JPWO2007077608A1 - 通信装置及びチャネル推定方法 - Google Patents

Abstract

高精度のチャネル推定を行う通信装置及びチャネル推定方法を提供する。当該通信装置は複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を受信する通信装置であって、受信された複数のサブキャリアのいずれか複数に配置された各パイロット信号から仮のチャネル推定値をそれぞれ生成する第１推定手段と、当該複数のサブキャリアが有する周波数帯域以外の周波数帯域に関する仮想的なチャネル推定値系列を生成し、生成された仮想チャネル推定値系列と上記複数の仮のチャネル推定値とを併せて所定の周波数帯域幅に対応するチャネル推定値系列を生成する第２推定手段と、この生成されたチャネル推定値系列を用いて、当該複数のサブキャリアのいずれか複数に関するチャネル推定値を生成する生成手段とを備える。

Description

本発明は、マルチキャリア伝送方式においてチャネル推定を行う通信装置及びチャネル推定方法に関するものである。

近年、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式は様々な通信システムの伝送方式に採用され、高い周波数利用効率による高速データ通信を実現している。ＯＦＤＭ方式は、送信データを複数に分割し、その分割された送信データを直交する複数の搬送波（サブキャリア）にそれぞれマッピングし、周波数軸上で並列に伝送する方式である。ＯＦＤＭの変調処理には逆離散フーリエ変換（以降、ＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）と表記する）、逆高速フーリエ変換（以降、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）と表記する）等が利用され、復調処理には離散フーリエ変換（以降、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）と表記する）、高速フーリエ変換（以降、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）と表記する）等が利用される。

また、ＯＦＤＭ方式を用いる通信システムでは、一般的に、チャネル変動による位相補正等を行うため、パイロット（ｐｉｌｏｔ）信号を用いた同期検波が行われる。このパイロット信号を用いた同期検波について以下に簡単に説明する。

送信装置は、既知の信号であるパイロット信号をデータ信号の間に挿入し、ＩＤＦＴ等によりＯＦＤＭ変調された信号を送信する。受信装置は、この信号を受信すると、この受信信号からＤＦＴ等の処理により各サブキャリアに対応する周波数成分の信号を出力し、この出力された信号に基づき同期検波を行う。受信機は、この同期検波をするにあたって、当該出力信号に含まれるパイロットシンボルから当該パイロットシンボルに作用した伝搬路特性を推定し（チャネル推定）、この得られたチャネル推定値によりデータ信号を補間するのである。例えば、伝搬路における位相変動が補間される場合には、既知のパイロット信号の変調位相に基づき、パイロット信号の受信位相から当該位相変動が推定され、これによりデータ信号の位相変動が補間される。

ＯＦＤＭ方式では、このようなパイロット信号を用いたチャネル推定が広く行われており、このチャネル推定値の精度が受信誤り率等の通信性能に大きく寄与することが分かっている。そして、このようなチャネル推定手法については様々な手法が提案されている。

最も簡易なチャネル推定手法として、ゼロフォーシング（以降、ＺＦ（Zero-Forcing）と表記する）がある。ＺＦは、既知のパイロット信号と受信されたパイロット信号との相関により得られた仮のチャネル周波数応答（以降、ＣＦＲ（Channel Frequency Response）と表記する）推定値をそのままチャネル推定値として用いる手法である。

また、更にチャネル推定の精度を上げるための手法として、このＺＦで求められた仮のＣＦＲ推定値を更に時間軸上及び／又は周波数軸上で平均化されたものをチャネル推定値として用いる手法が提案されている（下記非特許文献１参照）。下記非特許文献１には、ＯＦＤＭにおけるチャネル推定方法として、周波数方向に複数のサブキャリアを平均することにより、チャネル推定値の信号対雑音比（以降、ＳＮＲ（Signal Noise Ratio）と表記する）を上げる手法が開示されている。

また、上述の仮のＣＦＲ推定値をＩＦＦＴ等を用いて時間領域に変換し、この変換により得られた時間領域でのチャネルインパルス応答（以降、ＣＩＲ（Channel Impulse Response）と表記する）（遅延プロファイル）に対して重み付けや雑音除去等を行い、再度、ＦＦＴすることにより得られたＣＦＲ推定値をチャネル推定値として用いる手法が提案されている（下記非特許文献２参照）。下記非特許文献２には、上述のようにして得られたＣＩＲの受信電力が時間軸上の一定領域に集中するという伝搬路の一般的な性質を用いて、ＳＮＲの小さい時間領域を削除する（ゼロ（０）に置換する)ことによりチャネル推定を行う手法が開示されている。

