KR100882880B1 - Ｏｆｄｍ 시스템을 위한 단일화된 ｄｆｔ-기반채널추정시스템 및 기법 - Google Patents

Ｏｆｄｍ 시스템을 위한 단일화된 ｄｆｔ-기반채널추정시스템 및 기법 Download PDF

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박용석
이경택
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백종호
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Abstract

본 발명은 OFDM 시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템 및 기법에 대하여 개시한다. 본 발명은 OFDM 수신심볼을 복조하여 N (0≤N)개의 전체 부반송파
Figure 112007060978517-pat00001
로부터
Figure 112007060978517-pat00002
(0 ≤
Figure 112007060978517-pat00003
≤ N-1)개의 파일럿 부반송파
Figure 112007060978517-pat00004
를 추출하여 LS 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00005
을 산출하는 LS 채널 추정부와, 상기
Figure 112007060978517-pat00006
를 입력받아 이상적 파일럿 부반송파 위치에서의 채널주파수응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00007
을 출력하는 위너 필터와, 상기
Figure 112007060978517-pat00008
을 역이산 푸리에 변환하여 시간영역 채널임펄스응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00009
를 산출하는 M-포인트 IDFT부와, 상기
Figure 112007060978517-pat00010
에 (N - M) 개의 0을 삽입한 값을 입력받아 이산 푸리에 변환하여 주파수영역 채널 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00011
로 변환하는 N-포인트 DFT부를 포함하는 점에 그 특징이 있다.
본 발명은 파일럿 부반송파 할당방식이 다른 OFDM 또는 OFDMA에서 단일화된 채널추정기법을 사용함으로써 수신기 설계비용 및 시스템 메모리가 절약되며, 차세대 SDR 플랫폼을 위한 채널추정기법으로 사용할 수도 있다.
OFDM, 위너 필터, 채널추정기법, DFT, 파일럿 부반송파 할당방식

Description

ＯＦＤＭ 시스템을 위한 단일화된 ＤＦＴ-기반 채널추정시스템 및 기법 { CHANNEL ESTIMATION SYSTEM ON THE BASIS OF BE SIMPLIFIED DFT FOR OFDM SYSTEM AND THE METHOD THEREOF }
본 발명은 OFDM 시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템 및 기법에 관한 것으로, 특히 DFT-기반 채널추정기법의 전처리 과정에 위너 필터를 사용함으로써 파일럿 부반송파 할당방식에 구애받지 않는 단일화된 DFT-기반 채널추정기법을 제공할 수 있는 OFDM 시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템 및 기법에 관한 것이다.
많은 방송 및 통신 시스템에서 OFDM(Othogonal Frequency Division Multiplexing) 전송기술이 사용되고 있다. OFDM 전송 기술은 무선채널에 의한 성능열화를 극복하기 위해 채널추정 및 등화기법을 필요로 한다. 여러 종류의 채널추정기법 중 DFT(Discrete Fourier Transform) 기반 채널추정기법이 성능과 복잡도 측면에서 우수하나 이 기법은 파일럿 부반송파의 할당방식에 따라 그 성능이 좌우된다.
OFDM 수신심볼의 부반송파는 유효 대역(Useful Band)의 유효 반송파와 데이 터의 보호를 위한 보호 대역(Guard Band)의 가상반송파가 있다.
OFDM 수신심볼의 전체 부반송파 개수를 N이라고 가정하면 N은 다음 수학식1과 같이 유효 대역의 유효 반송파와 보호 대역의 좌측 및 우측의 가상반송파의 합으로 산출된다.
Figure 112007060978517-pat00012
Figure 112007060978517-pat00013
N = Nv + ( Nu + 1) = (+) + ( Nu + 1)
여기서, (Nu + 1)(0 ≤ Nu ≤ N-1)는 DC를 포함한 유효 대역의 유효 반송파 개수이며, Nv는 가상 반송파 개수,
Figure 112007060978517-pat00014
(0 ≤
Figure 112007060978517-pat00015
≤ N-1) 좌측 가상 반송파 개수,
Figure 112007060978517-pat00016
(0 ≤
Figure 112007060978517-pat00017
≤ N-1)는 우측 가상 반송파 개수이다.
다중경로 페이딩 채널이 한 OFDM 심볼 구간동안 일정하고 OFDM 심볼의 CP(Cyclic Prefix) 길이가 채널의 최대 시간지연보다 크며 동기가 완벽하다고 가정할 때, 복조된 OFDM의 k번째 부반송파 수신심볼
Figure 112007060978517-pat00018
는 다음 수학식 2에 의해 산출된다.
Figure 112007060978517-pat00019
여기서,
Figure 112007060978517-pat00020
는 M-ary QAM(quadrature amplitude modulation) 변조된 송신심볼,
Figure 112007060978517-pat00021
는 평균이 0이고 분산이
Figure 112007060978517-pat00022
인 AWGN(additive white Gaussian noise) 복소 잡음심볼,
Figure 112007060978517-pat00023
는 다음 수학식 3으로 산출되는 채널주파수응답(CFR: channel frequency response)이다.
Figure 112007060978517-pat00024
이때, 은 ℓ번째 채널이득,
Figure 112007060978517-pat00026
은 샘플링 간격
Figure 112007060978517-pat00027
로 정규화된 ℓ번째 시간지연, L은 채널의 길이이다.
유효대역에는 채널 추정을 위한 Np개의 파일럿 부반송파가 삽입되는데, 파일럿 부반송파의 심볼 벡터는
Figure 112007060978517-pat00028
이며, i번째 파일럿 심볼
Figure 112007060978517-pat00029
Figure 112007060978517-pat00030
은 아래 수학식 4에 의해 산출된다.
Figure 112007060978517-pat00031
Figure 112007060978517-pat00032
Figure 112007060978517-pat00033
Figure 112007060978517-pat00034
Figure 112007060978517-pat00035
Figure 112007060978517-pat00036
Figure 112007060978517-pat00037
Figure 112007060978517-pat00038
= + = +
여기서, i(0 ≤ i ≤ Np-1)는 파일럿 부반송파의 차수,
Figure 112007060978517-pat00039
(0 ≤
Figure 112007060978517-pat00040
)는 최소 파일럿 부반송파의 간격, a(0 ≤ a ≤ N-1)는 첫 번째 파일럿 부반송파의 차수에 대응하는 전체 부반송파의 차수이다.
