CN101378380B - 估计载波间干扰的方法和载波间干扰消除均衡器 - Google Patents

Abstract

提供一种估计载波间干扰的方法和载波间干扰消除均衡器。所述载波间干扰(ICI)消除均衡器包括信道估计器、信道计算器、ICI估计器、减法器和均衡器。所述信道估计器从接收的信号估计信道响应，并且所述信道计算器从估计的信道响应计算信道响应的基本分量和信道响应的波动分量。所述ICI估计器将信道响应的波动分量乘以频域中的接收的信号，根据滤波器系数对相乘结果进行滤波，并基于滤波结果估计接收的信号中包括的ICI分量。所述减法器从频域中的接收的信号减去ICI分量。所述均衡器基于信道响应的基本分量来对减法器的输出信号进行均衡。

Description

估计载波间干扰的方法和载波间干扰消除均衡器

本申请要求在2007年8月27日提交到韩国知识产权局的第10-2007-0086278号韩国专利申请的利益，该申请的公开全部包含于此以资参考。

技术领域

本公开涉及一种估计载波间干扰(ICI)的方法和ICI消除(ICI mitigation)均衡器，更具体地讲，涉及一种通过使信道近似于M1阶模型来估计ICI分量的方法和ICI消除均衡器。

背景技术

正交频分复用(OFDM)系统被应用到各种广播/通信系统。OFDM系统用于通过使用多个彼此正交的子载波来发送数据。

图1示出OFDM系统中的OFDM发送器110和OFDM接收器120的示例。

参照图1，OFDM发送器110包括编码器11、映射器112、快速傅立叶反变换(IFFT)块113、循环前缀(CP)插入单元114、射频(RF)发送器115和发送天线116。OFDM接收器120包括接收天线121、RF接收器122、CP去除器123、快速傅立叶(FFT)块124、均衡器125、解映射器126和解码器127。

在OFDM发送器110中，循环前缀(CP)被插入到通过IFFT变换的发送的信号，以防止符号间干扰(ISI)并估计信道。插入CP的发送的信号S_i(n)经过RF发送器115和发送天线116被输出到有线/无线信道。在OFDM接收器120中，通过使用FFT块124将去除了CP的接收的信号r_i(n)变换为频域中的接收的信号R_i(k)。均衡器125输出通过均衡频域中的接收的信号R_i(k)而估计的发送信号

为了使用OFDM接收器120准确估计发送的信号，必须准确识别信道的响应特性。然而，由于时间选择性，可根据时变信道的响应特性。由于频率选择性，可根据频率来改变信道的响应特性。因此，难于准确识别信道的响应特性。另一方面，信道的时间选择性和频率选择性损坏子载波中的正交性，并引起载波间干扰(ICI)。尽管可通过使用包括在CP中的导频来准确识别信道的响应特性，但是由于ICI的影响，可能难于准确估计发送的信号。

通过使用OFDM接收器120，ICI增加了准确估计发送的信号的复杂性。为了允许OFDM接收器120准确估计发送的信号，首先估计包括在接收的信号中的ICI分量，并基于估计结果去除或消除接收的信号中包括的ICI分量。因为为了去除或消除包括在接收的信号中的ICI分量增加了计算量和计算复杂性，所以OFDM接收器120的结构变得复杂。考虑估计的准确性和计算的复杂性之间的折衷关系，设计了OFDM接收器120。

发明内容

本发明的示例性实施例提供了一种通过使信道近似于M1阶模型来估计载波间干扰(ICI)分量的方法。本发明的示例性实施例还提供一种用于去除或消除通过使用估计ICI分量的方法估计的ICI分量的ICI消除均衡器。

根据本发明示例性实施例，提供了一种载波间干扰(ICI)消除均衡器，包括信道估计器、信道计算器、ICI估计器、减法器和均衡器。所述信道估计器从接收的信号估计信道响应。所述信道计算器从估计的信道响应计算信道响应的基本分量和波动分量。所述ICI估计器将信道响应的波动分量乘以频域中的接收的信号，根据滤波器系数对相乘结果进行滤波，并基于滤波结果估计接收的信号中包括的ICI分量。所述减法器从频域中的接收的信号减去ICI分量。所述均衡器基于信道响应的基本分量来对减法器的输出信号进行均衡。

在本发明示例性实施例中，信道响应的基本分量可以是在一个符号间隔非时变的信道响应分量，信道响应的波动分量可以是在一个符号间隔时变的信道响应分量。另外，在信道近似于M1阶模型的情况下，信道计算器可将信道响应的一阶至M1阶波动分量输出到ICI估计器。

另外，ICI估计器可包括：乘法单元，将信道响应的波动分量乘以频域中的接收的信号，并输出相乘结果；滤波器组，根据滤波器系数对相乘结果进行滤波，并输出滤波结果；加法器，将滤波结果相加并输出ICI分量。

另外，在信道近似于M1阶模型的情况下，乘法单元可包括：第一至第M1乘法器，将分别从信道计算器输出的信道响应的一阶至M1阶波动分量分别乘以频域中的接收的信号，以输出第一至第M1相乘结果。

