KR100827099B1 - 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 신호 대 간섭 잡음비추정 장치 및 방법 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중 시스템에서 신호 대 간섭 잡음비추정 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 신호 대 간섭 잡음비(CINR : Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로서, 본 발명에 따라 채널 값이 부반송파의 개수보다 소정 비율 이하로 작게 설계되는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신 신호의 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR : Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하는 장치는 상기 수신 신호로부터 신호 영역을 차단하고 잡음 영역의 신호를 통과시키는 밴드 패스 필터와, 상기 밴드 패스 필터로부터 상기 잡음 영역의 신호를 입력받아 간섭 및 잡음 신호 전력을 계산하는 제1 전력 계산부와, 상기 수신 신호의 전체 수신 전력을 계산하는 제2 전력 계산부와, 상기 제1 전력 계산부에서 계산된 잡음 영역의 간섭 및 잡음신호 전력을 이용하여 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 추정하고, 상기 전체수신 전력에서 상기 추정된 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 뺀 차로 계산된 신호영역의 신호 전력을 이용하여, 상기 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR)를 계산하는 비율 계산부를 포함함을 특징으로 한다.
CINR, FIR 필터, IFFT 변환.

Description

직교 주파수 분할 다중 시스템에서 신호 대 간섭 잡음비 추정 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ESTIMATING CARRIER TO INTERFERENCE NOISE RATIO IN AN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLE SYSTEM}
도 1은 일반적인 OFDMA 시스템에서 CINR 추정기를 구비한 단말내 수신기의 구성을 나타낸 블록 구성도,
도 2는 역 이산 퓨리에 변환을 수행한 경우 신호 영역과 잡음 영역을 시뮬레이션한 그래프,
도 3은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 IFFT 처리(필터)를 이용한 CINR 추정 장치의 구성을 나타낸 블록 구성도,
도 4는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 사용 가능한 두 가지 형태의 밴드 패스 필터(BPF)에 대한 시간 영역 응답 특성의 시뮬레이션 결과도,
도 5는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 FIR 필터를 이용한 CINR 추정 장치의 구성을 나타낸 블록 구성도
도 6은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 M 탭을 가지는 FIR 필터를 구현한 회로도,
도 7은 본 발명의 바람직할 실시 예에 따라 채널 추정기와 CINR 추정기를 연동하는 경우에 필터들의 응답 특성을 시뮬레이션 한 그래프,
도 8 및 도 9는 본 발명에 따른 IFFT와 FIR 필터를 이용한 경우의 CINR 추정기의 추정 성능을 비교하여 시뮬레이션 한 그래프.
본 발명은 무선 통신 시스템에서 신호 대 간섭 잡음비(CINR : Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 직교 주파수 분할 다중(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템 또는 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA : Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access) 시스템에서 CINR을 추정하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
통상적으로 무선 통신 시스템은 전송하는 신호를 무선 신호로 전송함으로써 단말이 장소에 구애받지 않고 통신을 수행하기 위해 개발된 시스템이다. 이러한 대표적인 시스템으로 코드 분할 다중 접속(CDMA : Code Division Multiple Access) 방식의 셀룰라 이동통신 시스템이 있다. 상기 CDMA 방식의 셀룰라 이동통신 시스템은 음성 통신을 기본으로 하며, 부가적으로 데이터 서비스를 제공할 수 있는 시스템에서 출발하였다. 그런데, 기술의 비약적인 발전과 산업의 발달로 인하여 CDMA 방식의 셀룰라 이동통신 시스템에서 데이터 통신이 차지하는 비중이 점차로 증대되고 있다. 이와 같이 CDMA방식의 셀룰라 이동통신 시스템에서 데이터 통신이 차지하 는 비중이 증대되므로 인하여 사용자 또는 서비스 사업자들은 보다 고속의 데이터가 원활히 제공되기를 원하고 있다. 그런데 CDMA 방식의 셀룰라 이동통신 시스템은 제한된 자원으로 인하여 고속의 데이터 서비스를 제공하는데 한계에 다다랐다는 평가를 받고 있다.
따라서 셀룰라 이동통신 시스템의 제한된 자원으로 인한 문제를 해결하기 위해 OFDM 또는 OFDMA 방식을 사용한 무선 통신 시스템에 대한 표준화 논의가 이루어지고 있으며, 거의 상용화 단계에 이르고 있다. OFDM 또는 OFDMA 방식을 사용하는 시스템은 직교성을 가지는 다수의 부반송파들(subcarriers)을 이용하여 데이터를 고속으로 전송할 수 있는 시스템이다. 이하에서 OFDM 또는 OFDMA 방식을 특별히 구분해야 하는 경우를 제외하고는 "OFDMA" 방식이라 칭한다.
상기한 OFDMA 방식의 시스템에서는 고속 데이터 전송이 요구된다. 이와 같이 고속 데이터 전송을 위해서는 고차의 변조 방법이 필요하다. 변조 방식은 BPSK 또는 QPSK 방식의 저차 변조(low modulation order) 방식과 16-QAM 또는 64-QAM 등의 고차 변조(high modulation order) 방식으로 구분된다. 이러한 고차 변조 방식을 사용하는 전송 방법은 채널의 상태에 따라 성능이 크게 좌우된다. 즉, 채널 상태가 양호한 경우에는 매우 높은 전송률을 가질 수 있으나, 채널 상태가 불량한 경우 많은 재전송이 요구되기 때문에 저차 변조 방식을 사용하는 경우보다 고차 변조 방식을 사용하는 것이 오히려 성능의 저하를 가져올 수 있다. 따라서 무선 통신 시스템에서는 채널의 상태를 정확히 검출하여 그에 맞는 변조 방식을 사용하는 것이 중요하다.
이와 같이 무선 통신 시스템의 송신기가 채널의 상태를 파악하는 방법은 송신기로부터 전송되어온 특정 신호의 CINR을 수신기가 추정하고, 추정된 CINR을 소정 피드백 채널(feedback channel)을 통해 전송함으로써 채널 상태를 알 수 있게 된다. 여기서 상기 특정 신호는 해당 사용자에게 전송되는 신호를 의미한다.
또한 송신기는 상기 피드백 채널을 통해 수신된 정보를 이용하여 데이터의 전송률을 결정하기도 한다. 이와 같이 피드백 채널을 통해 수신된 정보는 매우 다양한 용도로 사용된다. 그러면 이하 OFDMA 방식의 무선 통신 시스템에서 전형적인 신호 대 간섭 잡음비를 측정 방법에 대해 살펴보기로 한다.
도 1은 일반적인 OFDMA 시스템에서 CINR 추정기를 구비한 단말내 수신기의 구성을 나타낸 블록 구성도이다.
안테나(ANT)로부터 수신된 신호는 무선부(110)에서 전송을 위해 대역 상승변환된 신호로부터 기저 대역의 아날로그 신호를 추출하여 출력한다. 이와 같이 무선부(110)에서 기저 대역의 신호로 변환된 아날로그 신호는 아날로그-디지털 변환부(ADC : Analog to Digital Convertor)(120)에서 디지털 신호로 변환되고, 필터(130)에서 필터링된 후 순환 전치(CP : Cyclic Prefix) 제거 및 직/병렬 변환부(140)로 입력된다. 상기 CP 제거 및 직/병렬 변환부(140)는 다중 전송 경로에 의해 오염된 CP를 제거한 후, 직렬의 디지털 신호를 병렬의 아날로그 신호로 변환하여 출력한다. 상기 병렬로 변환된 신호는 N-pt(point) 고속 퓨리에 변환기(150)에서 고속 퓨리에 변환됨으로써 시간 대역의 신호가 주파수 영역의 신호로 변환되어 신호 합성기(170)로 입력된다.