전술한 바와 같이, 종래기술의 DFT-기반 채널추정시스템은 파일럿 부반송파 할당방식에 따라 그 성능이 좌우된다.
상세하게는, 파일럿 부반송파 할당방식에 있어서의 두 가지 제약조건, 최소 파일럿 간격이 다음 수학식 5을 만족해야 한다는 것과, 다음 수학식 6 및 수학식 7과 같이 유효 반송파의 처음
Figure 112007060978517-pat00041
Figure 112007060978517-pat00042
과 끝
Figure 112007060978517-pat00043
에 파일럿 부반송파가 위치해야 한다는 조건을 만족해야만 대체로 안정적인 성능이 보장된다.
Figure 112007060978517-pat00044
Figure 112007060978517-pat00045
Figure 112007060978517-pat00046
i_(0) =
Figure 112007060978517-pat00047
i_(Np-1) =
예컨대, N = 1024, Nu + 1 = 897, Nv = 127(
Figure 112007060978517-pat00048
= 64,
Figure 112007060978517-pat00049
= 63), M = 128, a =
Figure 112007060978517-pat00050
= 64, Np = 113이라고 가정하면, 제약조건을 만족하는 이상적으로 할당된 파일럿 부반송파는 최소 간격
Figure 112007060978517-pat00051
= 8 이 되고, 파일럿 부반송파의 차수 i = 0(i_(0))인 첫 번째 파일럿 부반송파의 위치는 a = 64이며, 파일럿 부반송파의 차수 i = Np - 1(i_(Np-1))인 마지막 번째 파일럿 부반송파의 위치는
Figure 112007060978517-pat00052
= 960이다.
반면에, 상기 두 가지 제약조건이 만족 되지 않는 파일럿 부반송파의 할당 방식을 사용하면 SNR(Signal-to-Noise Ratio)가 높아짐에 따라 MSE(Mean Square Error) 및 BER(Bit Error Rate)등의 에러가 매우 높아져 성능이 열화 된다는 문제점이 있다.
본 발명은 DFT-기반 채널추정기법의 전처리 과정에 위너 필터를 사용함으로써 파일럿 부반송파 할당방식에 구애받지 않고 안정된 성능을 보장하는 OFDM 시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템 및 기법을 제공함에 그 목적이 있다.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 OFDM 시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템은 OFDM 수신심볼을 복조하여 N (0≤N)개의 전체 부반송파
Figure 112007060978517-pat00053
로부터
Figure 112007060978517-pat00054
(0 ≤
Figure 112007060978517-pat00055
≤ N-1)개의 파일럿 부반송파
Figure 112007060978517-pat00056
를 추출하여 LS 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00057
을 산출하는 LS 채널 추정부와, 상기
Figure 112007060978517-pat00058
를 입력받아 이상적 파일럿 부반송파 위치에서의 채널주파수응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00059
을 출력하는 위너 필터와, 상기
Figure 112007060978517-pat00060
을 역이산 푸리에 변환하여 시간영역 채널임펄스응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00061
를 산출하는 M-포인트 IDFT부와, 상기
Figure 112007060978517-pat00062
에 (N - M) 개의 0을 삽입한 값을 입력받아 이산 푸리에 변환하여 주파수영역 채널주파수응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00063
로 변환하는 N-포인트 DFT부를 포함하여 구성되어 파일럿 부반송파 할당방식에 관계없이 안정된 성능을 보장하는 점에 그 특징이 있다. (여기서, 상기 전체 반송파 개수 N은 다음 수학식 N = Nv + ( Nu + 1) = (
Figure 112007060978517-pat00064
+
Figure 112007060978517-pat00065
) + (Nu + 1)에 의해 산출되며, 상기 (Nu + 1)는 (0 ≤ Nu ≤ N-1) DC를 포함한 유효 대역의 유효 반송파 개수, 상기 Nv(0 ≤ Nv ≤ N-1)는 보호 대역의 가상 반송파 개수, 상기
Figure 112007060978517-pat00066
(0 ≤
Figure 112007060978517-pat00067
≤ N-1) 좌측 가상 반송파 개수, 상기
Figure 112007060978517-pat00068
(0 ≤
Figure 112007060978517-pat00069
≤ N-1)는 우측 가상 반송파 개수, 상기 k (0 ≤ k ≤ N-1)는 전체 부반송파의 차수, 상기 i (0 ≤ i ≤ Np-1)는 파일럿 부반송파의 차수, 상기 a (0 ≤ a ≤ N-1)는 첫번째 파일럿 부반송파의 차수에 대응하는 전체 부반송파 차수, 상기 (0 ≤
Figure 112007060978517-pat00070
)는 최소 파일럿 부반송파의 간격, 상기 M (0 ≤ M)은 Np이상인 2의 멱승으로 표현되는 임의의 상수임)
여기서, k번째 부반송파
Figure 112007060978517-pat00071
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00072
에 의해 산출되며, i번째 파일럿 부반송파
Figure 112007060978517-pat00073
Figure 112007060978517-pat00074
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00075
Figure 112007060978517-pat00076
=
Figure 112007060978517-pat00077
Figure 112007060978517-pat00078
+
Figure 112007060978517-pat00079
=
Figure 112007060978517-pat00080
Figure 112007060978517-pat00081
+
Figure 112007060978517-pat00082
을 통해 산출되며, 상기
Figure 112007060978517-pat00083
는 QAM 변조된 송신심볼, 상기
Figure 112007060978517-pat00084
는 AWGN 복소 잡음심볼, 상기
Figure 112007060978517-pat00085
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00086
에 의해 산출되는 채널주파수응답이다. (여기서, 상기
Figure 112007060978517-pat00087
은 ℓ번째 채널이득,
Figure 112007060978517-pat00088
은 샘플링 간격
Figure 112007060978517-pat00089
로 정규화된 ℓ번째 시간지연, L은 채널의 길이임)
또한, 상기 LS 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00090
은 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00091
에 의해 산출된다. (여기서, 상기
Figure 112007060978517-pat00092
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00093
를 만족하며, 상기
Figure 112007060978517-pat00094
은 단 위행렬임)
그리고, 상기
Figure 112008076556494-pat00095
은 이상적 파일럿 부반송파 위치에서의 채널주파수응답인
Figure 112008076556494-pat00096
원소를 Transpose한 벡터
Figure 112008076556494-pat00097
이며, 상기
Figure 112008076556494-pat00098
은 다음 수학식
Figure 112008076556494-pat00099
에 의해 산출되며, 상기
Figure 112008076556494-pat00100
는 다음 수학식
Figure 112008076556494-pat00101
을 Hermitian 연산(Transpose)하여 산출되며, 상기
Figure 112008076556494-pat00102
는
Figure 112008076556494-pat00103
의 자기상관행렬이며, 상기
Figure 112008076556494-pat00104
은
Figure 112008076556494-pat00105
과
Figure 112008076556494-pat00106
의 상호상관벡터이고, 상기
Figure 112008076556494-pat00107
는 다음 수학식
Figure 112008076556494-pat00108
에 의해 산출되며,
Figure 112008076556494-pat00109
은 다음 수학식
Figure 112008076556494-pat00110
에 의해서 산출되며, 상기 λ는 다음 수학식
Figure 112008076556494-pat00111
에 의해 산출되는 신호대 파일럿의 전력비(Signal-to-Pilot Ratio)이다.