另外，在信道近似于M1阶模型的情况下，滤波器组可包括：第一至第M1滤波器，根据第一至第M1滤波器系数对分别从乘法单元的第一至第M1乘法器输出的第一至第M1相乘结果分别进行滤波，以输出第一至第M1滤波结果。另外，第一至第M1滤波器可以是线性非时变滤波器。另外，第一至第M1滤波器可以是有限脉冲响应(FIR)滤波器。

另外，均衡器可以被实现为一个抽头的均衡器。

此外，所述ICI消除均衡器可以被应用到正交频分复用(OFDM)系统的接收器。

根据本发明的示例性实施例，提供了一种估计ICI的方法，所述方法包括：从自接收的信号估计的信道响应计算信道响应的一阶至第M1阶波动分量；将信道响应的一阶至M1阶波动分量中的每一个乘以频域中的接收的信号，并输出第一至第M1相乘结果；根据第一至第M1滤波器系数分别对第一至第M1相乘结果进行滤波，并输出第一至第M1滤波结果；通过将第一至第M1滤波结果相加估计接收的信号中包括的ICI分量。

在本发明的示例性实施例中，在信道近似于M1阶模型的情况下，从接收的信号估计的信道响应可被划分为在一个符号间隔非时变的基本分量和在一个符号间隔时变的一阶至M1阶波动分量。

根据本发明的示例性实施例，提供了一种ICI消除均衡器，包括：信道估计器，从接收的信号估计信道响应；信道计算器，从估计的信道响应计算信道响应的基本分量和一阶波动分量；第一乘法器，将信道响应的一阶波动分量乘以频域中的接收的信号，并输出第一相乘结果；第一滤波器，根据第一滤波器系数对第一相乘结果进行FIR滤波，并输出包括在接收的信号中的ICI分量；减法器，从频域中的接收的信号减去ICI分量；均衡器，根据信道响应的基本分量对减法器的输出信号进行均衡。

在本发明的示例性实施例中，信道计算器可使信道近似于一阶线性模型。另外，信道计算器可将当前符号间隔中的信道响应的估计值作为信道响应的基本分量输出。另外，信道估计器可从下一符号间隔中的信道响应的估计值减去前一符号间隔中的信道响应的估计值，将相减结果除以当前符号间隔中的信道响应的估计值，并将相除的结果作为信道响应的一阶波动分量输出。

另外，信道计算器可包括：第一延迟器，将从信道估计器输出的信道响应的估计值延迟一个符号间隔，并输出延迟的估计值；第二延迟器，将第一延迟器的输出信号再延迟一个符号间隔，并输出延迟的输出信号；减法单元，从信道估计器输出的下一符号间隔中的信道响应的估计值减去第二延迟器输出的前一符号间隔中的信道响应的估计值；除法器，将从减法单元输出的相减结果除以从第一延迟器输出的当前符号间隔中的信道响应的估计值，并将相除结果作为信道响应的一阶波动分量输出到第一乘法器。

另外，均衡器可将减法单元的输出信号除以从第一延迟器输出的信道响应的基本分量，以输出相除结果。另外，均衡器可被实现为一个抽头的均衡器。

与需要大计算量和高计算复杂性的传统技术相比，根据本发明示例性实施例的ICI消除均衡器需要较少的计算量和较低的计算复杂性以去除包括在接收的信号中的ICI分量。

附图说明

从下面结合附图的描述中，本发明的示例性实施例将会被更详细地理解，其中：

图1示出正交频分复用(OFDM)系统中的OFDM发送器和OFDM接收器的示例；

图2A和2B示出根据本发明示例性实施例的ICI消除均衡器；

图3详细示出根据本发明示例性实施例的图2A和2B的ICI消除均衡器；

图4示出根据本发明示例性实施例的图3的ICI消除均衡器的第一滤波器的示例；

图5示出根据本发明示例性实施例的在信道近似于一阶模型的情况下的ICI消除均衡器的示例；

图6示出在第(i-1)至第(i+1)符号间隔中的信道响应的示例；

图7是示出在图5所示的ICI消除均衡器被应用到手持数字视频广播(DVB-H)系统的接收器的情况下最大多普勒频移fd和最小信噪比(SNR)SNRmin之间的关系的仿真图；

图8是示出在图5所示的ICI消除均衡器被应用到DVB-H系统的接收器的情况下最大多普勒频移fd和误包率(PER)之间的关系的仿真图。

具体实施方式

下面，将通过参照附图解释示例性实施例来详细描述本发明。

图2A和2B示出根据本发明示例性实施例的载波间干扰(ICI)消除均衡器230。

参照图2A和2B，除ICI消除均衡器230以外，还示出了RF接收器222、CP去除器223和快速傅立叶变换(FFT)块224。ICI消除均衡器230包括信道估计器240、信道计算器250、ICI估计器260、减法器270和均衡器280。在图2A和图2B中示出的ICI估计器260包括乘法单元261、滤波器组265和加法器269。

信道估计器240从接收的信号估计信道响应

。图2A示出信道估计器240从频域中的接收的信号R_i(k)估计信道响应的示例性实施例。图2B示出信道估计器240从时域中的接收的信号r_CP(n)估计信道响应的示例性实施例。接收的信号r_CP(n)表示去除循环前缀(CP)之前的接收的信号。接收的信号r_i(n)表示通过去除CP获得的接收的信号。通过使用FFT块224将时域中的接收的信号r_i(n)变换到频域中的接收的信号R_i(k)。

