KR100800765B1 - 통신 시스템에서 ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법 - Google Patents

통신 시스템에서 ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR100800765B1
KR100800765B1 KR1020040037956A KR20040037956A KR100800765B1 KR 100800765 B1 KR100800765 B1 KR 100800765B1 KR 1020040037956 A KR1020040037956 A KR 1020040037956A KR 20040037956 A KR20040037956 A KR 20040037956A KR 100800765 B1 KR100800765 B1 KR 100800765B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
cinr
estimate
channel
error floor
error
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
KR1020040037956A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20050113354A (ko
Inventor
장재환
박윤상
송봉기
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR1020040037956A priority Critical patent/KR100800765B1/ko
Priority to US11/120,254 priority patent/US7580487B2/en
Publication of KR20050113354A publication Critical patent/KR20050113354A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100800765B1 publication Critical patent/KR100800765B1/ko
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H04B17/336—Signal-to-interference ratio [SIR] or carrier-to-interference ratio [CIR]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/022—Channel estimation of frequency response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W28/00—Network traffic management; Network resource management
    • H04W28/02—Traffic management, e.g. flow control or congestion control
    • H04W28/04—Error control
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

본 발명은 통신 시스템에서 통신시스템에서 캐리어 대 간섭 잡음비(CINR: Carrier to Interference and Noise Ratio) 추정 장치에 있어서, 수신 신호에 미리 정해진 시퀀스 값을 곱하여 채널 통과 신호를 발생하고, 발생된 채널 통과 신호를 출력하는 채널 통과기와, 슬라이딩 평균 윈도우(SAW: Sliding Average Window) 기반의 채널 추정 방식을 사용하여 채널 통과 신호로부터 SAW 채널 추정값을 산출하는 채널 추정기와, SAW 채널 추정값들을 이용해 전체 신호 파워를 구하고, 채널 통과 신호에서 SAW 추정값을 감산하여 얻어진 잡음 및 간섭 신호값을 이용하여 전체 잡음 및 간섭 파워를 구하고, 상기 전체 신호 파워와 상기 전체 잡음 및 간섭 파워를 이용하여 에러 플로어가 발생된 제 1 CINR 추정값을 산출하는 CINR 추정기와, 상기 산출된 제 1 CINR 추정값을 역으로 계산하여 CINR 추정값 오차 함수를 구하고, 상기 CINR 추정기에 의해 산출된 제 1 CINR 추정값에서 상기CINR 추정값 오차 함수 계수에 상응하여 발생되는 에러 플로어를 제거하여 에러 플로어가 발생되지 않은 제 2 CINR 추정값을 획득하는 에러 플로어 제거기를 포함한다.
OFDM/OFDMA 통신 시스템, CINR 추정 장치 및 방법