여기서, 이상적 파일럿 부반송파 위치는 상기 최소 파일럿 부반송파 간격
Figure 112007060978517-pat00112
이 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00113
을 만족하고, 첫 번째 파일럿 부반송파의 위치는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00114
Figure 112007060978517-pat00115
의 연산결과와 일치하고, 마지막 번째 파일럿 부반송파의 위치는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00116
의 연산결과와 일치한다.
상기
Figure 112007060978517-pat00117
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00118
에 의해 산출되며, 상기
Figure 112007060978517-pat00119
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00120
에 의해 산출되는 m행 n열 원소를 갖는 M x M DFT 행렬이며,
Figure 112007060978517-pat00121
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00122
에 의해서 산출되며, 상기
Figure 112007060978517-pat00123
다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00124
에 의해 산출되는 m행 n열 원소를 갖는 N x N DFT 행렬이며, 상기 Q는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00125
에 의해 산출된다. (여기서, 상기
Figure 112007060978517-pat00126
는
Figure 112007060978517-pat00127
인 단위행렬이며, 상기
Figure 112007060978517-pat00128
는
Figure 112007060978517-pat00129
인 영 행렬임)
본 발명의 다른 특징에 따른, (b) 수신된 OFDM 신호를 복조하여 N (0≤N)개의 전체 부반송파
Figure 112007060978517-pat00130
(k≥0)로부터
Figure 112007060978517-pat00131
(0 ≤
Figure 112007060978517-pat00132
≤ N-1)개의 파일럿 부반송파
Figure 112007060978517-pat00133
를 추출하여 LS 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00134
을 산출하는 단계와, (c)
Figure 112007060978517-pat00135
를 입력받아 이상적 파일럿 부반송파 위치에서의 채널주파수응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00136
을 출력하는 단계와, (d) 상기
Figure 112007060978517-pat00137
을 역이산 푸리에 변환하여 시간영역 채널임펄스응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00138
를 출력하는 단계와, (e) 상기
Figure 112007060978517-pat00139
에 (N - M) 개의 0을 삽입하는 단계와, (f) 상기 (N - M)개의 영이 삽입된
Figure 112007060978517-pat00140
를 이산 푸리에 변환하여 주파수 영역 채널주파수응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00141
로 변환하는 단계 순서로 수행되어 파일럿 부반송파 할당방식에 관계없이 안정된 성능을 보장하는 점에 그 특징이 있는 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정기법이 제공된다. (여기서, 상기 전체 반송파 개수 N은 다음 수학식 N = Nv + ( Nu + 1) = (
Figure 112007060978517-pat00142
+
Figure 112007060978517-pat00143
) + (Nu + 1) 에 의해 산출되며, 상기 (Nu + 1)(0 ≤ Nu ≤ N-1)는 DC를 포함한 유효 대역의 유효 반송파 개수, 상기 Nv(0 ≤ Nv ≤ N-1)는 보호 대역의 가상 반송파 개수, 상기
Figure 112007060978517-pat00144
(0 ≤
Figure 112007060978517-pat00145
≤ N-1) 좌측 가상 반송파 개수, 상기
Figure 112007060978517-pat00146
(0 ≤
Figure 112007060978517-pat00147
≤ N-1)는 우측 가상 반송파 개수, 상기 k (0 ≤ k ≤ N-1)는 전체 부반송파의 차수, 상기 i (0 ≤ i ≤ Np-1)는 파일럿 부반송파의 차수, 상기 a (0 ≤ a ≤ N-1)는 첫번째 파일럿 부반송파의 차수에 대응하는 전체 부반송파 차수, 상기 (0 ≤
Figure 112007060978517-pat00148
)는 최소 파일럿 부반송파의 간격, 상기 M (0 ≤ M)은 Np이상인 2의 멱승으로 표현되는 임의의 상수임)
여기서, 상기 (b)단계에서, 상기 k번째 부반송파
Figure 112007060978517-pat00149
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00150
에 의해 산출되며, 상기 i번째 파일럿 부반송파
Figure 112007060978517-pat00151
Figure 112007060978517-pat00152
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00153
Figure 112007060978517-pat00154
=
Figure 112007060978517-pat00155
Figure 112007060978517-pat00156
+
Figure 112007060978517-pat00157
=
Figure 112007060978517-pat00158
Figure 112007060978517-pat00159
+
Figure 112007060978517-pat00160
을 통해 산출되며, 상기
Figure 112007060978517-pat00161
는 QAM 변조된 송신심볼, 상기
Figure 112007060978517-pat00162
는 AWGN 복소 잡음심볼, 상기
Figure 112007060978517-pat00163
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00164
으로 산출되는 채널 주파수응답이다. (여기서, 상기
Figure 112007060978517-pat00165
은 ℓ번째 채널이득,
Figure 112007060978517-pat00166
은 샘플링 간격
Figure 112007060978517-pat00167
로 정규화된 ℓ번째 시간지연, L은 채널의 길이임)
또한, (c)단계에서, 상기
Figure 112007060978517-pat00168
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00169
에 의해 산출된다. (여기서, 상기
Figure 112007060978517-pat00170
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00171
를 만족하며, 상기
Figure 112007060978517-pat00172
은 단위행렬임)
상기
Figure 112008076556494-pat00173
은 이상적 파일럿 부반송파 위치에서의 채널주파수응답인
Figure 112008076556494-pat00174
원소를 Transpose한 벡터
Figure 112008076556494-pat00175
이며, 상기
Figure 112008076556494-pat00176
은 다음 수학식
Figure 112008076556494-pat00177
에 의해 산출되며, 상기
Figure 112008076556494-pat00178
은 다음 수학식
Figure 112008076556494-pat00179
을 Hermitian 연산(Transpose)하여 산출되며, 상기
Figure 112008076556494-pat00180
는 다음 수학식
Figure 112008076556494-pat00181
에 의해 산출되며,
Figure 112008076556494-pat00182
은 다음 수학식에
Figure 112008076556494-pat00183
의해서 산출되며, 상기 λ는 다음 수학식
Figure 112008076556494-pat00184
에 의해 산출되는 신호대 파일럿의 전력비(Signal-to-Pilot Ratio)이다.