한편, 각 사용자마다 할당된 고유의 PN 코드를 생성하기 위한 PN 사용자 코드 발생기(160)는 자신에게 할당된 고유의 PN 코드를 생성하여 상기 신호 합성기(170)로 출력한다. 이와 같이 해당 사용자에게 할당된 PN 코드와 주파수 영역으로 변환된 신호가 합성되어 자신에게 수신된 신호만을 추출할 수 있게 된다. 상기 신호 합성기(170)에서 추출된 신호는 둘로 분기되어 그 중 하나는 CINR 추정부(180)로 입력되며, 나머지 하나의 신호는 채널 추정부(190)로 입력된다. 상기 CINR 추정부(180)는 수신된 신호에서 원하는 신호와 전송 시에 포함된 의도하지 않은 잡음 성분의 비를 추정하여 출력한다. 그리고 채널 추정부(180)는 채널의 변화 상태 및 채널 상태를 추정하여 출력한다.
상술한 바와 같이 수신기는 전술한 바와 같이 추정된 CINR을 소정 피드백 채널을 통해 송신기로 전송한다. 송신기는 이와 같이 피드백된 정보를 이용하여 변조 차수를 결정하고, 결정된 변조 차수로 데이터를 변조한 후 수신기로 전송한다. 만일 단말기가 특정 기지국
Figure 112006022595351-pat00001
과 통신하고 있다면, 상기 도 1의 수신단에서 CP를 제거한 후의 신호는 하기 <수학식 1>과 같이 도시할 수 있다.
Figure 112006022595351-pat00002
상기 <수학식 1>에서
Figure 112006022595351-pat00003
은 N 써큘러 컨벌루션(Circular Convolution)을 나타내고,
Figure 112006022595351-pat00004
은 기지국
Figure 112006022595351-pat00005
로부터 단말기까지의 시간영역 채널응답,
Figure 112006022595351-pat00006
은 기지국에서의 송신신호,
Figure 112006022595351-pat00007
은 백색 가우시안(white Gaussian) 가산잡음,
Figure 112006022595351-pat00008
는 인접한 셀로부터의 간섭신호를 나타내다. 또한, 단말기의 수신단에서 N-pt 고속 퓨리에 변환(FFT) 연산이 이루어진 이후의 신호는 하기 <수학식 2>와 같이 도시할 수 있다.
Figure 112006022595351-pat00009
상기 <수학식 2>에서
Figure 112006022595351-pat00010
은 기지국의 인덱스, k는 부반송파의 인덱스를 의미한다.
상기 <수학식 2>에서
Figure 112006022595351-pat00011
은
Figure 112006022595351-pat00012
의 N-point 이산 퓨리에 변환(DFT) 값으로 주파수 영역의 채널응답 특성이 된다. 그리고
Figure 112006022595351-pat00013
와
Figure 112006022595351-pat00014
는 각각 시간영역의 백색 가우시안(white Gaussian) 가산잡음
Figure 112006022595351-pat00015
과
Figure 112006022595351-pat00016
의 N-point 이산 퓨리에 변환 계수이다. 여기서, 간섭과 잡음 전력의 합
Figure 112006022595351-pat00017
는
Figure 112006022595351-pat00018
를 전력으로 가지는 백색 잡음으로 모델링 된다. 여기서
Figure 112006022595351-pat00019
은 단말기와 송/수신을 수행하는 기지국
Figure 112006022595351-pat00020
을 제외한 기지국들로부터 상기 단 말기로의 간섭 신호 전력이다.
또한 OFDMA 시스템에서는
Figure 112006022595351-pat00021
개의 부반송파를 통해 신호 전송이 이루어지므로, 간섭 신호의 전력 또한
Figure 112006022595351-pat00022
개의 부반송파에 나뉘어 실리게 되므로
Figure 112006022595351-pat00023
로 스케일링(Scaling)한 것이다.
본 명세서에서 사용되는 참조 부호들은 하기와 같이 정의된다. 간섭신호는 기준 기지국에 따라 변하므로 아래 첨자
Figure 112006022595351-pat00024
로 표현하였고, 가산잡음은 기지국과 무관하므로 아래 첨자 없이 사용하였다. 그리고
Figure 112006022595351-pat00025
는 각기 시간 영역의 신호인 고속 퓨리에 변환(FFT) 이전의 신호와, 주파수 영역의 신호인 고속 퓨리에 변환(FFT) 이후의 신호를 나타내기 위한 인자로 사용한다.
이때,
Figure 112006022595351-pat00026
로 가정하면, 기지국
Figure 112006022595351-pat00027
과 단말기간의 CINR는 하기 <수학식 3>과 같이 정의된다.
Figure 112006022595351-pat00028
한편, 상기 가정에서
Figure 112006022595351-pat00029
이라 하였으므로, 상기 <수학식 2>에서 수신신호
Figure 112006022595351-pat00030
에
Figure 112006022595351-pat00031
를 곱하면, 상기 <수학식 2>로부터 원래 신호
Figure 112006022595351-pat00032
를 제거한 신호 Zl(k)를 하기 <수학식 4>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006022595351-pat00033
상기 <수학식 4>에서
Figure 112006022595351-pat00034
과
Figure 112006022595351-pat00035
는 간섭신호와 가산잡음으로
Figure 112006022595351-pat00036
의 값이 수신신호
Figure 112006022595351-pat00037
에 곱셈되어 반영된 값이다. 또한 가정에서
Figure 112006022595351-pat00038
이라 하였으므로,
Figure 112006022595351-pat00039
의 전력은
Figure 112006022595351-pat00040
가 된다.
한편, 일반적으로 CINR 추정은 도 1의 채널 추정부(190)와 연동하여 수행된다. 일반적인 CINR 추정 과정을 살펴보면, 먼저 채널 추정부(190)로부터의 채널 추정치
Figure 112006022595351-pat00041
를 얻고, 이를 이용하여 신호 전력(Carrier Power)을 하기 <수학식 5>을 이용하여 추정하고, 간섭 및 잡음의 전력(Power)을 하기 <수학식 6>을 이용하여 추정한다.
Figure 112006022595351-pat00042
Figure 112006022595351-pat00043
그리고, 상기 <수학식 5>와 상기 <수학식 6>을 이용하여 하기 <수학식 7>과 같이 최종 CINR의 추정치를 얻을 수 있다.
Figure 112006022595351-pat00044
상기 <수학식 7>과 같이 채널의 추정치를 이용한 CINR 방법은 채널 추정 성능에 따라 CINR의 성능이 크게 달라진다. 즉, 채널을 정확히 추정하면 CINR의 성능이 높아지지만, 채널을 부정확하게 추정하면, CINR의 성능이 낮아지는 문제가 있다. 송신기는 수신기로부터 추정되어 피드백 전송된 CINR 값을 근거로 변조 차수를 결정하기 때문에 CINR 추정이 부정확하게 되면, 결과적으로 시스템 전체의 성능 저하를 가져오거나 또는 불필요한 재전송이 반복되어야 하는 문제를 가진다. 뿐만 아니라 상기 <수학식 4>에서와 같이 신호 전력을 계산함에 있어 간섭과 잡음의 전력이 포함되어 계산되기 때문에 계산된 신호 전력에 간섭 및 잡음 전력에 의한 바이어스(Bias)가 발생할 수 있다. 즉, 신호 전력에 간섭 및 잡음 전력이 포함되어 계산될 수 있으므로 정확한 CINR를 계산하기 어렵다는 문제가 있다.