Description

통신 시스템에서 ＣＩＮＲ 추정 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ESTIMATING CARRIER TO INTERFERENCE AND NOISE RATIO IN COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 일반적인 OFDM 송신기의 구성을 나타낸 블록도
도 2는 일반적인 OFDM 수신기의 구성을 나타낸 블록도
도 3은 일반적인 CINR 추정 장치의 블록 구성도
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 CINR 추정 장치의 블록 구성도
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 CINR 추정 과정에 대한 흐름도
도 6은 일반적인 CINR 추정 장치와 본 발명의 실시 예에 따른 CINR 추정 장치에서의 CINR 추정값을 비교하여 나타낸 도면
본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM' 이라 칭하기로 함) 또는 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA' 라 칭하기로 함)을 기반으로 하는 통신시스템에서 수신 성능 척도의 하나인 캐리어 대 간섭 잡음비(CINR: Carrier to Interference and Noise Ratio, 이하 'CINR' 이라 칭하기로 함)를 추정하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
최근 유/무선 채널에서 고속의 데이터 전송에 유용한 방식으로 사용되고 있는 직교 주파수 분할 다중 방식은 복수의 반송파를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 데이터를 병렬로 변환하고, 이들 각각에 대해 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(Sub Carrier) 즉, 서브 채널(Sub Channel)로 변조하여 전송하는 방식을 말한다.
이러한 직교 주파수분할 다중방식은 디지털/오디오 방송, 디지털 TV, 무선 근거리 통신망(WLAN: Wireless Local Area Network), 무선 비동기 전송 모드(WATM: Wireless Asynchronous Transfer Mode), 광대역 무선 접속망(BWA: Broadband Wireless Access) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 그런데 하드웨어적인 복잡도로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform, 이하 'FFT' 라 칭하기로 함)과 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT' 라 칭하기로 함)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해졌다. 이러한 직교 주파수 분할 다중 방식은 종래의 주파수 분할 다중 방식(FDM: Frequency Division Multiplexing)과 유사하나 무엇보다도 다수 개의 부반송파간 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송 시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가지며, 또한 주파수 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(Multi path fading)에 강한 특성이 있다. 또한, 직교 주파수 분할 다중 방식은 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용함으로써 주파수 선택적 페이딩에 강하고 보호구간을 이용하여 심벌간 간섭 영향을 줄일 수 있으며, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며 그리고 임펄스성 잡음에 강하다는 장점이 있다.
이러한 OFDM/OFDMA(이하 'OFDM' 이라 칭하기로 함) 시스템에서는 적응 전력 제어나 적응 변복조 등에 없어서는 안 될 파라미터인 채널 신호 품질, 예를 들어 CINR을 측정해야 한다. 적응 전력 제어나 적응 변복조 장치는 상기 측정한 CINR값을 이용하여 채널 품질에 따라 전력을 제어하고, 변복조 레벨을 조절한다. 이때 CINR은 각 부반송파의 신호 파워의 총합을 잡음과 간섭 파워의 총합으로 나눈 값으로 정의되며 OFDM 시스템에서의 채널 품질 판단의 척도가 되는 값이다.
OFDM 시스템에서 슬라이딩 평균 윈도우(SAW: Sliding Average Window, 이하 'SAW' 라 칭하기로 함)를 이용하여 채널을 추정하는 경우 일반적으로 SAW 채널 추정값의 절대값의 제곱이 곧 파워가 되므로 전체 신호 파워는 SAW 채널 추정값들의 절대값의 제곱의 합으로 구해진다. 또, 각 부반송파의 수신신호로부터 SAW 채널 추정값을 빼면 잡음과 간섭신호만 남게 되고 이 값들의 절대값의 제곱의 합이 곧 잡음 및 간섭 파워의 합이 된다. 따라서 SAW를 이용하여 채널을 추정하는 OFDM 시스템에서의 CINR은 SAW 채널 추정값들의 절대값의 제곱의 합을 잡음 및 간섭 파워의 합으로 나눈 값으로 구해진다.
그런데 SAW 채널 추정값들은 정확한 값이 아니기 때문에 이러한 부정확한 SAW 채널 추정값을 이용하여 CINR 추정값을 구하면 CINR 추정값이 실제 CINR보다 높게 나타나는 에러 플로어(Error Floor) 현상이 나타나게 되어 CINR값을 정확하게 추정하지 못하게 되는 문제점이 있다. 또한 이와 같이 정확하지 않은 CINR 추정값은 적응 전력 제어(APC: Adaptive Power Control)기나 적응 변복조(AMC: Adaptive Modulation and Coding)기의 성능을 저하키는 문제점이 있다.