信道计算器250从估计的信道响应

计算信道响应的基本分量

和波动分量H。在示该例性实施例中，信道响应的基本分量

是在符号间隔非时变的信道响应分量。信道响应的波动分量H是在符号间隔时变的信道响应分量。将参照图3详细地描述信道响应的基本分量和波动分量H。

ICI估计器260将信道响应的波动分量H乘以频域中的接收的信号R_i(k)，根据滤波器系数F(q)对相乘结果进行滤波，并根据滤波的结果估计包括在接收的信号中的ICI分量。ICI估计器260的乘法单元261将信道响应的波动分量H乘以频域中的接收的信号R_i(k)，并输出相乘结果。ICI估计器260的滤波器组265根据输入的滤波器系数F(q)对从乘法单元261输出的相乘结果进行滤波，并输出滤波结果。ICI估计器260的加法器269通过将从滤波器组265输出的滤波结果相加而输出ICI分量

将参照图3详细描述ICI估计器260。

减法器270从频域中的接收的信号R_i(k)减去ICI分量

均衡器280根据信道响应的基本分量

对减法器270的输出信号进行均衡。均衡器280将均衡的结果输出为估计的发送的信号

在图2A和2B中示出的ICI消除均衡器230可被应用到正交频分复用(OFDM)系统的接收器。也就是说，当从OFDM系统的发送器输出的发送的信号S_i(n)被OFDM系统的接收器接收时，包括在OFDM系统的接收器中的ICI消除均衡器230估计包括在接收的信号中的ICI分量

，根据估计的结果去除或消除包括在接收的信号中的ICI分量，并输出通过从接收的信号中去除或消除ICI分量

而获得的发送的信号

图3详细示出根据本发明示例性实施例的图2A和2B的ICI消除均衡器230的示例。

参照图3，根据示例性实施例的ICI消除均衡器230包括信道估计器340、信道计算器350、第一乘法器361_1至第M1乘法器361_M1、第一滤波器365_1至第M1滤波器365_M1、加法器369、减法器370和均衡器380。图3的第一乘法器361_1至第M1乘法器361_M1对应于图2A和2B的乘法单元261。图3的第一滤波器365_1至第M1滤波器365_M1对应于图2A和2B的滤波器组265。图3的加法器369对应于图2A和2B的加法器269。下面，将参照下面的等式来描述图3中示出的ICI消除均衡器。

可由下面的等式1表示从OFDM系统的发送器输出的发送的信号S_i(n)：

[等式1]

$s_i\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_i\left(k\right)e^{{j^2}_N^{\mathrm{\π}}\mathrm{kn}},$

-N_g≤n＜N，

其中，N_g是循环前缀(CP)的大小，N是FFT大小，也就是子载波的总数，{S_i(k)}_k＝0 ^N-1是第i正交幅度调制(QAM)映射符号。

当线性时变多径信道的离散响应是h_ltv(n，l)时，通过下面的等式2可定义相对延迟了l个采样间隔的路径的信道响应h_i(n，l)：

[等式2]

h_i(n，l)≡h_ltv(iN+iN_g+n，l)，

-N_g≤n＜N，

0≤l＜P，

其中，P是由于多径引起的延迟中的最大延迟。

另外，当由等式1来表示发送的信号S_i(n)，并且由等式2来定义信道响应h_i(n，l)时，由下面的等式3来表示在OFDM系统的接收器中去除CP获得的接收的信号r_i(n)：

[等式3]

$r_i\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i(n,l)s_i(n-l)+v_i\left(n\right),$

0≤n＜N，

其中，v_i(n)是加性白高斯噪声(AWGN)。

通过由下面等式4表示的FFT将时域中的接收的信号r_i(n)变换为频域中的接收的信号R_i(k)：

[等式4]

$R_i\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i(n,l)\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_i\left(m\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}m(n-l)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{nk}}+w_i\left(k\right)$

$=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{G}_{k,m}{S}_i\left(m\right)+w_i\left(k\right)$

其中， $G_{k,m}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i(n,l)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}[n(k-m)+\mathrm{lm}]},$ 并且w_i(k)是通过对v_i(n)进行FFT变换而获得的信号。

参照等式4，可由下面的等式5以矩阵形式来表示频域中的接收的信号：

[等式5]

R_i＝G_i·S_i+w_i

R_i＝[R_i(0)…R_i(N-1)]^T

S_i＝[S_i(0)…S_i(N-1)]^T

w_i＝[w_i(0)…w_i(N-1)]^T

G_i＝(G_k，m)_N×N

其中，矩阵G_i是信道增益矩阵(或均衡矩阵)。当保持子载波中的正交性时，除矩阵G_i的主对角线上的元素之外所有的元素是零。然而，当子载波中的正交性被破坏并且ICI分量被包括在接收的信号中时，除矩阵G_i的主对角线上的元素之外的元素为非零。当除矩阵G_i的主对角线上的元素之外的元素为非零时，OFDM接收器更难于估计发送的信号。

如果在等式5中排除AWGN分量w_i(k)，则可由等式6来估计符号。

[等式6]

${\hat{S}}_i=G_i^{-1}{R}_i$

为了简化均衡矩阵G_i，在本发明的示例性实施例中，通过等式8使信道近似于M1阶模型。

首先，通过下面的等式7来为第i符号间隔定义信号矢量

[等式7]