따라서 시스템 성능을 저하시키지 않고 전송률을 향상시킬 수 있는 정확한 CINR 추정 방법 및 장치가 요구된다.
따라서 본 발명의 목적은 직교 분할 다중 방식 또는 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 무선 통신 시스템에서 전송 효율을 높일 수 있는 단말 장치 및 이를 위한 CINR 추정 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 직교 분할 다중 방식 또는 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 무선 통신 시스템에서 보다 정확한 CINR을 추정할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 직교 분할 다중 방식 또는 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 무선 통신 시스템에서 CINR의 오차를 줄일 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명에 따른 채널 값이 부반송파의 개수보다 소정 비율 이하로 작게 설계되는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신 신호의 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR : Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하는 장치는 상기 수신 신호로부터 신호 영역을 차단하고 잡음 영역의 신호를 통과시키는 밴드 패스 필터와, 상기 밴드 패스 필터로부터 상기 잡음 영역의 신호를 입력받아 간섭 및 잡음 신호 전력을 계산하는 제1 전력 계산부와, 상기 수신 신호의 전체 수신 전력을 계산하는 제2 전력 계산부와, 상기 제1 전력 계산부에서 계산된 잡음 영역의 간섭 및 잡음신호 전력을 이용하여 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 추정하고, 상기 전체수신 전력에서 상기 추정된 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 뺀 차로 계산된 신호영역의 신호 전력을 이용하여, 상기 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR)를 계산하는 비율 계산부를 포함함을 특징으로 한다.
또한 본 발명에 따른 채널 값이 부반송파의 개수보다 소정 비율 이하로 작게 설계되는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신 신호의 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR : Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하는 방법은 상기 수신 신호로부터 신호 영역을 차단하고 잡음 영역의 신호를 밴드 패스시키는 과정과, 상기 밴드 패스된 상기 잡음 영역의 신호를 입력받아 간섭 및 잡음 신호 전력을 계산하고, 상기 수신 신호의 전체 수신 전력을 계산하는 과정과, 상기 제1 전력 계산부에서 계산된 잡음 영역의 간섭 및 잡음신호 전력을 이용하여 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 추정하고, 상기 전체수신 전력에서 상기 추정된 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 뺀 차로 계산된 신호영역의 신호 전력을 이용하여, 상기 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR)를 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
또한 본 발명에 따른 채널 값이 부반송파의 개수보다 소정 비율 이하로 작게 설계되는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신 신호의 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR : Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하는 장치는 상기 수신 신호를 역 고속 퓨리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)하는 IFFT 처리부와, 상기 IFFT 처리부의 출력 신호로부터 신호 영역을 제거하여 잡음 영역의 신호를 출력하는 윈도우와, 상기 윈도우로부터 상기 잡음 영역의 신호를 입력받아 간섭 및 잡음 신호 전력을 계산하는 제1 전력 계산부와, 상기 수신 신호의 전체 수신 전력을 계산하는 제2 전력 계산부와, 상기 제1 전력 계산부에서 계산된 잡음 영역의 간섭 및 잡음신호 전력을 이용하여 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 추정하고, 상기 전체수신 전력에서 상기 추정된 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 뺀 차로 계산된 신호영역의 신호 전력을 이용하여, 상기 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR)를 계산하는 비율 계산부를 포함함을 특징으로 한다.
또한 본 발명에 따른 채널 값이 부반송파의 개수보다 소정 비율 이하로 작게 설계되는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신 신호의 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR : Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하는 방법은 상기 수신 신호를 역 고속 퓨리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)하는 과정과, 윈도우를 이용하여 상기 역 고속 퓨리에 변환된 수신 신호로부터 신호 영역을 제거하여 잡음 영역의 신호를 추출하는 과정과, 상기 윈도우로부터 상기 잡음 영역의 신호를 입력받아 간섭 및 잡음 신호 전력을 계산하는 과정과, 상기 수신 신호의 전체 수신 전력을 계산하는 과정과, 상기 제1 전력 계산부에서 계산된 잡음 영역의 간섭 및 잡음신호 전력을 이용하여 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 추정하고, 상기 전체수신 전력에서 상기 추정된 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 뺀 차로 계산된 신호영역의 신호 전력을 이용하여, 상기 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR)를 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 또한 하기 설명에서는 구체적인 특정(特定) 사항들이 나타나고 있는데, 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐 이러한 특정 사항들 없이도 본 발명이 실시될 수 있음은 이 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 자명하다 할 것이다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.
상기한 바와 같이 종래 채널 추정치를 이용한 CINR을 추정 방법은 CINR의 추정치 오차가 큰 문제점이 있었다. 따라서 본 발명에서는 이를 보완하기 위해 제1 실시 예로 역 고속 퓨리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)을 이용하여 CINR을 추정하는 방법과, 제2 실시 예로 FIR 필터를 이용하여 CINR를 추정하는 방법이 설명될 것이다. 그리고 이러한 CINR의 추정 방법이 채널 추정기와 함께 구 현되는 경우에 대하여 살펴볼 것이며, 그 구현 예에 대하여도 설명할 것이다. 아울러, 본 발명에 따른 방법으로 CINR을 추정한 경우의 성능을 시뮬레이션 결과 등을 토대로 하여 설명하기로 한다.
상기한 바와 같은 2가지 실시 예는 모두 하기의 원칙에 따라 CINR을 추정한다.
첫째, 본 발명에 따른 CINR 추정 방법에서는 간섭 및 잡음 전력의 추정치
Figure 112006022595351-pat00045
을 먼저 계산한다.
둘째, 상기 계산된 간섭 및 잡음 전력의 추정치를 이용하여 신호 전력의 추정치
Figure 112006022595351-pat00046
를 계산한다.
이러한 방법을 통해 CINR을 추정하면, 간섭 및 잡음 전력에 의해 바이어스된 신호 전력을 추정하는 문제점을 해결할 수 있다. 또한 신호 전력과 잡음 전력을 보다 정확히 추정함으로써 CINR을 보다 정확하게 추정할 수 있다.
1. 제1 실시 예 - IFFT를 이용한 CINR 추정 방법
종래 기술에서 설명한 상기 <수학식 4>의
Figure 112006022595351-pat00047
를 N-point 역 이산 퓨리에 변환(IDFT : Inverse Discrete Fourier Transform), 즉 역 고속 퓨리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)하면 하기 <수학식 8>의 시간 영역의 신호를 얻는다.
Figure 112006022595351-pat00048
역 이산 퓨리에 변환은 신호의 전력을 보존하므로,
Figure 112006022595351-pat00049
는 신호 전력이 되고,
Figure 112006022595351-pat00050
의 전력은 간섭 및 잡음 전력
Figure 112006022595351-pat00051
이 된다. 그리고 상기 <수학식 8>의 IFFT 처리된 신호를 이용하여 CINR을 하기 <수학식 9>와 같이 계산할 수 있다.
Figure 112006022595351-pat00052
그런데, 일반적으로 OFDMA 방식의 경우 채널 길이(L)가 부반송파의 개수(N)보다 극히 작게
Figure 112006022595351-pat00053
시스템이 설계되므로, 상기 <수학식 8>은 하기 <수학식 10>과 같이 정리될 수 있다.