따라서 본 발명의 목적은 일반적인 CINR 추정값에서 SAW 채널 추정값의 부정확함으로 인해 발생한 에러 플로어 값을 제거하여 보다 정확한 CINR을 추정하는 CINR 추정 장치 및 방법을 제공하는 데 있다.
상기한 목적에 따라, 본 발명은 캐리어 대 간섭 잡음비(CINR: Carrier to Interference and Noise Ratio, 이하 'CINR' 이라 칭하기로 함) 추정 장치에 있어서, 수신 신호에 미리 정해진 시퀀스(sequence) 값을 곱하여 채널 통과 신호를 출력하는 채널 통과기와, 슬라이딩 평균 윈도우(SAW: Sliding Average Window, 이하 'SAW' 라 칭하기로 함) 방식의 채널 추정 방식을 사용하여 채널 통과 신호로부터 SAW 채널 추정값을 산출하는 채널 추정기와, SAW 채널 추정값들을 이용해 전체 신호 파워를 구하고, 채널 통과 신호에서 SAW 추정값을 감산하여 얻어진 잡음 및 간섭 신호값을 이용하여 전체 잡음 및 간섭 파워를 구하여 CINR 추정값을 산출하는 CINR 추정기와, 상기 산출된 CINR 추정값을 역으로 계산하여 CINR 추정값 오차 함수를 구하고, 상기 CINR 추정기에 의해 산출된 CINR 추정값에서 상기 CINR 추정값 오차 함수의 계수에 상응하여 발생되는 에러 플로어를 제거하여 에러 플로어가 발생되지 않은 실제 CINR 추정값을 획득하는 에러 플로어 제거기를 포함한다.
또한 본 발명은 CINR 추정 방법에 있어서, 수신 신호에 송수신단 사이에 미리 정해진 시퀀스 값을 곱한 채널 통과 신호로부터 SAW 방식의 채널 추정 방식을 사용하여 SAW 채널 추정값을 산출하는 제1 과정과, 상기 채널 통과 신호에서 SAW 채널 추정값을 감산하여 잡음 및 간섭 신호값을 산출하는 제2 과정과, 상기 산출된 SAW 채널 추정값들을 이용하여 전체 신호 파워를 구하고, 잡음 및 간섭 신호값을 이용하여 전체 잡음 및 간섭 파워를 구하여 CINR 추정값을 산출하는 제3 과정과, 상기 산출된 CINR 추정값을 역으로 계산하여 CINR 추정값 오차 함수를 구하는 제4 과정과, 상기 제 3 과정에서 산출된 CINR 추정값에서 상기 제 4 과정의 CINR 추정값 오차 함수의 계수에 상응하여 발생되는 에러 플로어를 제거하여 에러 플로어가 발생되지 않은 실제 CINR 추정값을 획득하는 제5 과정을 포함한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예들을 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 도면들 중 동일한 구성 요소들은 가능한 한 어느 곳에서든지 동일한 부호들로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 또한 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다.
도 1은 일반적인 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM' 라 칭하기로 함) 송신기의 구성을 나타낸 블록도이다. 도 1을 참조하면, OFDM 송신기(100)는 파일럿/프리앰블 삽입기(121), 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT' 라 칭하기로 함)기(123), 병렬/직렬 변환기(125), 보호구간 삽입기(127), RF 처리기(131) 및 안테나(133)를 포함한다.
파일럿/프리앰블 삽입기(121)는 다수개의 서브 채널들과 직교 주파수 분할 다중 통신시스템에 설정되어 있는 파일럿 심볼 또는 프리앰블을 발생하고, 상기 발생한 파일럿 심볼을 다수개의 서브 채널들, 즉 데이터 심볼들에 삽입한다. 여기서, 파일럿 심볼을 데이터 심볼이 전송되는 서브 채널과 함께 삽입하여 전송하는 이유는 채널 추정(channel estimation)을 위해서이며, 파일럿 서브 채널은 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템상에서 그 전송 위치가 미리 규약되어 있다. 또한 상기 발생한 프리앰블은 하나의 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA' 라 칭하기로 함) 심볼 형태로 프레임의 앞쪽에 주로 위치한다. 본 발명의 바람직한 실시예에서 사용하는 파일럿 심볼들 또는 프리앰블들은 기지국마다 다른 시퀀스를 사용하여, 기지국간에는 직교에 가까울수록 본 발명의 성능에 효과적이다. 이때 파일럿 신호는 미리 설정되어 있는 시퀀스를 가지며 편의상 2진 위상 편이 방식(BPSK: Binary Phase Shift Keying, 이하 'BPSK' 라 칭하기로 함) 변조를 사용한다고 가정한다. 따라서 여기서 사용하는 파일럿 시퀀스는 복소수 신호 '1'과 복소수 신호 '-1'의 조합으로 구성된다고 볼 수 있다.
IFFT기(123)는 입력받은 복수 개의 서브 채널에 대하여 역 푸리에 변환을 한 후 병렬/직렬 변환기(125)에 출력한다. 병렬/직렬 변환기(125)는 입력된 병렬 신호를 직렬 신호로 바꾸어 보호구간 삽입기(127)로 출력한다. 보호구간 삽입기(127)는 IFFT기(123)에서 출력한 서브 채널들간 심볼 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 등의 영향을 감소시키기 위한 보호 구간(Guard Interval)을 삽입한 후 RF 처리기(131)로 출력한다. RF 처리기(131)는 보호 구간 삽입기(127)로부터 입력받은 채널 데이터를 무선 채널로 안테나(133)를 통해 전송한다.
도 2는 일반적인 CINR 추정 장치를 포함하는 OFDM 수신기의 구성을 나타낸 블록도이다. 도 2를 참조하면, 일반적인 CINR 추정 장치(250)를 포함하는 OFDM 수신기(200)는 안테나(211), RF 처리기(213), 보호 구간 제거기(215), 직렬/병렬 변환기(217), 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform, 이하 'FFT기' 라 칭하기로 함)기(219), 등화기(221), CINR 추정 장치(250)를 포함한다.