여기서, 상기 (c)단계에서, 이상적 파일럿 부반송파 위치는 상기 최소 파일럿 부반송파 간격
Figure 112007060978517-pat00185
은 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00186
을 만족하고, 첫 번째 파일럿 부반송 파의 위치는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00187
Figure 112007060978517-pat00188
의 연산결과와 일치하고, 마지막 번째 파일럿 부반송파의 위치는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00189
의 연산결과와 일치한다.
상기 (e)단계에서, 상기
Figure 112007060978517-pat00190
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00191
에 의해 산출되며, 상기
Figure 112007060978517-pat00192
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00193
에 의해 산출되는 m행 n열 원소를 갖는 M x M DFT 행렬이다.
또한, 상기 (g)단계에서, 상기
Figure 112007060978517-pat00194
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00195
에 의해서 산출되며, 상기
Figure 112007060978517-pat00196
다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00197
에 의해 산출되는 m행 n열 원소를 갖는 N x N DFT 행렬이며, 상기 Q는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00198
에 의해 산출된다. (여기서, 상기
Figure 112007060978517-pat00199
는
Figure 112007060978517-pat00200
인 단위행렬이며, 상기
Figure 112007060978517-pat00201
는
Figure 112007060978517-pat00202
인 영 행렬임)
본 발명에 따른 OFDM 시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템 및 기법은 DFT-기반 채널추정기법의 전처리 과정에 위너(Wiener) 필터를 사용함으로써 파일럿 부반송파 할당방식에 상관없이 우수한 성능을 보장할 수 있다.
본 발명은 파일럿 부반송파 할당방식이 다른 OFDM 또는 OFDMA(Othogonal Frequency Division Multiple Access)에서 단일화된 채널추정기법을 사용함으로써 수신기 설계비용 및 시스템 메모리가 절약되며, 차세대 SDR(Software Define Ratio) 플랫폼을 위한 채널추정기법으로 사용할 수도 있다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 이하의 실시예에서는 이 기술 분야에서 통상적인 지식을 가진 자에게 본 발명이 충분히 이해되도록 제공되는 것으로서, 여러 가지 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 다음에 기술되는 실시예에 한정되는 것은 아니다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템을 도시한 블록도이다. 도 1에 도시된 바와 같이, OFDM 시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템은 N (0≤N)개의 전체 부반송파
Figure 112007060978517-pat00203
로부터
Figure 112007060978517-pat00204
(0 ≤
Figure 112007060978517-pat00205
≤ N-1)개의 파일럿 부반송파
Figure 112007060978517-pat00206
를 추출하여 LS 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00207
을 산출하는 LS 채널 추정부(110)와,
Figure 112007060978517-pat00208
를 입력받아 이상적 파일럿 부반송파 위치에서의 채널주파수응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00209
을 출력하는 위너 필터(Wiener Filter)(120)와, 상기 위너 필터(120)의 출력에 M x M IDFT 행렬을 곱하여 역이산 푸리에 변환하여 시간영역 채널임펄스응답(CIR, Channel Impulse Response) 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00210
를 출력하는 M-포인트 IDFT부(130)와, N x N DFT 행렬을 곱함으로써 이산 푸리에 변환하여 주파수영역 채널주파수응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00211
로 변환하는 N-포인트 DFT부(140)로 구성된다.
LS 채널 추정부(110)는 OFDM 시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템은 N (0≤N)개의 전체 부반송파
Figure 112007060978517-pat00212
로부터
Figure 112007060978517-pat00213
(0 ≤
Figure 112007060978517-pat00214
≤ N-1)개의 파일럿 부반송파
Figure 112007060978517-pat00215
를 추출하여 LS 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00216
을 산출한다.
이때, LS 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00217
는 다음 수학식 8에 의해 산출된다.
Figure 112007060978517-pat00218
여기서,
Figure 112007060978517-pat00219
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00220
를 만족하는 대각행렬이며,
Figure 112007060978517-pat00221
은 단위행렬이다.
위너 필터(120)는 LS 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00222
를 입력받아 이상적 파일럿 부반송파 위치에서의 채널주파수응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00223
를 출력한다.
이때, 상기
Figure 112008076556494-pat00224
은 이상적 파일럿 부반송파 위치에서의 채널주파수응답인
Figure 112008076556494-pat00225
원소를 전치(Transpose)한 벡터
Figure 112008076556494-pat00226
이며,
Figure 112008076556494-pat00227
은 다음 수학식 9에 의해 산출된다.