Figure 112006022595351-pat00054
상기 <수학식 10>에서 채널 값(L)이 부반송파의 개수(N)보다 극히 작게 예를 들어 1/8 또는 1/16로 설계되므로 n의 값이
Figure 112006022595351-pat00055
까지의 샘플 시간 구간에서는 주로 신호(Carrier) 성분을 포함하고 있으며, n의 값이
Figure 112006022595351-pat00056
까지의 샘플 시간 구간에서는 신호 성분을 포함하지 않는다.
그러면 도 2를 참조하여 역 이산 퓨리에 변환된 신호에서 신호 영역과, 간섭 및 잡음 영역(이하, "잡음 영역")에 대하여 살펴보기로 한다. 도 2는 부반송파의 개수(N) = 1024이고, 채널 길이(L) = 128인 경우 역 이산 퓨리에 변환을 수행한 경우 신호 영역(210)과, 잡음 영역(220)을 시뮬레이션 하여 도시한 도면이다.
상기 도 2에서 도시한 바와 같이 역 이산 퓨리에 변환된 신호
Figure 112006022595351-pat00057
은 샘플 타임(sample time)에서 L-1까지의 신호 영역
Figure 112006022595351-pat00058
(210)과 L부터의 잡음 영역
Figure 112006022595351-pat00059
(220)으로 구별됨을 알 수 있다. 따라서, 간섭 및 잡음 영역(220)의 신호는 전체 샘플 시간 구간에서 윈도우를 이용하여 신호 영역(210)에 해당하는 샘플 시간 구간을 제거하면 추출할 수 있다. 이를 통해 잡음 영역(220)의 전력을 계산할 수 있다.
상기 계산된 잡음 영역(220)의 전력을 이용하면, 도 2에서 신호 영역
Figure 112006022595351-pat00060
(210)과, 잡음 영역
Figure 112006022595351-pat00061
(220)을 포함하는 전체 구간의 간섭 및 잡음 전력(power)을 추정할 수 있다.
이와 같은 방법에 의해 계산되는 전체 구간의 간섭 및 잡음 전력(power)은 하기 <수학식 11>과 같은 방법으로 계산된다.
Figure 112006022595351-pat00062
그리고, 신호 영역(210)의 전력은 전체 수신 신호 전력에서 상기 <수학식 11>을 통해 계산된 전체 구간의 간섭 및 잡음 전력의 차를 계산함으로써 하기 <수학식 12>와 같이 얻을 수 있다.
Figure 112006022595351-pat00063
그러므로 최종적인 채널 추정 값은 하기 <수학식 13>과 같이 계산된다.
Figure 112006022595351-pat00064
도 3은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 IFFT 처리(필터)를 이용한 CINR 추정 장치의 구성을 나타낸 블록 구성도이다. 이하 도 3을 참조하여 본 발명에 따른 IFFT 처리(필터)를 이용한 CINR을 추정하기 위한 블록 구성 및 동작에 대하여 상세히 살펴보기로 한다.
먼저 상기 도 3에서 수신 신호는 상술한 도 1의 신호 합성기(170)로부터 출력된 신호이다. 상기 신호 합성기(170)로부터 출력된 신호는 IFFT 처리부(301)로 입력된다. 상기 IFFT 처리부(301)는 수신 신호를 역 고속 퓨리에 변환하여 출력한다. 이때 IFFT 처리부(301)의 출력 신호는 동일한 두 개의 신호로 분기되어 하나의 신호는 신호 영역 제거 윈도우(303)를 통해 제1 전력 계산부(305)로 입력되며, 다른 하나의 신호는 제2 전력 계산부(307)로 입력된다. 상기 신호 영역 제거 윈도우(303)는 상기 도 2에서 살핀 바와 같이 신호 영역(210)인 0부터 L-1까지의 샘플 시간 구간을 제거하기 위한 윈도우가 된다. 그러면 결과적으로 도 2의 간섭 및 잡음 신호가 존재하는 간섭 및 잡음 영역(220)의 신호만이 출력된다. 이와 같이 신호 영역 제거 윈도우(303)를 통해 신호 영역(210)이 제거된 출력 신호는 제1 전력 계산부(305)로 입력된다. 상기 제1전력 계산부(305)는 상기 신호 영역 제거 윈도우(303)로부터 출력된 신호의 전력을 계산하여 비율 계산부(309)로 출력한다.
한편, 상기 제2 전력 계산부(307)는 전체 수신 신호 전력을 계산한다. 즉, 상기 도 2에 도시한 신호 영역(210)과 잡음 영역(220)에 존재하는 전체 수신 신호의 전력을 계산하여 비율 계산부(309)로 출력한다. 그러면 상기 비율 계산부(309)는 간섭 및 잡음만이 존재하는 잡음 영역(220)의 신호 전력과 전체 수신 신호 전력을 입력받아 상기 <수학식 12>, <수학식 13>과 같이 전체 수신 신호 전력에서 간섭 및 잡음 전력의 차를 계산하여 CINR을 계산할 수 있다. 이와 같이 상기 비율 계산부(309)에서 계산된 신호 대 잡음의 전력비는 본 발명에 따른 CINR 추정값으로 사용한다.
2. 제2 실시 예 - 밴드 패스 필터를 이용한 CINR 추정 방법
역 고속 퓨리에 변환(IFFT)은 하드웨어 구현시 복잡도와 시간 지연을 크게 증가시킨다. 그러므로 본 발명의 제2 실시 예에서는 이런 단점을 보완하기 위하여 밴드 패스 필터를 이용하여 CINR을 계산할 수 있는 추정기를 제안한다. 수신된 신호를 주파수 영역에서 신호를 처리하는 경우 CINR 또는 채널 추정을 위한 IFFT 과정을 제거할 수 있게 된다. 즉 전술한 <수학식 4>에서
Figure 112006022595351-pat00065
를 계산하기 위해 패스 밴드가 예컨대, [128~1023]의 부반송파(전체 부반송파의 개수를 1024로 가정할 경우) 대역을 가지는 이상적 밴드 패스 필터
Figure 112006022595351-pat00066
를 통과시켜 에너지를 계산하면 잡음 영역의 전력을 계산할 수 있다. 또한 패스 밴드가 예컨대, [0~127]의 부 반송파 대역을 가지는 이상적 밴드 패스 필터
Figure 112006022595351-pat00067
를 사용하여 상기 필터의 전력을 구하면, 신호 전력을 얻을 수 있다.
본 실시 예에서는 이를 이용하여 IFFT 방법과 동일한 원리로, CINR을 추정할 수 있다. 이상적 밴드 패스 필터를 사용하는 경우 IFFT에 비해 그 계산량이 크지만, 적절히 근사화된 M 탭 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 밴드 패스 필터로 사용하면 계산량을 감소시킬 수 있다.
Figure 112006022595351-pat00068
를 채널의 신호 영역을 차단 밴드(Stopband)로, 잡음 영역을 패스 밴드로 가지는 M 탭 FIR 밴드 패스 필터라고 가정하면, 채널 성분은 상기 FIR 밴드 패스 필터에 의하여 제거되므로, 그 출력은 하기 <수학식 14>와 같이 근사화할 수 있다.
Figure 112006022595351-pat00069
상기 <수학식 14>에서 계산된
Figure 112006022595351-pat00070
의 전력은 하기 <수학식 15>와 같은 관계를 가진다.
Figure 112006022595351-pat00071
상기 <수학식 15>는 결과적으로, 필터 출력 전력을 측정함으로써, 간섭 및 잡음 전력을 측정할 수 있다는 것을 의미한다. 즉, 간섭 및 잡음 전력의 추정치는 상기 <수학식 14>와 상기 <수학식 15>로부터 하기 <수학식 16>과 같이 계산된다.