RF 처리기(213)는 안테나(211)를 통해 수신되는 무선 채널로부터의 채널 데이터를 보호 구간 제거기(215)로 출력한다. 보호 구간 제거기(215)는 수신된 채널 데이터로부터 보호 구간을 제거한다. 직렬/병렬 변환기(217)는 보호 구간이 제거된 직렬 형태의 정보 데이터 및 잉여 데이터에 대해 복수 개의 병렬 형태의 데이터로 변환하여 FFT기(219)로 출력한다. FFT기(219)는 병렬 형태의 정보 데이터 및 잉여 데이터를 각각 고속으로 푸리에 변환하고, 푸리에 변환된 데이터를 출력한다. 등화기(221)는 푸리에 변환된 정보 데이터 및 잉여 데이터의 채널에 의한 신호 왜곡을 제거하고, 신호 왜곡이 제거된 데이터를 출력한다. CINR 추정기(225)는 FFT기(219)로부터의 출력 데이터에 미리 정해진 시퀀스를 곱하여 각 채널 통과 데이터를 산출하고, SAW 방식의 채널 추정 방식으로 채널 상태를 추정하여 채널 추정값을 산출하며, 채널 통과 데이터와 채널 추정값을 이용하여 CINR 추정값을 산출한다.
도 3은 일반적인 CINR 추정 장치(250)의 구체적인 블록 구성도이다. 도 3을 참조하면 일반적인 CINR 추정 장치(250)는 채널 통과기(222), 채널 추정기(223), CINR 추정기(225)로 구성된다.
채널 통과기(222)는 FFT기(219)로부터의 출력 데이터에 미리 정해진 시퀀스(예컨대, PN(Pseudo Noise) 또는 직교성을 가지는 시퀀스)를 곱하여 각 채널 통과 데이터를 산출한다. 실제로는 나누는 것이 보다 정확한 표현이겠으나 1 또는 -1의 값이므로 결과는 동일하다. 이때 FFT기(219)로부터의 출력 신호는 하기 <수학식1>과 같이 복소평면 상의 한 점으로 나타낼 수 있다.
Figure 112004022624408-pat00001
여기서,
Figure 112007009583017-pat00002
= FFT기(219)에서 출력된 k 번째 출력 신호, 즉 k 번째 부반송파에서 수신된 잡음과 간섭 신호가 섞인 신호,
Figure 112007009583017-pat00003
= k 번째 부반송파에 해당하는 채널값(FFT기(219)로부터의 푸리에 변환된 데이터),
Figure 112007009583017-pat00004
= k 번째 부반송파에 송신된 시퀀스 값(1 또는 -1로 표현할 수 있는 BPSK 신호), nk = k 번째 부반송파에 포함된 잡음과 간섭 신호의 합이다. 채널 통과기(222)는 상기 FFT기(219)에서 출력된 k 번째 출력신호
Figure 112007009583017-pat00005
에 k 번째 부반송파에 수신된 시퀀스 값을 곱하여 k 번째 채널 통과 데이터인
Figure 112007009583017-pat00006
Figure 112007009583017-pat00007
를 산출한다.
채널 추정기(223)는 송수신 시 발생하는 채널 열화로 인한 주파수 도메인 상에서의 위상, 진폭의 일그러짐에 따른 채널 상태를 추정하기 위해 SAW 방식의 채널 추정 방식을 사용하여 SAW 채널 추정값(
Figure 112004022624408-pat00008
)을 산출한다. SAW 채널 추정 방식은 평균 윈도우(Average Window)를 통해 상기 채널 통과기(222)로부터 출력된 채널 통과 데이터들을 모두 합하고, 이를 다시 평균 윈도우 크기로 나누어 채널을 추정하는 방식이다. 평균 윈도우 크기가 2W+1이라고 가정하면 SAW 채널 추정값(
Figure 112004022624408-pat00009
)은 하기< 수학식2>를 통해 얻어질 수 있다.
Figure 112004022624408-pat00010
즉, k 번째 부반송파의 좌우로 각각 W개의 부반송파에서 수신된 신호
Figure 112007009583017-pat00011
에다가 각각 해당하는 시퀀스 값
Figure 112007009583017-pat00012
를 곱해서 얻은 각각 채널 통과 데이터들
Figure 112007009583017-pat00013
Figure 112007009583017-pat00014
의 평균을 구한 값이 바로 SAW 채널 추정값(
Figure 112007009583017-pat00015
)이 된다. 이와 같이 채널 추정값을 구할 수 있는 이유는 부반송파 k의 채널값과 인접한 부반송파의 채널값들 즉 Hm (m = k-W, ..., k+W)이, W 값이 채널의 주파수 선택 특성(Frequency Selectivity)에 비해 작을 경우, 거의 같다는 물리적인 성질 때문이다. 또 한 가지 이유는 간섭 및 잡음 신호가, W 값이 클 경우, 평균이 0인 정규분포(Gaussian distribution)를 따른다는 물리적인 성질 때문에 평균을 취할 경우 서로 상쇄된다는 성질을 이용한 것이다. 본 발명에서 제기하는 문제인 에러 플로어 현상이 생기는 원인은 하기 두가지 가정하에서 설명될 수 있다. 첫번째 가정은 주변 부반송파들이 동일 채널을 가지는 경우로서, 윈도우 크기가 작은 경우이다. 반면, 두번째 가정은 간섭 및 노이즈가 평균이 0인 정규분포를 가지는 경우로서 윈도우 크기가 큰 경우이다. 그러므로 윈도우 크기는 너무 작거나 너무 크지 않은 값을 가져야 한다.
만일, 좌우에 Wl개와 Wr개의 부반송파를 이용할 경우 <수학식 2>는 다음과 같은 <수학식 2a>가 된다.
Figure 112004022624408-pat00016
CINR 추정기(225)는 각 부반송파의 신호 파워의 총합을 잡음과 간섭 파워의 총합으로 나눈 값인 CINR 추정값을 산출한다. 이에 따라 CINR 값은 하기 <수학식3>에 의해 얻어질 수 있다.
Figure 112004022624408-pat00017
이때 <수학식3>의
Figure 112004022624408-pat00018