Figure 112007060978517-pat00228
즉,
Figure 112008076556494-pat00229
와 다음 수학식 10을 Hermitian 연산(Transpose)한 상기
Figure 112008076556494-pat00230
의 곱으로 산출되며, 이때 M은 Np이상인 2의 멱승으로 표현되는 임의의 상수이다.
Figure 112007060978517-pat00231
이때,
Figure 112007060978517-pat00232
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00233
로 산출되는
Figure 112007060978517-pat00234
의 자기상관행렬이며,
Figure 112007060978517-pat00235
은 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00236
로 산출되는
Figure 112007060978517-pat00237
과
Figure 112007060978517-pat00238
의 상호상관벡터이며,
Figure 112007060978517-pat00239
는 신호대 파일럿의 전력비(Signal-to-Pilot Ratio)이며, SNR은 신호대 잡음의 전력비(Signal-to-Noise Ratio)이고,
Figure 112007060978517-pat00240
는 (·)의 Complex conjugation이다.
도 2a는 본 발명의 일실시예에 따른 위너 필터 전단의 파일럿 부반송파의 채널주파수응답을 도시한 그래프이며, 도 2b는 본 발명에 따른 위너 필터에 의해 추정된 이상적 파일럿 부반송파 위치에서 채널주파수응답을 도시한 그래프이다.
도 2a 내지 도 2b에 도시된 바와 같이, 위너 필터(120)에 의해 수학식 5 내지 수학식 7의 제약조건을 만족하는 이상적인 파일럿 부반송파 위치에서 채널주파수응답
Figure 112007060978517-pat00241
이 추정된다.
참고적으로, 이상적인 파일럿 부반송파 위치는 유효대역 뿐만 아니라 보호대 역에 포함될 수도 있다.
M-포인트 IDFT부(130)는
Figure 112007060978517-pat00242
을 입력받아 역 이산 푸리에 변환한 시간영역 채널임펄스응답(CIR: Channel Impulse Response) 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00243
를 출력한다.
Figure 112007060978517-pat00244
여기서,
Figure 112007060978517-pat00245
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00246
에 의해 산출되는 m행 n열 원소를 갖는 M x M DFT 행렬이다.
시간영역 채널임펄스응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00247
에 (N - M) 개의 0을 삽입하는 블록을 Zero Pading부(미도시)라고 한다.
N-포인트 DFT부(140)는 시간영역 채널임펄스응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00248
에 (N - M) 개의 0을 삽입한 벡터를 입력받아 다음 수학식 12에 의해 산출되는 주파수영역 채널주파수응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00249
를 출력한다.
Figure 112007060978517-pat00250
여기서,
Figure 112007060978517-pat00251
다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00252
에 의해 산출되는 m행 n열 원소를 갖는 N x N DFT 행렬이며, Q는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00253
에 의해 산출되며,
Figure 112007060978517-pat00254
는
Figure 112007060978517-pat00255
인 단위행렬이며, 상기
Figure 112007060978517-pat00256
는
Figure 112007060978517-pat00257
인 영 행렬이다.
도 3 내지 도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템의 모의 실험 결과를 도시한 그래프이다.
Figure 112007060978517-pat00258
모의 실험의 파라미터는 상기 표 1에 정의된 파라미터를 사용하였고, 다중경로페이딩 채널은 ETSI에서 정의한 "Vehicular A"모델[3]을 사용하였으며 최대 도플러(Doppler) 주파수는
Figure 112007060978517-pat00259
로 가정하였다.
Figure 112007060978517-pat00260
와
Figure 112007060978517-pat00261
의 각 원소를 구하기 위한 상관함수는 uniform channel power delay profile을 사용하였으며, 위너 필터의
Figure 112007060978517-pat00262
dB로 고정시켰다.
도 3은 파일럿 부반송파 할당방식의 제약조건 만족 여부에 따른 종래기술과 본 발명의 SNR 증가에 따른 MSE 발생 정도를, 도 4는 SNR 증가에 따른 BER 발생 정도를 비교한 그래프를 도시하였다.
도 3 내지 도 4에서 Conv(ｘ,ｙ)는 종래기술에 따른 DFT-기반 채널추정시스템의 성능을 나타내며, Prop(ｘ,ｙ)는 본 발명의 일실시예에 따른 DFT-기반 채널추정시스템의 성능을 나타낸다.
여기서, ｘ = (a -
Figure 112007060978517-pat00263
)는 파일럿 부반송파의 처음 위치 a와 유효 부반송파의 처음 위치
Figure 112007060978517-pat00264
의 차이를 나타내고, ｙ =
Figure 112007060978517-pat00265
는 최소 파일럿 부반송파 간격을 나타낸다.
상기 Conv(ｘ,ｙ) 및 Prop(ｘ,ｙ)에 대하여 (ｘ,ｙ) = (0, 8)은 파일럿 부반송파 할당 방식이 전술한 두 가지 제약조건을 만족시키는 경우이고, (ｘ,ｙ) = (1, 7)은 그렇지 못할 경우를 나타낸다.
본 모의실험에서 (0, 8)의 파일럿 부반송파 인덱스
Figure 112007060978517-pat00266
는 {64, 72, 80, …, 960}로, (1, 7)의 파일럿 부반송파 인덱스
Figure 112007060978517-pat00267
는 {65, 72, 79, …, 954}로 가정하였다.
도 3과 같이 종래기술에 따른 DFT-기반 채널 추정시스템에 파일럿 부반송파 할당방식의 제약조건을 만족하는 Conv(0, 8)과 그렇지 못한 Conv(1, 7)을 입력하여 성능을 비교하면, Conv(1, 7)일 때 성능이 큰 폭으로 떨어지며 이 경우엔 SNR을 증가시키더라도 성능의 개선이 거의 없다.