また、下記特許文献１には、ＯＦＤＭ方式における受信装置において、ガードインターバルを超えた遅延波によるシンボル間干渉及びキャリア間干渉を減少させる手法が開示されている。
特開２００４−２０８２５４号公報 新、安部田、佐和橋、「繰り返しチャネル推定を用いたときの下りリンクブロードバンドパケットＴＤ−ＯＦＣＤＭの特性」、信学技報ＲＣＳ２０００−１８６、社団法人電子情報通信学会、２００１年１月 Jan-Jaap van de Beek、O.Edfors、M.Sandell、「On Channel Estimation in OFDM Systems」、Vehicular Technology Conference、1995IEEE45th Volume 2、25-28 July 1995、P.815-819

しかしながら、上述の仮のＣＦＲ推定値を平均化することによりチャネル推定の精度を上げる手法、すなわち、周波数領域での平均化を用いた推定手法では、遅延分散が大きい場合に適切に平均化する事が出来ないため高精度のチャネル推定ができないという問題があった。

また、時間領域でのＣＩＲに対し重み付けや雑音除去等を行うチャネル推定手法では、ＣＩＲが時間領域に広がりを持つことから、重み付けやゼロ置換及びゼロ追加等の雑音除去等の処理が信号成分を歪ませ、チャネル推定精度が劣化するという問題があった。例えば、上述のようにＣＩＲのうちＳＮＲの小さい時間領域を削除する手法では、一般的にはＣＩＲの受信電力は時間領域において一定時間領域に完全に集中するのではなくある程度広がりを持っているため、広がっている信号成分を雑音成分と共に除去してしまうこととなり、ＳＮＲが高い領域において高精度のチャネル推定ができないという問題があった。

本発明は、上述のような問題点に鑑みてなされたものであり、高精度のチャネル推定を行う通信装置及びチャネル推定方法を提供することを目的とする。

本発明は、上述した課題を解決するために以下の構成を採用する。即ち、本発明は、複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を受信する通信装置において、受信された複数のサブキャリアのいずれか複数に配置された各パイロット信号から、それぞれのパイロット信号に関する既知情報に基づいて、仮のチャネル推定値をそれぞれ生成する第１推定手段と、当該複数のサブキャリアが有する周波数帯域以外の周波数帯域に関する仮想的なチャネル推定値系列を生成し、生成された仮想チャネル推定値系列と上記複数の仮のチャネル推定値とを併せて所定の周波数帯域幅に対応するチャネル推定値系列を生成する第２推定手段と、この第２推定手段により生成されたチャネル推定値系列を用いて、当該複数のサブキャリアのいずれか複数に関するチャネル推定値を生成する生成手段とを備える通信装置についてのものである。

本発明では、受信されたマルチキャリア信号中のパイロット信号から、当該通信装置にとって既知の当該パイロット信号に関する既知情報（位相、振幅等）に基づいて、各パイロット信号に作用した伝搬路特性の簡易推定が行われる（第１推定手段）。

続いて、この簡易推定により得られた複数のパイロット信号に対応する複数の仮のチャネル推定値に加えて、複数のサブキャリアが有する周波数帯域以外の周波数帯域に関する仮想的なチャネル推定値系列が生成される。ここでのチャネル推定値系列とは、複数のチャネル推定値を所定の条件で並べたものを示し、複数のチャネル推定値を示す波形若しくは関数といった意味も含むものとする。そして、この仮想チャネル推定値系列と複数の仮のチャネル推定値とを併せた所定の周波数帯域幅に対応するチャネル推定値系列が生成される。

この生成されたチャネル推定値系列に所定の演算が施されることにより、最終的なチャネル推定値が生成される。このように仮想的なチャネル推定値系列を併せた情報に基づいて、最終的なチャネル推定値が生成されるため、精度の高いチャネル推定値を生成することができる。

また、本発明は、第２推定手段により生成されたチャネル推定値系列を周波数時間変換することにより時間領域のチャネルインパルス応答情報に変換する変換手段と、当該チャネルインパルス応答情報に対して所定の重み付け処理及び又は所定の補正処理を行う処理手段とを更に備え、上記生成手段がこの処理手段により処理されたチャネルインパルス応答情報に時間周波数変換を施すことにより、当該複数のサブキャリアのいずれか複数に関するチャネル推定値を生成するようにしてもよい。