$\tilde{h}\left(l\right)\≡{\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{h}}_1\left(l\right)& {\tilde{h}}_2\left(l\right)& ...& {\tilde{h}}_M\left(l\right)\end{array}\right]}^T$

其中，信道矢量的分量是从信道响应h_ltv(n，l)估计的M个采样值。信道矢量

的分量对应于图3的信道响应

参照等式7，可用等式8来表示与M1阶模型近似的信道。也就是说，信道响应h_i(n，l)可被划分为在符号间隔非时变的基本分量和在符号间隔时变的波动分量。

[等式8]

在等式8中，0≤p≤M₁，并且通过α_p(n)和信道系数β_pq确定信道的M1阶模型。在本发明的示例性实施例中，可将信道系数β_pq设置为用于第i符号间隔的常数。另外，在本发明的实施例中，可设置α_p(n)以满足等式9。

[等式9]

$\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_p\left(n\right)=0$

如等式8所示，α_p(n)与信道响应的波动分量相关。在等式8中的信道响应的波动分量中，自变量1与自变量n分开。另一方面，信道响应的基本分量包括信道响应h_i(n，l)的大多数的决定性能量。

通过在等式4的等式G_k，m中减去等式8的h_i(n，l)来获得等式10。

[等式10]

在等式10中，δ(m)是Kronecker delta，即单位delta函数， $F_p\left(m\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_p\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{nm}},$ 0＜p≤M₁，并且

0≤p≤M₁。

可用下面的等式11将等式10表示为矩阵：

[等式11]

其中，也就是说，

是N×N的对角矩阵。

另外，下面是等式11中的滤波器系数矩阵F_p：

其中，滤波器系数矩阵F_p与符号索引i无关，并且具有Toplitzian属性。通过将等式11代入等式6的G_i来获得等式12。

[等式12]

在等式12中，I_N×N是N×N的单位矩阵，并且

其中，p≠0。在这个示例性实施例中，H_p对应于归一化的波动分量。

通过截去高阶分量以简化等式12而获得等式13。

[等式13]

因为在符号间隔信道响应改变非常慢，所以α_p(n)也改变非常慢。因此，通过对α_p(n)进行FFT变换而获得的F_p(m)具有低通属性。在本发明的示例性实施例中，根据上述的属性只考虑N个子载波中的2Qp个子载波的分量。也就是说，只考虑载波索引的范围从-Qp到+Qp的子载波。通过反应上述的事实来从等式13中导出等式14。

[等式14]

下面，将参照等式14和图3来描述本发明的示例性实施例。

信道计算器350从自信道估计器340接收的估计的信道响应

或来计算信道响应的基本分量

和波动分量H。通过对等式8的

的两边进行FFT变换来获得等式15。

[等式15]

0≤p≤M₁，

通过使用等式15从估计的信道响应

来计算

(0≤p≤M1)。这里，

(p＝0)作为信道响应的基本分量

被输出到均衡器380。另外，信道计算器350通过使用等式12中H_p和的关系来从

计算H_p(1≤p≤M1)。如图3所示，当信道近似于M1阶模型时，信道计算器350输出信道响应的一阶波动分量H₁至M1阶波动分量H_M1。

在图3中，第一乘法器361_1将信道响应的一阶波动分量H₁乘以频域中的接收的信号R_i(k)，并输出第一相乘结果H₁·R_i(k)。同样，第M1乘法器361_M1将信道响应的M1阶波动分量H_M1乘以频域中的接收的信号R_i(k)，并输出第M1相乘结果H_M1·R_i(k)。

在图3中，第一滤波器365_1根据第一滤波器系数F₁(q)对从第一乘法器361_1输出的第一相乘结果H₁·R_i(k)进行滤波，并输出第一滤波结果I1。同样，第M1滤波器365_M1根据第M1滤波器系数F_M1(q)对从第M1乘法器361_M1输出的第M1相乘结果进行滤波，并输出第M1滤波结果。在本发明的示例性实施例中，第一滤波器365_1至第M1滤波器365_M1可被实现为有限脉冲响应(FIR)滤波器。例如，包括在滤波器组365中的第一滤波器365_1至第M1滤波器365_M1计算等式14中的 $\underset{q=-Q_p}{\overset{Q_p}{\mathrm{\Σ}}}{F}_p\left(q\right){\stackrel{\‾}{H}}_p(k-p)R_i(k-q).$ 下面，将参照图4来描述FIR滤波器。

图4示出根据本发明示例性实施例的图3的ICI消除均衡器的第一滤波器365_1的示例。

参照图4，根据当前示例性实施例被实现为FIR滤波器的第一滤波器365_1包括多个延迟器462_1至462_2Qp-1、多个乘法器463_1至463_2Qp和加法器464。第一滤波器365_1通过接收第一相乘结果H₁·R_i(k)和第一滤波器系数F₁(-Qp)至F₁(Qp)来执行FIR滤波处理。加法器464将第一滤波结果11输出到图3的加法器369。