그러나, 본 발명에 따른 DFT-기반 채널 추정시스템에 파일럿 부반송파 할당방식의 제약조건을 만족하는 Prop(0, 8)과 그렇지 못한 Prop(1, 7)을 입력하여 성능을 비교하면 MSE차가 거의 없음을 알 수 있다. 위너 필터(120)의 완만화(smoothing)효과에 의해 DFT-기반 채널추정시스템의 성능이 개선됨을 알 수 있다.
도 4에 도시된 BER(bit error rate) 성능도, 종래기술에 따른 DFT-기반 채널 추정시스템에 파일럿 부반송파 할당방식의 제약조건을 만족하지 않는 Conv(1, 7)의 경우 error floor가 발생하였으나, 본 발명에 따른 DFT-기반 채널 추정시스템을 사용한 Prop(1, 7)의 경우 전체 부반송파의 채널을 완전히 아는 경우의 그래프인 Perfect와 거의 유사한 성능을 나타내어, 본 발명에 따른 DFT-기반 채널추정시스템을 사용하면 파일럿 부반송파 할당방식에 관계없이 안정된 성능이 보장됨을 알 수 있다.
도 5는 본 발명에 따른 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템의 동작순서를 도시한 흐름도이다. 이하, 도 5를 참조하여 설명한다.
먼저, 수신된 OFDM 신호를 복조하여 OFDM 수신심볼을 추출한다(S510).
이어서, OFDM 수신심볼의 N (0≤N)개의 전체 부반송파
Figure 112007060978517-pat00268
(k≥0)로부터
Figure 112007060978517-pat00269
(0 ≤
Figure 112007060978517-pat00270
≤ N-1)개의 파일럿 부반송파
Figure 112007060978517-pat00271
를 추출하여 LS 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00272
을 산출한다(S520).
여기서,
Figure 112007060978517-pat00273
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00274
에 의해 산출되며,
Figure 112007060978517-pat00275
는 다음 수학식
Figure 112007060978517-pat00276
를 만족하고,
Figure 112007060978517-pat00277
은 단위행렬이다.
그리고, LS 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00278
를 입력받아 위너 필터(120)에 의해 필터링된 벡터
Figure 112007060978517-pat00279
을 출력한다(S530).
위너 필터(120)는 필터링, 스무싱, Prediction 기능을 수행하여 제약조건을 만족하는 이상적 파일럿 부반송파 위치에서의 채널주파수응답을 추정한다.
이때,
Figure 112008076556494-pat00280
은 이상적 파일럿 부반송파 위치에서의 채널주파수응답인
Figure 112008076556494-pat00281
을 전치(Transpose)한 벡터
Figure 112008076556494-pat00282
이며,
Figure 112008076556494-pat00283
은 상기 수학식 10에 의해 산출된다.
이어서,
Figure 112007060978517-pat00284
을 역이산 푸리에 변환하여 시간영역 채널임펄스응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00285
로 변환한다(S550).
이때, 시간영역 채널임펄스응답의 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00286
는 상기 수학식 11에 의하여 산출된다.
그 다음으로, 시간영역 채널임펄스응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00287
에 (N - M) 개의 0을 삽입하고(S560), 이산 푸리에 변환하여 주파수영역 채널주파수응답 추정벡터
Figure 112007060978517-pat00288
을 산출한다(S570).
이상, 바람직한 실시예 및 첨부 도면을 통해 본 발명의 구성에 대하여 설명하였다. 그러나, 이는 예시에 불과한 것으로서 본 발명의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것인바, 본 발명의 진정한 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 OFDM 시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템을 도시한 블록도.
도 2a는 본 발명에 따른 위너 필터 전단의 파일럿 부반송파의 채널주파수응답을 도시한 그래프.
도 2b는 본 발명에 따른 위너 필터에 의해 추정된 이상적 파일럿 부반송파 위치에서 채널주파수응답을 도시한 그래프.
도 3 내지 도 4는 본 발명에 따른 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템의 모의 실험 결과를 도시한 그래프.
도 5는 본 발명에 따른 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템의 동작순서를 도시한 흐름도.
<도면의 주요부분에 대한 설명>
110: LS 채널 추정부 120: 위너 필터
130: M-포인트 IDFT부 140: N-포인트 DFT부

Claims (15)

  1. OFDM 수신심볼을 복조하여 N (0≤N)개의 전체 부반송파
    Figure 112007060978517-pat00289
    로부터
    Figure 112007060978517-pat00290
    (0 ≤
    Figure 112007060978517-pat00291
    ≤ N-1)개의 파일럿 부반송파
    Figure 112007060978517-pat00292
    를 추출하여 LS 추정벡터
    Figure 112007060978517-pat00293
    을 산출하는 LS 채널 추정부와,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00294
    를 입력받아 이상적 파일럿 부반송파 위치에서의 채널주파수응답 추정벡터
    Figure 112007060978517-pat00295
    을 출력하는 위너 필터와,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00296
    을 역이산 푸리에 변환하여 시간영역 채널임펄스응답 추정벡터
    Figure 112007060978517-pat00297
    를 산출하는 M-포인트 IDFT부와,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00298
    에 (N - M) 개의 0을 삽입한 값을 입력받아 이산 푸리에 변환하여 주파수영역 채널주파수응답 추정벡터
    Figure 112007060978517-pat00299
    로 변환하는 N-포인트 DFT부
    를 포함하여 구성되어 파일럿 부반송파 할당방식에 관계없이 안정된 성능을 보장하는 것을 특징으로 하는 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템.