本発明では、生成されたチャネル推定値系列が変換手段により時間領域のチャネルインパルス応答情報（遅延プロファイル）に変換され、処理手段により所定の処理が施され、生成手段により再度周波数領域の情報に戻されることにより、最終的なチャネル推定値が生成される。ここで、周波数時間変換には例えばＩＤＦＴ、ＩＦＦＴ等があり、時間周波数変換には例えばＤＦＴ、ＦＦＴ等がある。

また、処理手段の所定の重み付け処理とは、例えば所定の電力以下をゼロとするゼロ置換や雑音成分を除去する処理等様々な処理が含まれ、また、所定の補正処理とは、全サブキャリアに対応するパイロット信号が配置されない場合等に全サブキャリアに対応するチャネル推定値を得ることができるような補間処理等が含まれる。

従って、本発明によれば、仮想チャネル推定値系列が併せられたチャネル推定値系列に対し周波数時間変換が行われるため、変換後のチャネルインパルス応答情報の時間軸上の広がりを抑えることができる。これにより、そのチャネルインパルス応答情報へ施される重み付け等の処理によって影響を受ける信号成分を少なくすることができ、再度周波数領域の情報に戻された際に精度の高いチャネル推定値を生成することができる。

更に、このような精度の高いチャネル推定値を生成するにあたっては、仮想チャネル推定値系列を生成するだけでよいため、少ない処理量で精度の高いチャネル推定値を生成することができることになる。

また、上記第２推定手段は、上記所定の周波数帯域幅に対応するチャネル推定値系列が、当該チャネル推定値系列のうち最小と最大のそれぞれの周波数帯域に関するチャネル推定値が略一致し、周波数軸上において全体として滑らかで連続する波形を形成するように、上記仮想チャネル推定値系列を生成するようにしてもよい。

このように仮想チャネル推定値系列を生成することにより、周波数時間変換後のチャネルインパルス応答情報の時間軸上の広がりを一層抑えることができ、ひいては、精度の高いチャネル推定値を生成することができる。

また、上記第２推定手段は、高精度のチャネル推定値を生成するべく、チャネル推定値系列が周波数軸上において全体として滑らかで連続する波形を形成するために、以下のような手段を有する。

すなわち、上記第２推定手段は、周波数軸上において、上記複数の仮のチャネル推定値のうち対応するサブキャリアの周波数帯域が最大、最小のそれぞれの仮のチャネル推定値をそれぞれ開始点とし、上記複数のサブキャリアが有する周波数帯域以外の周波数帯域方向にそれぞれ伸びる２本の接線を生成し、該生成された２本の接線に関し窓関数を乗算することにより生成された波形上に仮想チャネル推定値が並ぶように上記仮想チャネル推定値系列を生成するようにしてもよい。

このようにすることで、複数の仮のチャネル推定値のうち対応するサブキャリアの周波数帯域が最大、最小のそれぞれの仮のチャネル推定値から延びる波形、すなわち、生成される仮想チャネル推定値が並ぶ波形を連続で滑らかな波形とすることが可能となる。

なお、当該接線の生成手法は様々な方法が考えられる。例えば、サブキャリアの周波数帯域が最大、最小のそれぞれの仮のチャネル推定値を直接結ぶような接線であってもよいし、予め決められた所定の傾きを持つ接線であってもよい。

また、当該接線の傾きを、上記各開始点から周波数軸におけるそれぞれ所定の周波数帯域幅内の仮のチャネル推定値に基づいてそれぞれ求めるようにしてもよい。

これにより、複数の仮のチャネル推定値のうち、対応するサブキャリアの周波数帯域が最大、最小となる周波数帯域からそれぞれ所定幅内にある周波数帯域に関する仮のチャネル推定値に基づき、それら仮のチャネル推定値が形成する傾きを持った接線を生成することができる。例えば、算出されるこの傾きは、上記所定幅内にある周波数帯域に関する仮のチャネル推定値の平均傾きとしてもよい。これにより、生成される仮想チャネル推定値が並ぶ波形を連続でより滑らかな波形とすることができる。