尽管图4只示出了图3的第一滤波器365_1，但是第二滤波器365_2至第M1滤波器365_M1也可具有与图4所示的第一滤波器365_1的结构相同的结构。根据本发明示例性实施例，第一滤波器365_1至第M1滤波器365_M1是线性非时变滤波器。在图3中，第一滤波器系数F₁(q)到第M1滤波器系数F_M1(q)是线性非时变的。另外，根据本发明示例性实施例，包括在滤波器组265中的滤波器的滤波器系数可被设置为相同的值或不同的值。另一方面，根据系统需要来确定第一滤波器365_1至第M1滤波器365_M1中的每一个滤波器的滤波器抽头的数目。例如，滤波器的滤波器抽头的数目可以彼此相同或者彼此不同。更具体地讲，随着OFDM接收器的灵活性增加，需要具有更多抽头的FIR滤波器。

在图3中，加法器369通过将分别从滤波器组265的第一滤波器365_1至第M1滤波器365_M1输出的第一至第M1滤波结果相加，输出ICI分量

例如，加法器365计算等式14中的 $\underset{p=1}{\overset{M_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=-Q_p}{\overset{Q_p}{\mathrm{\Σ}}}{F}_p\left(q\right){\stackrel{\‾}{H}}_p(k-p)R_i(k-q).$

在图3中，减法器370从频域中的接收的信号R_i(k)减去ICI分量

例如，减法器370可计算等式14中的 $R_i\left(k\right)-\underset{p=1}{\overset{M_1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=-Q_p}{\overset{Q_p}{\mathrm{\Σ}}}{F}_p\left(q\right){\stackrel{\‾}{H}}_p(k-p)R_i(k-q).$

在图3中，均衡器380根据信道响应的基本分量

对减法器370的输出信号进行均衡。根据本发明示例性实施例，均衡器380可被实现为一个抽头的均衡器。被实现为一个抽头的均衡器的均衡器380将减法器370的输出信号除以信道响应的基本分量并将商作为发送的信号

输出。例如，被实现为一个抽头的均衡器的均衡器380可计算等式14中的

如上所述，根据本发明示例性实施例的用于估计和去除包括在接收的信号中的ICI分量的ICI消除均衡器执行

次的复乘。与需要大量计算和高计算复杂性的传统技术相比，根据本发明示例性实施例的ICI消除均衡器需要少量的计算和较低的计算复杂性，以去除包括在接收的信号中的ICI分量。

另一方面，在图3中，第一乘法器361_1和第一滤波器365_1形成第一滤波路径。第二乘法器361_2和第二滤波器365_2形成第二滤波路径。同样，第M1乘法器361_M1和第M1滤波器365_M1形成第M1滤波路径。如图3所示，在信道近似于M1阶模型的情况下，根据本发明示例性实施例的ICI消除均衡器包括M1个滤波路径。也就是说，在信道近似于一阶模型的情况下，在ICI消除均衡器中包括一个滤波路径。在信道近似于二阶模型的情况下，在ICI消除均衡器中包括两个滤波路径。在信道近似于M1阶模型的情况下，在ICI消除均衡器中包括M1个滤波路径。在图5中示出了信道近似于一阶模型的情况的示例性实施例，稍后将参照图5对所述示例性实施例进行描述。

下面将基于上面的描述来描述根据本发明示例性实施例的估计ICI的方法。

首先，从自接收的信号中估计的信道响应

或

来计算一阶波动分量H₁至M1阶波动分量H_M1。然后，通过将信道响应的一阶波动分量H₁至M1阶波动分量H_M1乘以频域中的接收的信号R_i(k)来输出第一相乘结果H₁·R_i(k)至第M1相乘结果H_M1·R_i(k)。根据第一滤波器系数F₁(q)至第M1滤波器系数F_M1(q)来对第一相乘结果H₁·R_i(k)至第M1相乘结果H_M1·R_i(k)进行FIR滤波，来输出第一至第M1滤波结果。然后，通过将第一至第M1滤波结果相加来估计包括在接收的信号中的ICI分量

如上所述，在信道近似于M1阶模型的情况下，从接收的信号估计的信道响应

或

可被划分为在符号间隔非时变的基本分量和在符号间隔时变的一阶至M1阶波动组件。

图5示出根据本发明示例性实施例的在信道近似于一阶模型的情况下ICI消除均衡器的示例。

参照图5，根据当前示例性实施例的ICI消除均衡器包括信道估计器540、信道计算器550、第一乘法器561、第一滤波器565、减法器570和均衡器580。在图5中，信道计算器550包括第一延迟器551和第二延迟器553、减法器555和除法器557。在信道近似于一阶模型的情况下，因为ICI消除均衡器只包括一个滤波路径，所以图5所示的ICI消除均衡器不需要比如图3的加法器369的组件。

信道估计器540估计从接收的信号估计的信道响应或

下面，将参照图6描述在信道近似于一阶线性模型的情况下信道估计器540的信道响应的估计。

图6示出了在第(i-1)至第(i+1)符号间隔中的信道响应的示例。

参照图6，信道估计器540可在每个符号间隔的中央获取信道响应的采样值。也就是说，可在符号间隔0至(N-1)中的(N/2)-1的位置获取信道响应的采样值。

假定第i符号为当前符号。考虑使用第(i-1)至(i+1)符号间隔中的信道响应的采样值以使信道在第i符号间隔近似于一阶线性模型的情况。在这种情况下，信道估计器540根据在第(i-1)符号间隔的中央的信道响应的采样值输出前一符号间隔中的信道响应的估计值根据在第i符号间隔的中央的信道响应的采样值输出当前符号间隔中的信道响应的估计值根据在第(i+1)符号间隔的中央的信道响应的采样值输出下一符号间隔中的信道响应的估计值