Figure 112006022595351-pat00072
상기 <수학식 16>과 같이 간섭 및 잡음 전력의 추정치를 계산하였으므로, 전술한 <수학식 13>을 이용하여 최종적으로 CINR을 계산할 수 있다. 또한 CINR을를 계산할 때, 상기 <수학식 16>의 계산량이 크기 때문에 계산량 감소를 위해 모든
Figure 112006022595351-pat00073
를 사용하지 않고 하기 <수학식 17>과 같이 적절한 스케일링(Scaling)을 통하여 P개의 샘플만을 사용하여 계산량을 줄일 수 있다.
Figure 112006022595351-pat00074
도 4는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 사용 가능한 두 가지 형태의 밴드 패스 필터(BPF)에 대한 시간 영역 응답 특성의 시뮬레이션 결과도이다.
상기 도 4에서 첫 번째 밴드 패스 필터에 대한 시간 영역 응답 특성 곡선은 참조부호 430으로 하나의 탭(tap)을 가지는 필터이다. 상기 하나의 탭을 가지는 밴드 패스 필터는
Figure 112006022595351-pat00075
와 같이 표현할 수 있다. 그러므로
Figure 112006022595351-pat00076
이고,
Figure 112006022595351-pat00077
이 되는 경우이다.
그러면 상기한 첫 번째 밴드 패스 필터에 대한 시간 영역 응답 특성을 설명하기 위해 평탄 채널(Flat Channel)을 고려하기로 한다. 이러한 평탄 채널에서 채널 응답 특성은
Figure 112006022595351-pat00078
로 k에 대하여 불변한다. 따라서 종래 기술에서 설명한 <수학식 4>는 상기 채널 응답 특성에 의거하여 하기 <수학식 18>과 같이 다시 정리할 수 있다.
Figure 112006022595351-pat00079
이때, 하나의 탭을 가지고
Figure 112006022595351-pat00080
의 계수를 사용하는 필터를 이용하여 상기 <수학식 18>을 계산하면, 그 출력은 하기 <수학식 19>와 같이 계산된다.
Figure 112006022595351-pat00081
상기 <수학식 19>와 같은 계산에 따라 필터 출력에는 신호 성분 즉 채널 성분은 완전히 제거되고, 간섭 및 잡음들의 합으로 이루어지게 된다. 여기서
Figure 112006022595351-pat00082
은 필터 자체의 전력을 고려한 정규화(Normalization) 값을 나타낸다.
다음으로 상기 도 4에서 두 번째 밴드 패스 필터에 대한 시간 영역 응답 특성 곡선은 참조부호 420으로 2개의 탭(tap)을 가지는 필터이다. 상기 2개의 탭을 가지는 밴드 패스 필터는
Figure 112006022595351-pat00083
와 같이 표현할 수 있다. 그러므로
Figure 112006022595351-pat00084
이다. 상기 2개의 탭을 사용하는 필터의 경우에도
Figure 112006022595351-pat00085
은 필터 자체의 전력을 고려한 정규화 값이며, 필터를 이용한 계산은 상술한 <수학식 18> 및 <수학식 19>와 같은 방법으로 계산할 수 있다. 또한 상기 도 4에서 알 수 있는 바와 같이 탭의 개수가 많아질수록 밴드 패스 필터의 응답 특성이 향상되는 것을 알 수 있다. 그러나 탭의 수가 많아지면 그만큼 계산량이 증가하게 된다. 따라서 밴드 패스 필터의 응답 특성과 계산량을 고려하여 적절한 값으로 필터를 설계하는 것이 바람직하다.
도 5는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 FIR 필터를 이용한 CINR 추정 장치의 구성을 나타낸 블록 구성도이다. 이하 도 5를 참조하여 본 발명에 따른 CINR 장치의 구성 및 그 동작에 대하여 살펴보기로 한다.
상기 수신 신호는 전술한 도 3에서와 같이 종래 기술의 신호 합성기(170)로부터 출력된 신호이다. 이와 같이 출력된 신호는 동일한 두 개의 신호 분기된다. 그 중 하나의 신호는 제1 밴드 패스 필터(501)로 입력된다. 상기 제1 밴드 패스 필터(501)는 앞에서 설명한 M개의 탭을 가지는 FIR 필터로 구성할 수 있다. 즉, 간섭 및 잡음 신호를 추출하는
Figure 112006022595351-pat00086
필터이다. 그러므로 상기 제1 밴드 패스 필터(501)에서 출력되는 신호는 신호 성분이 제외된 간섭 및 잡음 신호만이 출력된다. 상기 제1 밴드 패스 필터(501)로부터 출력된 신호는 제1 전력 계산부(503)로 입력되어 간섭 및 잡음 신호의 전력이 계산된다.
한편, 상기 두 개의 신호로 분기된 수신 신호 중 나머지 하나의 신호는 제2 밴드 패스 필터(511)로 입력된다. 상기 제2 밴드 패스 필터(511)는 신호 영역인 0~127의 부반송파 대역에서 신호 성분을 추출하는 밴드 패스 필터이다. 제2 밴드 패스 필터(511)에 의해 신호 영역의 신호들만 추출되면 제2 전력 계산부(513)에서 신호 영역의 전력이 계산된다.
이와 같이 제1 전력 계산부(503)와 제2 전력 계산부(513)에서 계산된 전력은 비율 계산부(521)에서 신호 성분의 전력과 간섭 및 잡음 성분의 전력의 비율을 계산하여 출력한다. 이와 같이 출력된 값은 CINR을 CINR 추정 값으로 사용된다.
또한 도 2에서 제2 밴드 패스 필터(511)를 구비하지 않고, 도 3과 같은 형태로 도 5의 CINR 추정 장치를 구성할 수도 있다. 이 경우 상기 제2 전력 계산부(513)는 전체 수신 전력을 계산하여 비율 계산부(521)로 출력한다. 그러면 상기 비율 계산부(521)는 제1 전력 계산부(503)로부터 간섭 및 잡음 전력을 입력받고, 제2 전력 계산부(513)로부터는 전체 수신 전력을 입력받아 상기 <수학식 12>, <수학식 13>과 같이 전체 수신 전력에서 간섭 및 잡음 전력의 차를 계산하여 CINR을 계산할 수 있다. 이와 같이 상기 비율 계산부(521)에서 계산된 신호 대 잡음의 전 력비는 본 발명에 따른 CINR 추정값으로 사용한다.
3. 채널 추정기와 본 발명에 따른 CINR 추정기의 연동 방안
그러면 이상에서 본 발명에 따른 CINR 추정기에 대한 2 가지 실시 예를 채널 추정기와 연동시키는 방안에 대해살펴보기로 한다.
이상에서 상술한 역 고속 퓨리에 변환(IFFT) 또는 FIR 필터를 이용한 CINR 추정 방법은 채널 추정기와 연동하여 효과적으로 구현할 수 있다.
먼저, 기존의 IFFT 채널 추정기의 경우,
Figure 112006022595351-pat00087
의 신호 구간
Figure 112006022595351-pat00088
로부터 시간영역 채널응답
Figure 112006022595351-pat00089
의 추정치를 얻을 수 있다. 또한 상기 신호 구간의 값을 고속 퓨리에 변환(FFT)하면 주파수 영역의 채널 추정치
Figure 112006022595351-pat00090
를 얻을 수 있다. 본 발명에 따른 CINR 추정기는
Figure 112006022595351-pat00091
에서
Figure 112006022595351-pat00092
구간의 전력을 먼저 구하는 것이므로, IFFT을 이용한 채널 추정 과정 중에 얻어지는
Figure 112006022595351-pat00093
을 사용하면, CINR 추정기의 구현을 위해 추가적인 하드웨어가 거의 필요하지 않게 된다. 그러면 이에 대하여 살펴보기로 한다.