가 1 또는 -1로 표현할 수 있는 BPSK 신호인 점을 이용하면 CINR 값은 하기 <수학식4>와 같이 얻어질 수 있다.
Figure 112004022624408-pat00019
수학식4를 참조하면, SAW를 이용하여 채널을 추정하는 경우 SAW 채널 추정값의 절대값의 제곱이 곧 파워가 되므로 전체 신호 파워는 SAW 채널 추정값들의 절대값의 제곱의 합이 될 수 있다. 또한 각 부반송파의 수신신호로부터 SAW 채널 추정값을 빼면 잡음과 간섭신호만 남게 되므로 이 값들의 절대값의 제곱의 합이 곧 잡음 및 간섭 파워의 합이 될 수 있다.
CINR 추정기(225)는 <수학식4>와 같이 SAW 채널 추정값들의 절대값의 제곱의 합을 잡음 및 간섭 파워의 합으로 나누어 CINR 추정값을 산출한다.
그런데 SAW 채널 추정값들은 정확한 값이 아니기 때문에 이러한 부정확한 SAW 채널 추정값을 이용하여 CINR 추정값을 구하면 CINR 추정값이 실제 CINR보다 높게 나타나는 에러 플로어(Error Floor) 현상이 발생된다. 이와 같은 에러 플로어 현상이 발생되는 이유는 상기 CINR 추정값을 구할 때, 실제 CINR 추정값 대신 부정확한 SAW 채널 추정값을 사용하기 때문이다. 따라서 본 발명의 실시 예에서는 실제 CINR 추정값, 즉 에러 플로어가 발생되지 않은 실제 CINR 추정값을 획득하기 위해, 상기 부정확한 SAW 채널 추정값을 이용하여 산출한 CINR 추정값, 즉 에러 플로어가 발생된 CINR 추정값을 역으로 계산한다.
이하 상기 에러 플로어가 발생된 CINR 추정값을 역으로 계산하는 과정을 상기 <수학식 4>를 이용하여 설명하기로 한다. <수학식 4>의 분모에 <수학식 2>를 대입하여 풀어쓰면 하기와 같다.
즉, <수학식 4>에서
분모 =
Figure 112006014785577-pat00020
Figure 112004022624408-pat00021
와 같이 얻어질 수 있다. 상기 <수학식 4>에서는 채널값 Hk가 인접한 부반송파의 채널값들 즉 Hm (m = k-W, ..., k+W)과 거의 같다는 물리적인 성질을 이용하였다. 또한 간섭 및 잡음 신호 nk의 경우에는 k가 1 미만일 경우와 k가 N 초과일 경우의 값은 정의되지 않았으나 N 이 클 경우 그 값이 매우 적으므로 무시하였다. 한편, <수학식 4>의 분자에 <수학식 2>를 대입하여 풀어쓰면 하기와 같다.
즉, <수학식 4>에서,
분자 =
Figure 112006014785577-pat00022
Figure 112004022624408-pat00023
과 같이 얻어질 수 있다.
이와 같이 CINR 추정값의 분모 및 분자값을 이용하여 실제 CINR 추정값과의 오차함수를 구하면 하기 <수학식 5>와 같다.
Figure 112004022624408-pat00024
상기 <수학식 5>에서 CINRold는 <수학식 4>에 의해 얻어진 CINR 추정값으로서 SAW 채널 추정값의 부정확함으로 인해 에러 플로어가 발생된 값이고, 상기 <수학식5>에서 CINR은 에러 플로어가 발생되지 않은 실제 CINR 추정값이다.
보다 일반적인 경우 좌우에 각각 Wl과 Wr개의 부반송파를 이용할 경우 <수학식5>는 다음과 같은 <수학식 5a>가 된다.
Figure 112004022624408-pat00025
에러 플로어가 발생되지 않은 실제 CINR 추정값(CINRest,new)은 상기 <수학식 5>로부터 하기 <수학식 6>과 같이 얻어질 수 있다.
Figure 112004022624408-pat00026
따라서 본 발명의 실시 예에서는 <수학식 6>과 같이 얻어진 오차함수를 통해 SAW 채널 추정값을 이용하여 얻어진 에러 플로어가 발생된 CINR 추정값에서 상기 SAW 채널 추정값의 부정확함으로 인한 에러 플로어를 제거하여 에러 플로어가 발생되지 않은 실제 CINR 추정값, 즉 정확한 CINR 추정값을 산출하는 CINR 추정 장치를 제공한다.
만일, 좌우에 각각 Wl과 Wr개의 부반송파를 이용할 경우 <수학식6>는 다음과 같은 <수학식6a>가 된다.
Figure 112004022624408-pat00027
<수학식6a>에서 보는 바와 같이 Window의 크기 W가 충분히 클 경우에는 에러 플로어 현상이 생기지 않는다. 그러나 실제로는 채널의 주파수 선택 특성(Frequency Selectivity)이 나쁜 경우에는 Window의 크기를 크게 할수록 인접 부반송파의 채널값이 거의 같다는 가정을 위배하게 되므로 Window 크기를 크게 하는 데에는 한계가 있다. 그러므로 본 발명에서와 같이 에러 플로어를 제거하는 장치가 필요한 것이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 CINR 추정 장치의 블록 구성도이다. 도 4를 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 CINR 추정 장치(350)는 채널 통과기(322), 채널 추정기(323), CINR 추정기(325), 에러 플로어 제거기(330)를 포함한다.
채널 통과기(322)는 FFT기(219)에서 출력된 k 번째 출력신호
Figure 112004022624408-pat00028
에 k 번째 부반송파에 수신된 시퀀스 값을 곱하여 k 번째 채널 통과 데이터인
Figure 112004022624408-pat00029
·
Figure 112004022624408-pat00030
를 산출한다.
채널 추정기(323)는 SAW 방식의 채널 추정 방식을 사용하여 SAW 채널 추정값(
Figure 112004022624408-pat00031
)을 산출한다. 평균 윈도우 크기가 2W+1이라고 가정하면 SAW 채널 추정값(
Figure 112004022624408-pat00032
)은 전술한 <수학식2>와 같이 얻어질 수 있다.
CINR 추정기(325)는
Figure 112004022624408-pat00033