本领域普通技术人员应该理解

对应于

对应于

并且

对应于

在通过使用在第(i-1)符号间隔的中央的信道响应的采样值

和在第(i+1)符号间隔的中央的信道响应的采样值

使信道在第i符号间隔近似于一阶线性模型的情况下，可由等式16表示定义第i符号间隔的信道矢量的等式7。这里，等式7中的M在等式16中是3。

[等式16]

${\tilde{h}}^{\left(i\right)}(n,l)\≡{\left[\begin{array}{ccc}{\tilde{h}}_{i-1}(N/2-1,l)& {\tilde{h}}_i(N/2-1,l)& {\tilde{h}}_{i+1}(N/2-1,l)\end{array}\right]}^T$

为了使信道近似于一阶线性模型，通过将1代入等式8中的M1来获得等式17。

[等式17]

-N_g≤n＜N，

另一方面，通过将等式18代入包括在等式8的等式

中的信道系数β_pq而获得等式19。

[等式18]

$\left[\begin{array}{ccc}{\mathrm{\β}}_{01}& {\mathrm{\β}}_{02}& {\mathrm{\β}}_{03}\\ {\mathrm{\β}}_{11}& {\mathrm{\β}}_{12}& {\mathrm{\β}}_{13}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}0& 1& 0\\ -1& 0& 1\end{array}\right]$

[等式19]

参照等式19中的等式

用等式20来估计通过对

进行FFT变换而获得的信号的最小均方误差(MMSE)。

[等式20]

${\mathrm{dH}}_i\left(k\right)={\hat{H}}_{i+1}\left(k\right)-{\hat{H}}_{i-1}\left(k\right)$

可通过使用等式19、20和12中的等式H_p，用等式21来计算信道响应的一阶波动分量H₁。

[等式21]

${\stackrel{\‾}{H}}_1=\frac{{\hat{H}}_{i+1}\left(k\right)-{\hat{H}}_{i-1}\left(k\right)}{{\hat{H}}_i\left(k\right)}=\frac{{\mathrm{dH}}_i\left(k\right)}{{\hat{H}}_i\left(k\right)}$

参照等式19中的等式

用等式22来表示信道响应的基本分量。在该示例性实施例中，信道响应的基本分量是在第(i-1)至第(i+1)符号间隔中信道响应的平均值。

[等式22]

通过根据等式16至22重写等式14而获得等式23以适合于信道近似于一阶线性模型的情况。

[等式23]

$=\frac{R_i\left(k\right)-{\hat{I}}_i\left(k\right)}{{\hat{H}}_i\left(k\right)}$

这里，通过对等式17中的α₁(n)进行FFT变换而获得等式23中的F₁(q)。如图5所示，F₁(q)是输入到第一滤波器565的第一滤波器系数。在第i符号间隔中信道近似于一阶线性模型的情况下，可用等式24来设置α₁(n)。

[等式24]

${\mathrm{\α}}_1\left(n\right)=\frac{n-N/2+1}{2\left(N{+N}_g\right)}$

下面，将参照等式23来描述图5中所示的ICI消除均衡器。

在图5中，信道计算器550通过使用前一符号间隔中信道响应的估计值

当前符号间隔中信道响应的估计值

和下一符号间隔中信道响应的估计值

来计算信道响应的基本分量

和一阶波动分量H₁。如上所述，信道响应的基本分量是在符号间隔非时变的信道响应分量，并且信道响应的一阶波动分量H₁是在符号间隔时变的信道响应分量。

如图5所示，信道计算器550将当前符号间隔中的信道响应的估计值

作为信道响应的基本分量

输出。另外，信道计算器550从下一符号间隔中信道响应的估计值

减去前一符号间隔中信道响应的估计值

将相减结果除以当前符号间隔中信道响应的估计值

并将相除的结果作为信道响应的一阶的波动分量H₁输出。也就是说，信道计算器550执行等式22的计算和等式21的计算。

为了计算等式22和等式21，包括在信道计算器550中的第一延迟器551将从信道估计器540输出的信道响应的估计值延迟一个符号间隔，并输出延迟的估计值。包括在信道计算器550中的第二延迟器553又将第一延迟器551的输出信号延迟一个符号间隔，并输出延迟的输出信号。包括在信道计算器550中的减法器555从信道估计器540输出的下一符号间隔中的信道响应的估计值

减去第二延迟器553输出的前一符号间隔中信道响应的估计值包括在信道计算器550中的除法器557将从减法器555输出的相减结果除以从第一延迟器551输出的当前符号间隔中信道响应的估计值

并将相除的结果作为一阶波动分量H₁输出到第一乘法器561。

在图5中，第一乘法器561将信道响应的一阶波动分量H₁乘以频域中的接收的信号R_i(k)，并输出第一相乘结果H₁·R_i(k)。

在图5中，第一滤波器565通过根据第一滤波器系数F₁(q)对第一相乘结果H₁·R_i(k)进行FIR滤波来输出包括在接收的信号中的ICI分量

例如，第一滤波器565计算等式23中的 $\underset{q=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{F}_1\left(q\right)\frac{{\mathrm{dH}}_i(k-p)}{{\hat{H}}_i(k-p)}{R}_i(k-q).$