또한 FIR 필터를 이용하여 CINR을 추정하는 경우 채널 추정기에서 필요로 하는 필터를 이용하면, CINR 추정기를 효과적으로 구현하는 것이 가능하다. 왜냐하면, 앞의 도 5에서 설명한 바와 같이 제2 밴드 패스 필터(511)는 신호 구간의 성분 을 추출하기 위한 FIR 필터이기 때문이다. 즉, 상기 신호 구간의 성분을 추출하기 위한 FIR 필터의 출력 값은 채널 추정을 위한 필터로 동시에 사용이 가능하기 때문이다. 이는 상기 FIR 필터가 신호 구간의 성분을 추출하기 위하여 신호 구간을 패스 밴드(Passband)로 가지는 저대역 필터를 사용하고 있기 때문에 가능한 것이다. 따라서, 별도의 FIR 밴드 패스 필터를 사용하지 않고, 채널 추정기에 사용되는 저대역 필터계수를 적절히 모듈레이션하여 구현하면 채널 추정기용 필터를 이용하여서 CINR의 추정에 사용할 수 있다.
그러면 이와 같이 하나의 필터를 이용하여 채널 추정과 CINR을 추정하는데 동시에 사용하기 위한 방법을 좀 더 구체적으로 살펴보기로 한다.
상기 도 5에 도시한 제2 밴드 패스 필터(511)는 신호 성분을 추출하는 필터
Figure 112006022595351-pat00094
로
Figure 112006022595351-pat00095
을 패스 밴드로 가진다. 이때, 상기 제2 밴드 패스 필터(511)를 채널 추정기에 사용되는 M 탭 FIR 필터라고 가정하자.
상기 M 탭의 FIR 필터 계수를
Figure 112006022595351-pat00096
모듈레이션하여 새로운 필터 계수
Figure 112006022595351-pat00097
를 구하고,
Figure 112006022595351-pat00098
를 적절히 선택하여
Figure 112006022595351-pat00099
를 잡음 영역을 패스 밴드로 하는 필터로 만들 수 있다. 주파수 영역의 모듈레이션은 시간 영역으로 쉬프트되어
Figure 112006022595351-pat00100
의 패스 밴드는
Figure 112006022595351-pat00101
로 이동하게 된 다. 따라서
Figure 112006022595351-pat00102
인 경우
Figure 112006022595351-pat00103
의 패스 밴드는 잡음 영역내에 있게 된다. 이때,
Figure 112006022595351-pat00104
필터에 모듈레이션을 취하기 위해서는 추가적인 곱셈이 필요하므로, 여전히 계산량이 크다.
그러나 특정한 시간 지연을 택하면, 예를 들어
Figure 112006022595351-pat00105
를 택한 경우
Figure 112006022595351-pat00106
는
Figure 112006022595351-pat00107
또는
Figure 112006022595351-pat00108
로써, (1,-1,-j,j)의 원소들로 나타낼 수 있다. 그러므로 단순히 부호 변화로써 곱셈을 대치할 수 있게 된다.
먼저 도 6의 (1,-1,1,-1)과 상기 (1,-1,-j,j)에 대해 설명하면, 저대역 필터 응답 A(k)를 시간 영역에서 N/2 만큼 이동시키면, 주파수 영역에서 하기 B(k)는 예를 들어 아래와 같이 표현된다.
Figure 112006022595351-pat00109
따라서 상기 B(k)는 A(k)에 (1 -1 1 -1)을 주기적으로 적용하여, 즉 A(k)의 부호를 바꿈으로 곱셈 연산없이도 A(k)로부터 B(k)를 구할 수 있다.
또한 저대역 필터 응답 A(k)를 시간 영역에서 N/4 만큼 이동시키면, 주파수 영역에서 하기 B(k)는 예를 들어 아래와 같이 표현된다.
Figure 112006022595351-pat00110
따라서 B(k)는 상기 A(k)에 (1 -j -1 j)을 주기적으로 적용하여, 즉 A(k)의 부호를 바꿈으로서 B(k)를 곱셈 연산없이 A(k)로부터 구할 수 있다.
도 6은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 M 탭을 가지는 FIR 필터를 구현한 회로도이다. 상기 도 6을 참조하여 살펴보면 하기와 같다.
상기 FIR 필터로 입력되는 신호는 종래 기술에서 설명한 도 1의 신호 합성기(170)의 출력 신호가 된다. 상기 입력 신호는 M 개의 지연기들(601)과 M+1개의 곱셈기들(603)로 구성된 연산부(610)에서 각각 지연 및 곱셈 연산되어 출력된다. 상기 연산부(610)의 내부에 실선으로 도시한 화살표들의 부호는 (1,1,1,1)이고, 점선으로 도시한 화살표들의 부호는 (1,-1,1,-1)이다.
상기 연산부(610)로부터 출력된 실선의 화살표들은 제1 가산기(611)에서 가산되어 주파수 영역에서의 채널 추정치
Figure 112006022595351-pat00111
를 출력한다. 그리고 상기 연산부(610)로부터 출력된 점선의 화살표들은 제2 가산기(612)에서 가산되어 주파수 영 역에서의 백색 가우시안 잡음 추정치
Figure 112006022595351-pat00112
를 출력한다.
도 6에서 제1 및 제2 전력 계산부(620, 630)는 모두 동일한 방식으로 전력을 계산한다. 여기서 전력 계산 방식은 입력 신호를 제곱하고 누적하여 덧셈을 수행하는 것으로,
Figure 112006022595351-pat00113
와 같이 표현된다. 상기 제1 전력 계산부(620)는 수신 신호의 전체 수신 전력을 계산하여 출력하고, 상기 제2 전력 계산부(630)는 간섭 및 잡음 신호의 전력을 계산하여 출력한다. 그런데, 간섭 및 잡음 신호의 경우 상기 <수학식 17>에 도시한 바와 같이 필터에 의한 전력 변화를 보상하여야만 한다.
따라서 상기 제2 전력 계산부(630)에서 계산된 간섭 및 잡음 전력 값은 스케일링 처리부(640)로 입력된다. 상기 스케일링 처리부(640)는 필터에 의한 전력 변화를 보상하기 위해
Figure 112006022595351-pat00114
의 값을 곱함으로써 스케일링을 수행한다. 이러한 과정을 통해 상기 스케일링 처리부(640)를 통해 최종 간섭 및 잡음 전력의 추정치가 계산된다. 그리고 신호 전력은 전체 수신 전력에서 간섭 및 잡음 전력을 뺀 값이므로 상기 감산기(650)에서 전체 수신 전력에서 간섭 및 잡음 전력을 뺀 차를 계산함으로써 신호 성분의 전력을 계산할 수 있다.
도 7은 본 발명의 바람직할 실시 예에 따라 채널 추정기와 CINR 추정기를 연동하는 경우에 필터들의 응답 특성을 시뮬레이션 한 그래프이다.
상기 도 7의 그래프에서 도 5의 제1 밴드 패스 필터(501)의 시간 영역에서 응답 특성은 참조부호 720으로 도시하였고, 도 5의 제2 밴드 패스 필터(511)의 시간 영역에서 응답 특성은 참조부호 710으로 도시하였으며, 참조부호 730은 시간 영역에서 채널 응답 특성을 도시한 것이다.