가 1 또는 -1로 표현할 수 있는 BPSK 신호인 점을 이용하여 상기 <수학식4>와 같이 CINR 추정값을 산출한다.
에러 플로어 제거기(330)는 <수학식 6>과 같이 얻어진 오차함수를 통해 상기 CINR 추정기(325)로부터 산출된 CINR 추정값에서 상기 SAW 채널 추정값의 부정확함으로 인한 에러 플로어를 제거한다. 본 발명의 실시예에 따르면 에러 플로어 제거기(330)는 제1 에러 플로어 제거부(332)와 제2 에러 플로어 제거부(334)를 포함한다. 제1 에러 플로어 제거부(332)는 <수학식 6>과 같이 얻어진 오차함수에서 1차 계수 (4W2+2W)/(2W+1)2에 의해 발생되는 제1 에러 플로어를 제거한다. 이러한 제1 에러 플로어 제거부(332)는 CINR 추정값에 상기 (4W2+2W)/(2W+1)2를 곱하는 곱셈기로 구현될 수 있다. 그리고 제2 에러 플로어 제거부(334)는 <수학식 6>과 같이 얻어진 오차함수에서 0차 계수 -{1/(2W+1)}에 의해 발생되는 제2 에러 플로어를 제거한다. 이러한 제2 에러 플로어 제거부(334)는 제1 에러 플로어 제거부(332) 출력값에 상기 1/(2W+1)를 감산하는 감산기로 구현될 수 있다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 에러 플로어가 발생되지 않은 실제 CINR 추정 과정에 대한 흐름도이다. 이하 도 1 내지 도 5를 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 상기 실제 CINR 추정 과정을 상세히 설명한다.
CINR 추정 장치(350)는 52단계에서 SAW 채널 추정 방식을 이용하여 SAW 채널 추정값을 산출한다. 즉, CINR 추정 장치(350)는 평균 윈도우(Average Window)를 통해 상기 채널 통과기(322)로부터 출력된 채널 통과 데이터들을 모두 합하고, 이를 다시 평균 윈도우 크기로 나누어 SAW 채널 추정값을 산출한다. 또한 CINR 추정 장치(350)는 54단계에서 각 채널 통과 신호에서 SAW 채널 추정값을 감산하여 잡음 및 간섭 신호값을 산출한다. 이때 각 부반송파의 수신신호로부터 SAW 채널 추정값을 빼면 잡음과 간섭신호만 남게 되는 원리를 이용한다.
상기한 바와 같이 SAW 채널 추정값들과 잡음 및 간섭 신호값을 구한 다음, CINR 추정 장치(350)는 56단계에서 상기 SAW 채널 추정값들을 이용하여 전체신호 파워를 구하고, 잡음 및 간섭 신호값을 이용하여 전체 잡음 및 간섭 파워를 구하여 CINR 추정값을 산출한다. 이때 SAW 채널 추정값의 절대값의 제곱이 곧 파워가 되므로 전체 신호 파워는 SAW 채널 추정값들의 절대값의 제곱의 합이 될 수 있다. 또한 각 부반송파의 수신신호로부터 SAW 채널 추정값을 빼면 잡음과 간섭신호만 남게 되므로 이값들의 절대값의 제곱의 합이 곧 잡음 및 간섭 파워의 합이 될 수 있다. CINR 추정기(225)는 <수학식4>와 같이 SAW 채널 추정값들의 절대값의 제곱의 합을 잡음 및 간섭 파워의 합으로 나누어 CINR 추정값을 산출한다.
따라서 상기한 바와 같이 CINR 추정값을 산출한 후, CINR 추정장치(350)는 58단계에서 상기 에러 플로어가 발생한 CINR 추정값을 역으로 계산하여 실제 CINR 추정값과의 오차 함수를 계산한다. 상기 실제 CINR 추정값의 오차 함수는 전술한 <수학식 6>과 같이 얻어질 수 있다.
CINR 추정 장치(350)는 60단계에서 <수학식 6>과 같은 CINR 추정값의 오차함수의 계수를 구하고, CINR 추정값에서 오차 함수 계수에 의해 발생되는 에러 플로어를 제거하여 출력한다.
전술한 바와 같이 본 발명의 실시 예에 따른 CINR 추정 장치(350) 및 방법은 CINR 추정값에서 SAW 채널 추정값의 부정확함으로 인해 발생한 에러 플로어 값을 제거하여 일반적인 CINR 추정 장치(250)보다 CINR을 정확하게 추정한다.
도 6은 일반적인 CINR 추정 장치와 본 발명의 실시 예에 따른 CINR 추정 장치에서의 CINR 추정값을 비교하여 나타낸 도면이다.
도 6에서는 평균 윈도우 크기(2W+1) 가 9인 경우 즉, W=4인 경우 일반적인 CINR 추정장치(250)의 에러 플로어가 발생된 CINR 추정값들과, 본 발명의 실시 예에 따른 CINR 추정장치(350)의 에러 플로어가 발생되지 않은 실제 CINR 추정값들을 보여주고 있다. 도 6에서 x축은 실제 CINR 값을 나타내고, y축은 CINR 추정값을 나타낸다. 이와 같은 도 6을 참조하면, CINR 추정값들이 에러 플로어 현상 때문에 실제 CINR 추정값보다 크게 나타나던 것이 본 발명의 실시 예에 따라 에러 플로어가 제거되면서 실제 CINR 추정값과 같아지는 것을 확인할 수 있다.
상술한 본 발명의 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 여러 가지 변형이 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고 실시할 수 있다. 예컨대 본 발명의 실시 예에서는 SAW 채널 추정 방법에 의해 설명되었으나, 본 발명의 채널 추정 방법은 이와 유사한 모든 채널 추정 방법에 적용될 수도 있다. 따라서 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 의하여 정할 것이 아니고 특허청구범위와 특허청구범위의 균등한 것에 의해 정해 져야 한다.
상술한 바와 같이 본 발명은 SAW 채널 추정값을 이용하여 산출한 CINR 추정값에서 상기 SAW 채널 추정값의 부정확함으로 인해 발생한 에러 플로어 값을 제거하여 실제 CINR을 정확하게 추정할 수 있도록 한다.
또한 본 발명은 CINR을 정확히 추정할 수 있도록 함으로써 CINR 추정값을 이용하는 적응 전력 제어(APC: Adaptive Power Control)기나 적응 변복조(AMC: Adaptive Modulation and Coding)기의 성능을 향상시킬 수 있는 이점이 있다.