なお、本発明は、上述の本発明に係る通信装置と同様の特徴を有するチャネル推定方法、情報処理装置（コンピュータ）を通信装置として機能させるプログラム、或いは、当該プログラムを記録した記録媒体として実現可能である。また、本発明に係る通信装置とは、例えば、無線により相互に通信を行う通信装置であっても、有線により通信を行う通信装置であっても、また、コンピュータ内でインタフェース信号としての通信を行う装置、素子等であってもよい。

本発明によれば、高精度のチャネル推定を行う通信装置及びチャネル推定方法を提供することができる。

図１は実施形態における送信装置の機能構成を示す図である。 図２はＯＦＤＭフレームの構成例を示す図である。 図３は実施形態における受信装置の機能構成を示す図である。 図４はチャネル推定部の機能構成を示す図である。 図５は仮のＣＦＲ推定値における周波数スペクトルを示す図である。 図６は仮想ＣＦＲ推定値の追加の概念を示す図である。 図７は仮想ＣＦＲ推定値の波形生成の第１例を示す図である。 図８は仮想ＣＦＲ推定値の波形生成の第２例を示す図である。 図９はＯＦＤＭフレーム構成の変形例を示す図である。 図１０はチャネル推定処理フローを示す図である。 図１１は変形例におけるチャネル推定部の構成を示す図である。 図１２は本実施形態におけるチャネル推定時のＣＩＲ分布を示す図である。 図１３は第二変形例におけるＯＦＤＭフレーム構成の例を示す図である。 図１４は第二変形例におけるチャネル推定部の構成を示す図である。 図１５は第三変形例におけるチャネル推定部の構成を示す図である。

符号の説明

１０ パイロット多重部
１１、２３ シリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部
１２、２７３ ＩＤＦＴ部
１３、２５ パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部
１４ デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換部
１５ アップコンバージョン部
１６ アンテナ素子
２１ ダウンコンバージョン部
２２ アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換部
２４、２７５ ＤＦＴ部
２６ 同期検波部
２７ チャネル推定部
２７１ ゼロフォーシング（ＺＦ）部
２７２ 仮想チャネル追加部
２７４ 重み付け部
２７６ 窓関数乗算部
２７７ 補間処理部
２７９ 重み行列乗算部

以下、図面を参照して、本発明の実施形態における通信装置について説明する。なお、以下の説明では説明の便宜のため、本実施形態における通信装置を受信装置と送信装置とに分け説明するものとする。しかしながら、本発明は、このような構成に限定されるものではなく、以下に述べる受信機能及び送信装置能双方を備える通信装置であってもよい。あくまで、以下の実施形態の構成は例示であり、本発明は実施形態の構成に限定されない。

また、本実施形態における通信装置とは、例えば、無線により相互に通信を行う移動端末及び基地局装置（アクセスポイント）であり、また、有線により通信を行う電力線通信装置等である。また、コンピュータ内でインタフェース信号としての通信を行う装置、素子等であってもよい。

〔送信装置〕
本実施形態における受信装置の説明をする前に、まず、当該受信装置で受信される信号を送信する送信装置について説明する。以下、送信装置の機能構成について図１を用いて説明する。図１は、送信装置の機能構成を示す図である。なお、以下の送信装置の機能は、ＯＦＤＭ方式による送信装置の一例を示したものであり、本発明はこのような送信装置に限定されるものではない。

送信装置は、パイロット多重部１０、シリアル／パラレル（以降、Ｓ／Ｐと表記する）変換部１１、ＩＤＦＴ部１２、パラレル／シリアル（以降、Ｐ／Ｓと表記する）変換部１３、デジタル／アナログ（以降、Ｄ／Ａと表記する）変換部１４、アップコンバージョン部１５、アンテナ素子１６等を有する。

パイロット多重部１０は、送信すべきデータ信号（制御信号等も含む）と共に既知の信号であるパイロット信号を受けると、当該データ信号とパイロット信号をＯＦＤＭフレームに基づく所定の位置に配置したシリアル信号列を生成する。ここで、ＯＦＤＭフレーム構成について図２を用いて簡単に説明する。図２は、本実施形態におけるＯＦＤＭフレーム構成の例を示す図である。

図２に示すＯＦＤＭフレームでは、ＯＦＤＭシンボルがサブキャリア周波数―時間配列上に配置される。本実施形態におけるＯＦＤＭフレームは、各フレームがＮ_C個のサブキャリアから構成され、各サブキャリアが更に時間軸で１０シンボルから構成され、各サブキャリアにパイロット信号及びデータ信号がそれぞれ配置される。なお、本発明は、ＯＦＤＭフレームを図２に示す例に限定するものでなく、パイロット信号がデータ信号に混じって配置されていればよいものとする。