이때, 상기 M = 2인 경우 신호 영역을 통과시키는 제2 밴드 패스 필터(511)
Figure 112006022595351-pat00115
의 저대역 필터 탭은
Figure 112006022595351-pat00116
이다. 따라서
Figure 112006022595351-pat00117
이며,
Figure 112006022595351-pat00118
이고,
Figure 112006022595351-pat00119
이다.
만일
Figure 112006022595351-pat00120
인 경우, 상술한 두 번째 필터와 동일한 밴드 패스 필터를 얻을 수 있다. 즉, 하기 <수학식 20>과 같은 밴드 패스 필터를 얻을 수 있다.
Figure 112006022595351-pat00121
그리고, 이를 구현하기 위한 측면에서 다시 살펴보기로 한다.
채널 추정치는 하기 <수학식 21>과 같이 도시할 수 있으며, 간섭 및 잡음 성분의 신호를 추출하는 제1 밴드 패스 필터(501)의 출력은 하기 <수학식 22>와 같이 도시할 수 있다.
Figure 112006022595351-pat00122
Figure 112006022595351-pat00123
여기서 채널 추정기의 채널 추정치 살펴보면,
Figure 112006022595351-pat00124
를 계산하기 위하여
Figure 112006022595351-pat00125
의 세 가지 곱셈연산을 하게 된다. 그런데, 제1 밴드 패스 필터(501)에서 출력된 간섭 및 잡음 신호
Figure 112006022595351-pat00126
는
Figure 112006022595351-pat00127
의 합과 차로 이루어져 있다. 따라서 추가적 곱셈 없이 덧셈과 뺄셈만으로 CINR을 추정한 필터 출력을 얻을 수 있다. 즉, 도 6과 같은 형태로 CINR 추정치를 얻을 수 있다.
4. IFFT와 FIR 필터를 이용한 CINR 추정기의 성능 비교
도 8 및 도 9는 본 발명에 따른 IFFT와 FIR 필터를 이용한 경우의 CINR 추정기의 추정 성능을 비교하여 시뮬레이션 한 그래프로서, 도 8은 IFFT를 이용한 경우의 CINR 추정 성능을 나타낸 것이고, 도 9는 FIR 필터를 이용한 경우의 CINR 추정 성능을 나타낸 것이다.
상기 도 8 및 도 9에서 실험 환경은 N = 1024이며, 채널 프로 파일은
Figure 112006022595351-pat00128
의 비율로 전력이 감소한다. 각 그래프는 100 번의 반복실험을 통하여 얻어졌다. 상기 도 8 및 도 9에서 신호 영역을 이용한 CINR 추정기는 앞에서 언급되었던 바이어스가 발생하지만, 간섭구간을 이용한 경우는 바이어스 없이 CINR을 추정함을 알 수 있다. 밴드 패스 필터를 이용한 경우 제1 실시 예의 1탭 필터에 비하여 제2 실시 예의 2탭 필터가 추정 성능이 우수하다. 그 이유는 도 5의 필터 응답에서 보듯이 제1 실시 예에 따라 IFFT를 이용하여 CINR을 추정하기 위한 패스 밴드는 간섭 구간 외에 채널 구간도 포함하고 있으므로, 간섭 및 잡음 전력 추정치가 실제보다 크게 측정된다. 그 결과로 추정된 최종 CINR은 실제 값에 비하여 작은 값을 가진다. 하지만 제2 실시 예에 따라 밴드 패스 필터를 사용하여 CINR을 추정하는 것은 패스 밴드 구간이 제1 실시 예에 비해 좁고, 이에 따라 패스 밴드에 포함되는 채널 구간이 제1 실시 예에 비하여 적어진다. 따라서, 제2 실시 예의 경우 채널 구간에 의한 간섭 및 잡음 전력의 과추정(over-estimation) 정도가 제1 실시 예에 비하여 적기 때문에 실제 CINR 값에 보다 근접한 추정치를 얻을 수 있게 된다.
이상에서 상술한 바와 같이 본 발명은 OFDMA 방식의 무선 통신 시스템에서 CINR의 오차를 줄여 보다 정확한 CINR를 추정하고, 이를 통해 시스템의 효율을 개선할 수 있는 이점이 있다.

Claims (25)

  1. 채널 값이 부반송파의 개수보다 소정 비율 이하로 작게 설계되는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신 신호의 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR : Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하는 장치에 있어서,
    상기 수신 신호로부터 신호 영역을 차단하고 잡음 영역의 신호를 통과시키는 밴드 패스 필터와,
    상기 밴드 패스 필터로부터 상기 잡음 영역의 신호를 입력받아 간섭 및 잡음 신호 전력을 계산하는 제1 전력 계산부와,
    상기 수신 신호의 전체 수신 전력을 계산하는 제2 전력 계산부와,
    상기 제1 전력 계산부에서 계산된 잡음 영역의 간섭 및 잡음신호 전력을 이용하여 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 추정하고, 상기 전체수신 전력에서 상기 추정된 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 뺀 차로 계산된 신호영역의 신호 전력을 이용하여, 상기 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR)를 계산하는 비율 계산부를 포함함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 비율 계산부는 상기 전체 수신 전력과 상기 간섭 및 잡음 신호 전력간의 차를 계산하여 신호 전력을 구함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 밴드 패스 필터는 유한 임펄스 응답(FIR : Finite Impulse Response) 필터를 이용함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 유한 임펄스 응답(FIR) 필터는 채널 추정기의 필터를 이용하고,
    상기 밴드 패스 필터는 상기 유한 임펄스 응답(FIR) 필터에 소정 지연 구간을 둔 것임을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 밴드 패스 필터에 의한 상기 간섭 및 잡음 신호 전력의 변화를 보상하기 위한 스케일링 처리부를 더 포함함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 전력 계산부는 상기 신호 영역과 상기 잡음 영역을 포함하는 전체 구간에서 상기 간섭 및 잡음 신호 전력을 계산함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 장치.
  7. 채널 값이 부반송파의 개수보다 소정 비율 이하로 작게 설계되는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신 신호의 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR : Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하는 장치에 있어서,
    상기 수신 신호로부터 신호 영역을 차단하고 잡음 영역의 신호를 통과시키는 제1 밴드 패스 필터와,
    상기 수신 신호로부터 상기 잡음 영역을 차단하고 상기 신호 영역의 신호를 통과시키는 제2 밴드 패스 필터와,
    상기 제1 밴드 패스 필터로부터 상기 잡음 영역의 신호를 입력받아 간섭 및 잡음 신호 전력을 계산하는 제1 전력 계산부와,
    상기 제2 밴드 패스 필터로부터 상기 신호 영역의 신호를 입력받아 신호 전력을 계산하는 제2 전력 계산부와,
    상기 제1 전력 계산부에서 계산된 잡음 영역의 간섭 및 잡음신호 전력을 이용하여 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 추정하고, 상기 전체수신 전력에서 상기 추정된 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 뺀 차로 계산된 신호영역의 신호 전력을 이용하여, 상기 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR)를 계산하는 비율 계산부를 포함함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 밴드 패스 필터는 채널 추정기의 유한 임펄스 응답(FIR) 필 터를 이용하고,
    상기 제1 밴드 패스 필터는 상기 유한 임펄스 응답(FIR) 필터에 소정 지연 구간을 둔 것임을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 장치.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 제1 전력 계산부는 상기 신호 영역과 상기 잡음 영역을 포함하는 전체 구간에서 상기 간섭 및 잡음 신호 전력을 계산함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 장치.