在图5中，减法器570从频域中的接收的信号R_i(k)减去ICI分量

例如，减法器570计算等式23中的 $R_i\left(k\right)-\underset{q=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{F}_1\left(q\right)\frac{{\mathrm{dH}}_i(k-p)}{{\hat{H}}_i(k-p)}{R}_i(k-q).$

在图5中，均衡器580根据信道响应的基本分量

来对减法器570的输出信号进行均衡。图5的均衡器可被实现为一个抽头的均衡器。被实现为一个抽头的均衡器的均衡器580将减法器570的输出信号除以从第一延迟器551输出的信道响应的基本分量并将相除的结果作为估计的发送的信号输出。例如，被实现为一个抽头的均衡器的均衡器580计算等式23中的 $\frac{R_i\left(k\right)-{\hat{I}}_i\left(k\right)}{{\hat{H}}_i\left(k\right)}.$

图7是示出在图5所示的ICI消除均衡器被应用到手持数字视频广播(DVB-H)系统的接收器的情况下最大多普勒频移fd和最小信噪比(SNR)SNRmin之间的关系的仿真图。

图8是示出在图5所示的ICI消除均衡器被应用到DVB-H系统的接收器的情况下最大多普勒频移fd和误包率(PER)之间的关系的仿真图。

下面将描述图7和图8的仿真条件。在DVB-H系统中，FFT大小是8k，保护间隔比是1/4，采用16QAM方法，并测试COST207 TU6信道。在图7和图8所示的仿真响应中，图5的第一滤波器的滤波器抽头的数量Q被设置为5。

在图7中，SNRmin表示满足PER等于或小于5％的条件的最小SNR值。如果SNRmin被设置为21.5dB，则与不执行ICI消除的情况相比，在根据本发明示例性实施例的在Q＝5时执行ICI消除的情况下，性能增益增加了40Hz。

在图8中，显示了在SNR值被设置为50dB的情况下基于最大多普勒频移fd的PER。在图8中，如果PER是5％，则与不执行ICI消除的情况相比，在根据本发明示例性实施例在Q＝5时执行ICI消除的情况下，性能增益增加了40Hz。

尽管已经参照本发明的示例性实施例具体显示和描述了本发明，但是本领域的普通技术人员应该理解，在不脱离由权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可以在形式和细节上进行各种改变。示例性实施例应仅被考虑为描述的意义，而不是为了限制目的。因此，本发明的范围不由本发明的详细描述来限定，而是由权利要求来限定，所述范围内的所有不同应该认为被包括在本发明中。

Claims (24)

1.一种载波间干扰ICI消除均衡器，包括：

信道估计器，基于接收的信号估计信道响应；

信道计算器，基于估计的信道响应计算信道响应的基本分量和波动分量；

ICI估计器，将信道响应的波动分量乘以频域中的接收的信号，根据预定滤波器系数对相乘结果进行滤波，并基于滤波结果估计接收的信号中包括的ICI分量；

减法器，从频域中的接收的信号减去ICI分量；

均衡器，基于信道响应的基本分量来对减法器的输出信号进行均衡；

其中，信道计算器包括：

第一延迟器，将从信道估计器输出的信道响应的估计值延迟一个符号间隔，并输出延迟的估计值；

第二延迟器，将第一延迟器的输出信号延迟一个符号间隔，并输出延迟的输出信号；

减法单元，从信道估计器输出的下一符号间隔中的信道响应的估计值减去第二延迟器输出的前一符号间隔中的信道响应的估计值；

除法器，将从减法单元输出的相减结果除以从第一延迟器输出的当前符号间隔中的信道响应的估计值，并将相除结果作为信道响应的一阶波动分量输出到第一乘法器。

2.如权利要求1所述的ICI消除均衡器，其中，信道估计器从频域中的接收的信号和时域中的接收的信号中的一个来估计信道响应。

3.如权利要求2所述的ICI消除均衡器，其中，通过快速傅立叶变换单元对时域中的接收的信号进行变换来获得频域中的接收的信号。

4.如权利要求1所述的ICI消除均衡器，其中，信道响应的基本分量是在一个符号间隔非时变的信道响应分量，信道响应的波动分量是在一个符号间隔时变的信道响应分量。

5.如权利要求1所述的ICI消除均衡器，其中，在信道近似于M1阶模型的情况下，信道计算器将信道响应的一阶至M1阶波动分量输出到ICI估计器。

6.如权利要求1所述的ICI消除均衡器，其中，ICI估计器包括：

乘法单元，将信道响应的波动分量乘以频域中的接收的信号，并输出相乘结果；

滤波器组，根据预定滤波器系数对相乘结果进行滤波，并输出滤波结果；

加法器，将滤波结果相加，并输出ICI分量。

7.如权利要求6所述的ICI消除均衡器，其中，在信道近似于M1阶模型的情况下，乘法单元包括：第一至第M1乘法器，将分别从信道计算器输出的信道响应的一阶至M1阶波动分量分别乘以频域中的接收的信号，以输出第一至第M1相乘结果。