Claims (16)

  1. 통신시스템에서 캐리어 대 간섭 잡음비(CINR: Carrier to Interference and Noise Ratio) 추정 장치에 있어서,
    수신 신호에 미리 정해진 시퀀스 값을 곱하여 채널 통과 신호를 발생하고, 발생된 채널 통과 신호를 출력하는 채널 통과기와,
    슬라이딩 평균 윈도우(SAW: Sliding Average Window) 기반의 채널 추정 방식을 사용하여 채널 통과 신호로부터 SAW 채널 추정값을 산출하는 채널 추정기와,
    SAW 채널 추정값들을 이용해 전체 신호 파워를 구하고, 채널 통과 신호에서 SAW 추정값을 감산하여 얻어진 잡음 및 간섭 신호값을 이용하여 전체 잡음 및 간섭 파워를 구하고, 상기 전체 신호 파워와 상기 전체 잡음 및 간섭 파워를 이용하여 에러 플로어가 발생된 제 1 CINR 추정값을 산출하는 CINR 추정기와,
    상기 산출된 제 1 CINR 추정값을 역으로 계산하여 CINR 추정값 오차 함수를 구하고, 상기 CINR 추정기에 의해 산출된 제 1 CINR 추정값에서 상기 CINR 추정값 오차 함수 계수에 상응하여 발생되는 에러 플로어를 제거하여 에러 플로어가 발생되지 않은 제 2 CINR 추정값을 획득하는 에러 플로어 제거기를 포함함을 특징으로 하는 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제 1 CINR 추정값은,
    SAW 채널 추정값들을 이용하여 구해진 전체 신호 파워를 상기 잡음 및 간섭 신호값을 이용하여 구해진 전체 잡음 및 간섭 파워로 나눈 값임을 특징으로 하는 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 CINR 추정값 오차 함수는 하기 <수학식 7>과 같이 구해짐을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112007009583017-pat00034
    이때, CINRold = 상기 SAW 채널 추정값을 이용하여 산출된 제 1 CINR 추정값,
    Figure 112007009583017-pat00035
    = 에러 플로어가 발생되지 않은 제 2 CINR 추정값.
    단, 신호의 좌우에 각각 Wl과 Wr개의 부반송파를 이용할 경우임.
  4. 제3항에 있어서, 상기 에러 플로어 제거기는,
    상기 산출된 제 1 CINR 추정값에서 상기 CINR 추정값 오차 함수의 1차 계수에 의해 발생되는 제 1 에러 플로어를 제거하는 제 1 에러 플로어 제거기를 포함함을 특징으로 하는 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 CINR 추정값 오차 함수의 0차 계수에 의해 발생되는 제 2 에러 플로어를 제거하는 제 2 에러 플로어 제거부를 포함함을 특징으로 하는 장치.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 제 1 에러 플로어 제거기는 상기 CINR 추정값 오차 함수의 1차 계수에 의해 생성되는 제 1 에러 플로어를 제거하기 위해 상기 산출된 CINR 추정값에 {(W1+Wr)2 + W1 + Wr}/(W1+Wr+1)2를 곱하는 곱셈기를 포함하고, 여기서 W1과 Wr은 신호 좌우에 정렬된 부 반송파들을 나타냄을 특징으로 하는 장치.
  7. 제 5항에 있어서,
    상기 제 2 에러 플로어 제거기는 상기 CINR 추정값 오차함수의 0차 계수에 의해 발생되는 제 2 에러 플로어를 제거하기 위해 제 1 에러 플로어 제거된 CINR 추정값에서 1/(W1+Wr+1)을 감산하는 감산기를 포함하고, 여기서 W1과 Wr은 신호 좌우에 정렬된 부 반송파들을 나타냄을 특징으로 하는 장치.
  8. 캐리어 대 간섭 잡음비(CINR: Carrier to Interference and Noise Ratio) 추정 방법에 있어서,
    수신 신호에 미리 정해진 시퀀스 값을 곱한 채널 통과 신호로부터 슬라이딩 평균 윈도우(SAW: Sliding Average Window) 방식의 채널 추정 방식을 사용하여 SAW 채널 추정값을 산출하는 제 1 과정과,
    상기 채널 통과 신호에서 SAW 추정값을 감산하여 잡음 및 간섭 신호값을 산출하는 제 2 과정과,
    상기 산출된 SAW 채널 추정값들을 이용하여 전체 신호 파워를 구하는 과정과,
    상기 전체 신호 파워와 상기 전체 잡음 및 간섭 신호값을 이용하여 제 1 CINR 추정값을 산출하는 제 3 과정과,
    상기 산출된 제 1 CINR 추정값을 역으로 계산하여 CINR 추정값 오차 함수를 구하는 제 4 과정과,
    상기 산출된 제 1 CINR 추정값에서 상기 CINR 추정값 오차 함수의 계수에 상응하여 발생되는 에러 플로어를 제거하여 에러 플로어가 발생되지 않은 제 2 CINR 추정값을 획득하는 제 5 과정을 포함함을 특징으로 하는 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 제 1 CINR 추정값을 계산하는 과정은,
    SAW 채널 추정값들을 이용하여 구해진 상기 전체 신호 파워를 상기 전체 잡음 및 간섭 파워로 나누는 과정을 포함함을 특징으로 하는 방법.
  10. 제8항에 있어서, 상기 CINR 추정값 오차 함수는 하기 <수학식 8>과 같이 구해짐을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112007009583017-pat00051
    이때, CINRold = 상기 SAW 채널 추정값을 이용하여 산출된 제 1 CINR 추정값,
    Figure 112007009583017-pat00052
    = 에러플로어가 발생되지 않은 제 2 CINR 추정값.
    단, 신호의 좌우에 각각 Wl과 Wr개의 부반송파를 이용할 경우임.
  11. 제8항에 있어서, 상기 에러 플로어를 제거하는 과정은,
    상기 CINR 추정값 오차 함수의 1차 계수에 의해 발생되는 제 1 에러 플로어를 제거하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 방법.
  12. 제8항 및 제11항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 에러 플로어를 제거하는 과정은 상기 오차 함수의 0차 계수에 의해 야기되는 제 2 에러 플로어를 제거하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 방법.
  13. 제12항에 있어서, 상기 제 2 에러 플로어를 제거하는 과정은,
    상기 CINR 추정값 오차함수의 0차 계수에 의해 발생되는 제 2 에러 플로어를 제거하기 위해 제 1 에러 플로어를 제거한 CINR 추정값에서 1/(W1+Wr+1)을 감산하는 과정을 포함하고, 여기서 W1과 Wr은 신호 좌우에 정렬된 부 반송파들을 나타냄을 특징으로 하는 방법.
  14. 제11항에 있어서, 상기 제 1 에러 플로어를 제거하는 과정은,
    상기 CINR 추정값 오차 함수의 1차 계수에 의해 생성되는 제1 에러 플로어를 제거하기 위해 상기 산출된 제 1 CINR 추정값에 {(W1+Wr)2 + W1 + Wr}/(W1+Wr+1)2를 곱하는 과정을 포함하고, 여기서 W1과 Wr은 신호 좌우에 정렬된 부 반송파들을 나타냄을 특징으로 하는 방법.
  15. 통신 시스템에서 캐리어 대 간섭 잡음비(CINR: Carrier to Interference-and-Noise Ratio) 추정 방법에 있어서,
    채널 추정 방법을 이용하여 에러 플로어 함수값을 가지는 제 1 CINR 추정 값들을 계산하는 과정과,
    제 1 CINR 값들로부터 에러 플로어 함수값을 제거하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 에러 플로어 함수는 하기 수학식 9와 같은 슬라이딩 평균 윈도우(SAW: Sliding Average Window) 채널 추정치에 의해 발생됨을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112007009583017-pat00053
    이때, CINRold = 상기 SAW 채널 추정값을 이용하여 산출된 제 1 CINR 추정값,
    Figure 112007009583017-pat00054
    = 에러 플로어가 발생되지 않은 제 2 CINR 추정값.
    단, 신호의 좌우에 각각 Wl과 Wr개의 부반송파를 이용할 경우임.
KR1020040037956A 2004-05-27 2004-05-27 통신 시스템에서 ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법 Expired - Fee Related KR100800765B1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020040037956A KR100800765B1 (ko) 2004-05-27 2004-05-27 통신 시스템에서 ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법
US11/120,254 US7580487B2 (en) 2004-05-27 2005-05-02 Apparatus and method for estimating a carrier to interference and noise ratio in a communication system