  10. 채널 값이 부반송파의 개수보다 소정 비율 이하로 작게 설계되는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 채널 추정을 수행하는 단말 장치에 있어서,
    무선 신호를 수신하여 해당 사용자의 수신 신호를 추출하는 수신부와;
    상기 수신 신호의 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR : Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하는 추정기와;
    상기 추정된 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR) 값을 기지국으로 피드백 전송하는 송신부를 포함하며,
    상기 추정기는 상기 수신 신호로부터 신호 영역을 차단하고 잡음 영역의 신호를 통과시키는 밴드 패스 필터와;
    상기 밴드 패스 필터로부터 상기 잡음 영역의 신호를 입력받아 간섭 및 잡음 신호 전력을 계산하는 제1 전력 계산부와;
    상기 수신 신호의 전체 수신 전력을 계산하는 제2 전력 계산부와;
    상기 제1 전력 계산부에서 계산된 잡음 영역의 간섭 및 잡음신호 전력을 이용하여 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 추정하고, 상기 전체수신 전력에서 상기 추정된 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 뺀 차로 계산된 신호영역의 신호 전력을 이용하여, 상기 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR)를 계산하는 비율 계산부를 포함함을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 시스템의 단말 장치.
  11. 채널 값이 부반송파의 개수보다 소정 비율 이하로 작게 설계되는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신 신호의 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR : Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하는 방법에 있어서,
    상기 수신 신호로부터 신호 영역을 차단하고 잡음 영역의 신호를 밴드 패스시키는 과정과,
    상기 밴드 패스된 상기 잡음 영역의 신호를 입력받아 간섭 및 잡음 신호 전력을 계산하고, 상기 수신 신호의 전체 수신 전력을 계산하는 과정과,
    상기 계산된 잡음 영역의 간섭 및 잡음신호 전력을 이용하여 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 추정하고, 상기 전체수신 전력에서 상기 추정된 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 뺀 차로 계산된 신호영역의 신호 전력을 이용하여, 상기 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR)를 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR)를 계산하는 과정은
    상기 전체 수신 전력과 상기 간섭 및 잡음 신호 전력간의 차를 계산하여 신호 전력을 구하는 과정과,
    상기 신호 전력과 상기 간섭 및 잡음 신호 전력의 비를 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 방법.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 밴드 패스시키는 과정은 필터는 유한 임펄스 응답(FIR : Finite Impulse Response) 필터를 이용함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 유한 임펄스 응답(FIR) 필터는 채널 추정기의 필터를 이용하고,
    상기 밴드 패스시키는 과정에서 상기 유한 임펄스 응답(FIR) 필터에 소정 지연 구간을 둔 것임을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 방법.
  15. 제 11 항에 있어서,
    상기 간섭 및 잡음비(CINR)를 계산하는 과정에서
    상기 밴드 패스 동작에 의한 상기 간섭 및 잡음 신호 전력의 변화를 보상하기 위한 스케일링 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 방법.
  16. 제 11 항에 있어서,
    상기 간섭 및 잡음 신호 전력은 상기 신호 영역과 상기 잡음 영역을 포함하는 전체 구간에서 계산됨을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 방법.
  17. 채널 값이 부반송파의 개수보다 소정 비율 이하로 작게 설계되는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신 신호의 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR : Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하는 방법에 있어서,
    제1 밴드 패스 필터를 이용하여 상기 수신 신호로부터 신호 영역을 차단하고 잡음 영역의 신호를 통과시키는 과정과,
    제2 밴드 패스 필터를 이용하여 상기 수신 신호로부터 상기 잡음 영역을 차단하고 상기 신호 영역의 신호를 통과시키는 과정과,
    상기 제1 밴드 패스 필터로부터 상기 잡음 영역의 신호를 입력받아 간섭 및 잡음 신호 전력을 계산하는 과정과,
    상기 제2 밴드 패스 필터로부터 상기 신호 영역의 신호를 입력받아 신호 전력을 계산하는 과정과,
    상기 계산된 잡음 영역의 간섭 및 잡음신호 전력을 이용하여 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 추정하고, 상기 전체수신 전력에서 상기 추정된 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 뺀 차로 계산된 신호영역의 신호 전력을 이용하여, 상기 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR)를 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 밴드 패스 필터는 채널 추정기의 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 이용하고,
    상기 제1 밴드 패스 필터는 상기 유한 임펄스 응답(FIR) 필터에 소정 지연 구간을 둔 것임을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 방법.
  19. 제 17 항에 있어서,
    상기 간섭 및 잡음 신호 전력은 상기 신호 영역과 상기 잡음 영역을 포함하는 전체 구간에서 계산됨을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 방법.
  20. 채널 값이 부반송파의 개수보다 소정 비율 이하로 작게 설계되는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신 신호의 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR : Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하는 장치에 있어서,
    상기 수신 신호를 역 고속 퓨리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)하는 IFFT 처리부와,
    상기 IFFT 처리부의 출력 신호로부터 신호 영역을 제거하여 잡음 영역의 신호를 출력하는 윈도우와,
    상기 윈도우로부터 상기 잡음 영역의 신호를 입력받아 간섭 및 잡음 신호 전력을 계산하는 제1 전력 계산부와,
    상기 수신 신호의 전체 수신 전력을 계산하는 제2 전력 계산부와,
    상기 제1 전력 계산부에서 계산된 잡음 영역의 간섭 및 잡음신호 전력을 이용하여 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 추정하고, 상기 전체수신 전력에서 상기 추정된 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 뺀 차로 계산된 신호영역의 신호 전력을 이용하여, 상기 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR)를 계산하는 비율 계산부를 포함함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 장치.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 비율 계산부는 상기 전체 수신 전력과 상기 간섭 및 잡음 신호 전력간의 차를 계산하여 신호 전력을 구함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 장치.
  22. 제 20 항에 있어서,
    상기 제1 전력 계산부는 상기 신호 영역과 상기 잡음 영역을 포함하는 전체 구간에서 상기 간섭 및 잡음 신호 전력을 계산함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 장치.
  23. 채널 값이 부반송파의 개수보다 소정 비율 이하로 작게 설계되는 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 수신 신호의 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR : Carrier to Interference Noise Ratio)를 추정하는 방법에 있어서,
    상기 수신 신호를 역 고속 퓨리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)하는 과정과,
    윈도우를 이용하여 상기 역 고속 퓨리에 변환된 수신 신호로부터 신호 영역을 제거하여 잡음 영역의 신호를 추출하는 과정과,
    상기 윈도우로부터 상기 잡음 영역의 신호를 입력받아 간섭 및 잡음 신호 전력을 계산하는 과정과,
    상기 수신 신호의 전체 수신 전력을 계산하는 과정과,
    상기 계산된 잡음 영역의 간섭 및 잡음신호 전력을 이용하여 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 추정하고, 상기 전체수신 전력에서 상기 추정된 전체구간의 간섭 및 잡음전력을 뺀 차로 계산된 신호영역의 신호 전력을 이용하여, 상기 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR)를 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 방법.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 신호 대 간섭 및 잡음비(CINR)를 계산하는 과정은
    상기 전체 수신 전력과 상기 간섭 및 잡음 신호 전력간의 차를 계산하여 신호 전력을 구하는 과정과,
    상기 신호 전력과 상기 간섭 및 잡음 신호 전력의 비를 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 방법.
  25. 제 23 항에 있어서,
    상기 간섭 및 잡음 신호 전력은 상기 신호 영역과 상기 잡음 영역을 포함하는 전체 구간에서 계산됨을 특징으로 하는 신호 대 간섭 및 잡음비 추정 방법.
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