    (여기서, 상기 전체 반송파 개수 N은 다음 수학식
    N = Nv + ( Nu + 1) = (
    Figure 112007060978517-pat00300
    +
    Figure 112007060978517-pat00301
    ) + (Nu + 1)
    상기 (Nu + 1)는 (0 ≤ Nu ≤ N-1) DC를 포함한 유효 대역의 유효 반송파 개 수,
    상기 Nv(0 ≤ Nv ≤ N-1)는 보호 대역의 가상 반송파 개수,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00302
    (0 ≤
    Figure 112007060978517-pat00303
    ≤ N-1) 좌측 가상 반송파 개수,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00304
    (0 ≤
    Figure 112007060978517-pat00305
    ≤ N-1)는 우측 가상 반송파 개수,
    상기 k (0 ≤ k ≤ N-1)는 전체 부반송파의 차수,
    상기 i (0 ≤ i ≤ Np-1)는 파일럿 부반송파의 차수,
    상기 a (0 ≤ a ≤ N-1)는 첫번째 파일럿 부반송파의 차수에 대응하는 전체 부반송파 차수,
    상기 (0 ≤
    Figure 112007060978517-pat00306
    )는 최소 파일럿 부반송파의 간격,
    상기 M (0 ≤ M)은 Np이상인 2의 멱승으로 표현되는 임의의 상수임)
  2. 제1항에 있어서, k번째 부반송파
    Figure 112007060978517-pat00307
    는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00308
    에 의해 산출되며,
    i번째 파일럿 부반송파
    Figure 112007060978517-pat00309
    Figure 112007060978517-pat00310
    는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00311
    Figure 112007060978517-pat00312
    =
    Figure 112007060978517-pat00313
    Figure 112007060978517-pat00314
    +
    Figure 112007060978517-pat00315
    =
    Figure 112007060978517-pat00316
    Figure 112007060978517-pat00317
    +
    Figure 112007060978517-pat00318
    을 통해 산출되며,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00319
    는 QAM 변조된 송신심볼,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00320
    는 AWGN 복소 잡음심볼,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00321
    는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00322
    에 의해 산출되는 채널주파수응답인 것을 특징으로 하는 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템.
    (여기서, 상기
    Figure 112007060978517-pat00323
    은 ℓ번째 채널이득,
    Figure 112007060978517-pat00324
    은 샘플링 간격
    Figure 112007060978517-pat00325
    로 정규화된 ℓ번째 시간지연, L은 채널의 길이임)
  3. 제1항에 있어서, 상기 LS 추정벡터
    Figure 112007060978517-pat00326
    은 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00327
    에 의해 산출되는 것을 특징으로 하는 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템.
    (여기서, 상기
    Figure 112007060978517-pat00328
    는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00329
    를 만족하며, 상기
    Figure 112007060978517-pat00330
    은 단위행렬임)
  4. 제1항에 있어서, 상기
    Figure 112008076556494-pat00445
    은 이상적 파일럿 부반송파 위치에서의 채널주파수응답인
    Figure 112008076556494-pat00446
    원소를 전치(Transpose)한 벡터
    Figure 112008076556494-pat00447
    이며,
    상기
    Figure 112008076556494-pat00448
    은 다음 수학식
    Figure 112008076556494-pat00449
    에 의해 산출되며,
    상기
    Figure 112008076556494-pat00450
    는 다음 수학식
    Figure 112008076556494-pat00451
    을 Hermitian 연산(Transpose)하여 산출되며,
    상기
    Figure 112008076556494-pat00452
    는
    Figure 112008076556494-pat00453
    의 자기상관행렬이며, 상기
    Figure 112008076556494-pat00454
    은
    Figure 112008076556494-pat00455
    과
    Figure 112008076556494-pat00456
    의 상호상관벡터인 것을 특징으로 하는 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템.
  5. 제4항에 있어서,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00343
    는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00344
    에 의해 산출되며,
    Figure 112007060978517-pat00345
    은 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00346
    에 의해서 산출되며,
    상기 λ는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00347
    에 의해 산출되는 신호대 파일럿의 전력비(Signal-to-Pilot Ratio)인 것을 특징으로 하는 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템.
  6. 제1항 또는 제4항에 있어서, 상기 이상적 파일럿 부반송파 위치는,
    상기 최소 파일럿 부반송파 간격
    Figure 112007060978517-pat00348
    은 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00349
    을 만족하고,
    첫 번째 파일럿 부반송파의 위치는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00350
    Figure 112007060978517-pat00351
    의 연산결과와 일치하고,
    마지막 번째 파일럿 부반송파의 위치가 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00352
    의 연산결과와 일치하는 것을 특징으로 하는 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템.
  7. 제1항에 있어서, 상기
    Figure 112007060978517-pat00353
    는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00354
    에 의해 산출되며,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00355
    는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00356
    에 의해 산출되는 m행 n열 원소를 갖는 M x M DFT 행렬인 것을 특징으로 하는 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템.
  8. 제1항에 있어서, 상기
    Figure 112007060978517-pat00357
    는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00358
    에 의해서 산출되며,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00359
    다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00360
    에 의해 산출되는 m행 n열 원소를 갖는 N x N DFT 행렬이며,
    상기 Q는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00361
    에 의해 산출되는 것을 특징으로 하는 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정시스템.
    (여기서, 상기
    Figure 112007060978517-pat00362
    는
    Figure 112007060978517-pat00363
    인 단위행렬이며, 상기
    Figure 112007060978517-pat00364
    는
    Figure 112007060978517-pat00365
    인 영 행렬임)
  9. (b) 수신된 OFDM 신호를 복조하여 N (0≤N)개의 전체 부반송파
    Figure 112007060978517-pat00366
    (k≥0)로부터
    Figure 112007060978517-pat00367
    (0 ≤
    Figure 112007060978517-pat00368
    ≤ N-1)개의 파일럿 부반송파
    Figure 112007060978517-pat00369
    를 추출하여 LS 추정벡터
    Figure 112007060978517-pat00370
    을 산출하는 단계와,
    (c)
    Figure 112007060978517-pat00371
    를 입력받아 이상적 파일럿 부반송파 위치에서의 채널주파수응답 추정벡터
    Figure 112007060978517-pat00372
    을 출력하는 단계와,
    (d) 상기
    Figure 112007060978517-pat00373
    을 역이산 푸리에 변환하여 시간영역 채널임펄스응답 추정벡터
    Figure 112007060978517-pat00374
    를 출력하는 단계와,
    (e) 상기
    Figure 112007060978517-pat00375
    에 (N - M) 개의 0을 삽입하는 단계와,
    (f) 상기 (N - M)개의 영이 삽입된
    Figure 112007060978517-pat00376
    를 이산 푸리에 변환하여 주파수영역 채널주파수응답 추정벡터
    Figure 112007060978517-pat00377
    로 변환하는 단계
    순서로 수행되어 파일럿 부반송파 할당방식에 관계없이 안정된 성능을 보장하는 것을 특징으로 하는 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정기법.