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020040037956A KR100800765B1 (ko) 2004-05-27 2004-05-27 통신 시스템에서 ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20050113354A KR20050113354A (ko) 2005-12-02
KR100800765B1 true KR100800765B1 (ko) 2008-02-01

Family

ID=35425251

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020040037956A Expired - Fee Related KR100800765B1 (ko) 2004-05-27 2004-05-27 통신 시스템에서 ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법

Country Status (2)

Country Link
US (1) US7580487B2 (ko)
KR (1) KR100800765B1 (ko)

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8311152B1 (en) * 2004-02-27 2012-11-13 Marvell International Ltd. Adaptive OFDM receiver based on carrier frequency offset
US7668269B2 (en) * 2005-05-09 2010-02-23 Ati Technologies, Inc. Systems, methods, and apparatus for phase noise mitigation
US7603092B2 (en) * 2006-06-19 2009-10-13 Motorola, Inc. Estimation of CINR and RSSI in a wireless communication system
KR100837696B1 (ko) * 2006-08-08 2008-06-13 한국전자통신연구원 단말기 수신성능을 이용한 채널 운영 방법 및 그에 따른 무선통신 시스템
KR100870671B1 (ko) * 2006-12-29 2008-11-26 포스데이타 주식회사 무선통신 시스템의 신호 대 간섭 잡음비 추정 방법 및 장치
US7843872B2 (en) * 2007-04-30 2010-11-30 Intel Corporation Methods and arrangements to determine a reception of a signal
KR100864835B1 (ko) * 2007-05-30 2008-10-23 한국전자통신연구원 인지무선 송신 신호의 디지털 ｔｖ 방송에 대한 간섭정도를 평가하는 모델링 장치 및 방법
US8379762B2 (en) * 2007-07-19 2013-02-19 Cisco Technology, Inc. Physical carrier to interference-plus-noise ratio techniques for wideband wireless communication networks
CN101227445B (zh) * 2008-01-23 2011-09-21 中兴通讯股份有限公司 一种在正交频分复用下计算载波干扰噪声比的方法
US8340220B2 (en) * 2008-04-11 2012-12-25 Panasonic Corporation Receiver, integrated circuit, digital television receiver, reception method, and reception program
US20090316680A1 (en) * 2008-06-20 2009-12-24 Legend Silicon Corp. Tds-ofdma communication cinr estimation
CN101729462B (zh) * 2008-10-24 2013-06-05 中兴通讯股份有限公司 一种在正交频分复用中综合测算载波干扰噪声比的方法
US7697654B1 (en) * 2009-05-28 2010-04-13 Cisco Technology, Inc. Determining effective carrier-to-interference plus noise ratio in OFDMA systems
KR101643419B1 (ko) * 2009-12-24 2016-07-27 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 위상 보상을 이용한 채널 추정 방법 및 장치
JP5590147B2 (ja) * 2010-12-03 2014-09-17 日本電気株式会社 通信装置及び通信方法
CN105024878B (zh) * 2015-06-30 2018-07-20 芯海科技（深圳）股份有限公司 一种ofdm集群系统的时延测量方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR19990065894A (ko) * 1998-01-19 1999-08-05 구자홍 디지털 티브이 시스템의 채널 간섭 제거 방법 및 장치

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6463105B1 (en) * 1999-09-13 2002-10-08 Ericsson Inc. Methods and systems for estimation of the carrier to interference ratio for a wireless communication channel
EP1176750A1 (en) * 2000-07-25 2002-01-30 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Link quality determination of a transmission link in an OFDM transmission system

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR19990065894A (ko) * 1998-01-19 1999-08-05 구자홍 디지털 티브이 시스템의 채널 간섭 제거 방법 및 장치

Also Published As

Publication number Publication date
US20050265489A1 (en) 2005-12-01
KR20050113354A (ko) 2005-12-02
US7580487B2 (en) 2009-08-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1555761B1 (en) Apparatus and method for estimating interference and noise in a communication system
EP1523143B1 (en) Receiving apparatus in OFDM transmission system
EP1653642B1 (en) Apparatus and method for estimating a carrier-to-interference-and-noise ratio in a communication system
KR100896203B1 (ko) 광대역무선접속시스템에서 데이터 복조를 위한 채널추정장치 및 방법
KR100635534B1 (ko) 고속 이동 환경을 위한 하이브리드 채널 추정 방법 및시스템
US8374266B2 (en) Iterative channel estimation method and apparatus for ICI cancellation in multi-carrier
KR100800765B1 (ko) 통신 시스템에서 ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법
US7606299B2 (en) Apparatus and method for estimating a carrier-to-interference-and-noise ratio in a communication system
EP1716684A1 (en) Method and apparatus providing time domain interpolated channel estimation with advanced noise suppression for multicarrier transmissions
KR20090013957A (ko) 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 채널 임펄스 응답의추정 오류를 보상하기 위한 장치 및 방법
US20110206031A1 (en) Receiver and receiving method
KR100678193B1 (ko) 통신 시스템에서 간섭 및 잡음 추정 장치 및 방법
KR101203861B1 (ko) 채널 추정 방법, 채널 추정기, 단말기 및 기지국
KR20060082228A (ko) 다중반송파부호분할다중접속 시스템을 위한 파일럿 기반의채널 추정 방법
KR20060072096A (ko) 선형 등화기를 사용하는 직교 주파수 분할 다중화 통신시스템에서 엘엘알 산출 방법 및 그 장치
KR20060099674A (ko) 광대역 무선 접속 통신 시스템에서 채널 추정 성능 향상을위한 장치 및 방법

Legal Events

Date Code Title Description
PA0109 Patent application

Patent event code: PA01091R01D

Comment text: Patent Application

Patent event date: 20040527

PG1501 Laying open of application
A201 Request for examination
PA0201 Request for examination

Patent event code: PA02012R01D

Patent event date: 20060228

Comment text: Request for Examination of Application

Patent event code: PA02011R01I

Patent event date: 20040527

Comment text: Patent Application

E902 Notification of reason for refusal
PE0902 Notice of grounds for rejection

Comment text: Notification of reason for refusal

Patent event date: 20061215

Patent event code: PE09021S01D

E902 Notification of reason for refusal
PE0902 Notice of grounds for rejection

Comment text: Notification of reason for refusal

Patent event date: 20070531

Patent event code: PE09021S01D

E701 Decision to grant or registration of patent right
PE0701 Decision of registration

Patent event code: PE07011S01D

Comment text: Decision to Grant Registration

Patent event date: 20071126

GRNT Written decision to grant
PR0701 Registration of establishment

Comment text: Registration of Establishment

Patent event date: 20080128

Patent event code: PR07011E01D

PR1002 Payment of registration fee

Payment date: 20080128

End annual number: 3

Start annual number: 1

PG1601 Publication of registration
PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20101230

Start annual number: 4

End annual number: 4

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20111226

Start annual number: 5

End annual number: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20121228

Year of fee payment: 6

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20121228

Start annual number: 6

End annual number: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20131230

Year of fee payment: 7

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20131230

Start annual number: 7

End annual number: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20141223

Year of fee payment: 8

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20141223

Start annual number: 8

End annual number: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20151229

Year of fee payment: 9

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20151229

Start annual number: 9

End annual number: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161228

Year of fee payment: 10

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20161228

Start annual number: 10

End annual number: 10

LAPS Lapse due to unpaid annual fee
PC1903 Unpaid annual fee

Termination category: Default of registration fee

Termination date: 20181108