합산하여 상기 수신 신호에 포함된 ICI(Inter-Carrier Interference) 성분을 추정하는 단계;

를 구비하는 ICI 추정 방법.
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