    (여기서, 상기 전체 반송파 개수 N은 다음 수학식 N = Nv + ( Nu + 1) = (
    Figure 112007060978517-pat00378
    +
    Figure 112007060978517-pat00379
    ) + (Nu + 1) 에 의해 산출되며,
    상기 (Nu + 1)(0 ≤ Nu ≤ N-1)는 DC를 포함한 유효 대역의 유효 반송파 개 수,
    상기 Nv(0 ≤ Nv ≤ N-1)는 보호 대역의 가상 반송파 개수,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00380
    (0 ≤
    Figure 112007060978517-pat00381
    ≤ N-1) 좌측 가상 반송파 개수,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00382
    (0 ≤
    Figure 112007060978517-pat00383
    ≤ N-1)는 우측 가상 반송파 개수,
    상기 k (0 ≤ k ≤ N-1)는 전체 부반송파의 차수,
    상기 i (0 ≤ i ≤ Np-1)는 파일럿 부반송파의 차수,
    상기 a (0 ≤ a ≤ N-1)는 첫번째 파일럿 부반송파의 차수에 대응하는 전체 부반송파 차수,
    상기 (0 ≤
    Figure 112007060978517-pat00384
    )는 최소 파일럿 부반송파의 간격,
    상기 M (0 ≤ M)은 Np이상인 2의 멱승으로 표현되는 임의의 상수임)
  10. 제9항에 있어서, 상기 (b)단계에서,
    상기 k번째 부반송파
    Figure 112007060978517-pat00385
    는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00386
    에 의해 산출되며,
    상기 i번째 파일럿 부반송파
    Figure 112007060978517-pat00387
    Figure 112007060978517-pat00388
    는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00389
    Figure 112007060978517-pat00390
    =
    Figure 112007060978517-pat00391
    Figure 112007060978517-pat00392
    +
    Figure 112007060978517-pat00393
    =
    Figure 112007060978517-pat00394
    Figure 112007060978517-pat00395
    +
    Figure 112007060978517-pat00396
    을 통해 산출되며,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00397
    는 QAM 변조된 송신심볼,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00398
    는 AWGN 복소 잡음심볼,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00399
    는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00400
    으로 산출되는 채널주파수응답인 것을 특징으로 하는 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정기법.
    (여기서, 상기
    Figure 112007060978517-pat00401
    은 ℓ번째 채널이득,
    Figure 112007060978517-pat00402
    은 샘플링 간격
    Figure 112007060978517-pat00403
    로 정규화된 ℓ번째 시간지연, L은 채널의 길이임)
  11. 제9항에 있어서, 상기 (c)단계에서, 상기
    Figure 112007060978517-pat00404
    는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00405
    에 의해 산출되는 것을 특징으로 하는 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정기법.
    (여기서, 상기
    Figure 112007060978517-pat00406
    는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00407
    를 만족하며, 상기
    Figure 112007060978517-pat00408
    은 단위행렬임)
  12. 제9항에 있어서, 상기
    Figure 112008076556494-pat00457
    은 파일럿 부반송파 위치에서의 채널주파수응답인
    Figure 112008076556494-pat00458
    원소를 전치(Transpose)한 벡터
    Figure 112008076556494-pat00459
    이며,
    상기
    Figure 112008076556494-pat00460
    은 다음 수학식
    Figure 112008076556494-pat00461
    에 의해 산출되며,
    상기
    Figure 112008076556494-pat00462
    은 다음 수학식
    Figure 112008076556494-pat00463
    을 Hermitian 연산(Transpose)하여 산출되며,
    상기
    Figure 112008076556494-pat00464
    는 다음 수학식
    Figure 112008076556494-pat00465
    에 의해 산출되며,
    Figure 112008076556494-pat00466
    은 다음 수학식에
    Figure 112008076556494-pat00467
    의해서 산출되며,
    상기 λ는 다음 수학식
    Figure 112008076556494-pat00468
    에 의해 산출되는 신호대 파일럿의 전력비(Signal-to-Pilot Ratio)인 것을 특징으로 하는 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정기법.
  13. 제9항 또는 제12항에 있어서, 상기 (c)단계에서,
    상기 이상적 파일럿 부반송파 위치는
    상기
    Figure 112007060978517-pat00421
    가 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00422
    을 만족하고,
    첫 번째 파일럿 부반송파의 위치는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00423
    Figure 112007060978517-pat00424
    의 연산결과와 일치하고,
    마지막 번째 파일럿 부반송파의 위치가 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00425
    의 연산결과와 일치하는 것을 특징으로 하는 OFDM시스템을위한 단일화된 DFT-기반 채널추 정기법.
  14. 제9항에 있어서, 상기 (e)단계에서,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00426
    는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00427
    에 의해 산출되며,
    상기
    Figure 112007060978517-pat00428
    는 다음 수학식
    Figure 112007060978517-pat00429
    에 의해 산출되는 m행 n열 원소를 갖는 M x M DFT 행렬인 것을 특징으로 하는 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정기법.
  15. 제9항에 있어서, 상기 (f)단계에서,
    상기
    Figure 112008076556494-pat00430
    는 다음 수학식
    Figure 112008076556494-pat00431
    에 의해서 산출되며,
    상기
    Figure 112008076556494-pat00432
    다음 수학식
    Figure 112008076556494-pat00433
    에 의해 산출되는 m행 n열 원소를 갖는 N x N DFT 행렬이며,
    상기 Q는 다음 수학식
    Figure 112008076556494-pat00434
    에 의해 산출되는 것을 특징으로 하는 OFDM시스템을 위한 단일화된 DFT-기반 채널추정기법.
    (여기서, 상기
    Figure 112008076556494-pat00435
    는
    Figure 112008076556494-pat00436
    인 단위행렬이며, 상기
    Figure 112008076556494-pat00437
    는
    Figure 112008076556494-pat00438
    인 영 행렬임)
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