8.如权利要求6所述的ICI消除均衡器，其中，在信道近似于M1阶模型的情况下，滤波器组包括：第一至第M1滤波器，根据第一至第M1滤波器系数对分别从乘法单元的第一至第M1乘法器输出的第一至第M1相乘结果分别进行滤波，以输出第一至第M1滤波结果。

9.如权利要求8所述的ICI消除均衡器，其中，第一至第M1滤波器是线性非时变滤波器。

10.如权利要求9所述的ICI消除均衡器，其中，第一至第M1滤波器是有限脉冲响应滤波器。

11.如权利要求10所述的ICI消除均衡器，其中，根据预定的系统需要来确定第一至第M1滤波器中的每个滤波器的滤波器抽头的数量。

12.如权利要求6所述的ICI消除均衡器，其中，在信道近似于M1阶模型的情况下，加法器通过将分别从滤波器组的第一至第M1滤波器输出的第一至第M1滤波结果相加来输出ICI分量。

13.如权利要求1所述的ICI消除均衡器，其中，均衡器被实现为一个抽头的均衡器。

14.如权利要求1所述的ICI消除均衡器，所述ICI消除均衡器被应用到正交频分复用系统的接收器。

15.一种估计载波间干扰ICI的方法，所述方法包括：

从自接收的信号估计的信道响应计算信道响应的一阶至M1阶波动分量；

将信道响应的一阶至M1阶波动分量中的每一个乘以频域中的接收的信号，并输出第一至第M1相乘结果；

根据预定的第一至第M1滤波器系数分别对第一至第M1相乘结果进行滤波，并输出第一至第M1滤波结果；

通过将第一至第M1滤波结果相加估计接收的信号中包括的ICI分量，

其中，信道计算器包括：

第一延迟器，将从信道估计器输出的信道响应的估计值延迟一个符号间隔，并输出延迟的估计值；

第二延迟器，将第一延迟器的输出信号延迟一个符号间隔，并输出延迟的输出信号；

减法单元，从信道估计器输出的下一符号间隔中的信道响应的估计值减去第二延迟器输出的前一符号间隔中的信道响应的估计值；

除法器，将从减法单元输出的相减结果除以从第一延迟器输出的当前符号间隔中的信道响应的估计值，并将相除结果作为信道响应的一阶波动分量输出到第一乘法器。

16.如权利要求15所述的方法，其中，在信道近似于M1阶模型的情况下，从接收的信号估计的信道响应被划分为在一个符号间隔非时变的基本分量和在一个符号间隔时变的一阶至M1阶波动分量。

17.如权利要求15所述的方法，其中，根据预定的第一至第M1滤波器系数对第一至第M1相乘结果进行有限脉冲响应滤波来分别输出第一至第M1滤波结果。

18.一种载波间干扰ICI消除均衡器，包括：

信道估计器，基于接收的信号估计信道响应；

信道计算器，基于估计的信道响应计算信道响应的基本分量和一阶波动分量；

第一乘法器，将信道响应的一阶波动分量乘以频域中的接收的信号，并输出第一相乘结果；

第一滤波器，根据预定第一滤波器系数对第一相乘结果进行有限脉冲响应滤波，并输出包括在接收的信号中的ICI分量；

减法器，从频域中的接收的信号减去ICI分量；

均衡器，根据计算的信道响应的基本分量对减法器的输出信号进行均衡，

其中，信道计算器包括：

第一延迟器，将从信道估计器输出的信道响应的估计值延迟一个符号间隔，并输出延迟的估计值；

第二延迟器，将第一延迟器的输出信号延迟一个符号间隔，并输出延迟的输出信号；

减法单元，从信道估计器输出的下一符号间隔中的信道响应的估计值减去第二延迟器输出的前一符号间隔中的信道响应的估计值；

除法器，将从减法单元输出的相减结果除以从第一延迟器输出的当前符号间隔中的信道响应的估计值，并将相除结果作为信道响应的一阶波动分量输出到第一乘法器。

19.如权利要求18所述的ICI消除均衡器，其中，信道响应的基本分量是在一个符号间隔非时变的信道响应分量，信道响应的一阶波动分量是在一个符号间隔时变的信道响应分量。

20.如权利要求18所述的ICI消除均衡器，其中，信道估计器基于在第(i-1)符号间隔的中央的信道响应的采样值来输出前一符号间隔中的信道响应的估计值，

其中，信道估计器基于在第i符号间隔的中央的信道响应的采样值来输出当前符号间隔中的信道响应的估计值，

其中，信道估计器基于在第(i+1)符号间隔的中央的信道响应的采样值来输出下一符号间隔中的信道响应的估计值。

21.如权利要求20所述的ICI消除均衡器，其中，信道计算器将当前符号间隔中的信道响应的估计值作为信道响应的基本分量输出；

其中，信道估计器从下一符号间隔中的信道响应的估计值减去前一符号间隔中的信道响应的估计值，将相减结果除以当前符号间隔中的信道响应的估计值，并将相除的结果作为信道响应的一阶波动分量输出。

22.如权利要求18所述的ICI消除均衡器，其中，信道计算器将信道近似于一阶线性模型。

23.如权利要求18所述的ICI消除均衡器，其中，均衡器将减法单元的输出信号除以从第一延迟器输出的信道响应的基本分量，以输出相除结果。

24.如权利要求23所述的ICI消除均衡器，其中，均衡器被实现为一个抽头的均衡器。

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