上述のＯＦＤＭフレーム構成に基づく送信データ列は、１フレーム内のａシンボル目のｂサブキャリアに配置されるデータをＤａ（ｂ）と定義した場合には、以下のように示される。

Ｄ₁（１）、Ｄ₂（１）、・・・、Ｄ₁₀（１）、
Ｄ₁（２）、Ｄ₂（２）、・・・、Ｄ₁₀（２）、
・・・・・・、
Ｄ₁（Ｎ_C）、Ｄ₂（Ｎ_C）、・・・、Ｄ₁₀（Ｎ_C）
パイロット多重部１０は、各フレームの先頭にＮ_Cサブキャリア分パイロットシンボルを配置する。すなわち、パイロット多重部１０は、図２に示すように、送信データ列におけるＤ₁（１〜Ｎ_C）にパイロットシンボルＰ１〜ＰＮ_Cを配置し、制御情報等を含んだデータシンボルを各フレーム内２シンボル目から１０シンボル目に割り当てる。

Ｓ／Ｐ変換部１１は、パイロット多重部１０により生成されたシリアル信号列をサブキャリア数（Ｎ_C）分並列に並べたパラレル信号に変換する。

ＩＤＦＴ部１２は、Ｓ／Ｐ変換部１１から出力されるパラレル信号に対して各ＯＦＤＭシンボル単位でＩＤＦＴ処理を行う。通常、このＩＤＦＴ処理で利用されるＩＤＦＴサイズは有効なサブキャリア数（Ｎ_C）よりも大きいため、ＩＤＦＴ部１２は、入力されたＮｃ個のパラレル信号の残りのＮ_C＋１からＮの区間にゼロ（０）信号を設定し、全部でＮ個のパラレル信号に対して、ＩＤＦＴ処理を行う。

ＩＤＦＴ部１２へ入力されるＮ個のパラレル信号をＴＤ（１）〜ＴＤ（Ｎ）で表した場合に、ＩＤＦＴ部１２から出力される各サブキャリアの時間軸上の信号ＴＥ（１）〜ＴＥ（Ｎ）は以下の式（１）で示すことができる。式（１）におけるｅｘｐに対応する値はメモリ内のテーブル等に記憶しておき、乗算器と加算器により当該ＴＥ（ｆ）を演算することが可能である。

ＩＤＦＴ部１２から出力される各サブキャリアの時間軸上の信号ＴＥ（ｆ）は、Ｐ／Ｓ変換部１３により合成多重され、ガードインターバル付加部（図示せず）等によりガードインターバルが付加され、Ｄ／Ａ変換部１４によりアナログ信号に変換される。この変換されたアナログ信号は、アップコンバージョン部１５により信号の中心周波数を無線送信周波数に変換され、アンテナ素子１６から送信される。

〔受信装置〕
以下、本発明の実施形態における受信装置について図３を用いて説明する。図３は、本実施形態における受信装置の機能構成を示す図である。

本実施形態における受信装置は、ダウンコンバージョン部２１、アナログ／デジタル（以降、Ａ／Ｄと表記する）変換部２２、Ｓ／Ｐ変換部２３、ＤＦＴ部２４、Ｐ／Ｓ変換部２５、同期検波部２６、チャネル推定部２７等を有する。

ダウンコンバージョン部２１は、アンテナ素子により受信された無線送信周波数信号をベースバンド信号に変換する。このベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換部２２によりデジタル信号に変換された後、Ｓ／Ｐ変換部２３により送信装置でのＩＤＦＴサイズと同じＮサンプルのパラレル信号に変換される。なお、このとき、パラレル信号からガードインターバルが除去される。

ＤＦＴ部２４は、入力されたパラレル信号に対してＤＦＴ処理を行い、各サブキャリア成分に対応するＮ個の信号を出力する。このＤＦＴ処理で利用されるＤＦＴサイズは、送信装置で利用されたＩＤＦＴサイズと同じものである。このとき、出力されたＮ個の信号のうち、Ｎ_C＋１〜Ｎ個の信号は送信装置により設定されたゼロ信号であるため、この信号は削除される。この出力されたパラレル信号は、Ｐ／Ｓ変換部２５によりシリアル信号列に並べ替えられ、同期検波部２６へ出力される。

同期検波部２６は、入力されたシリアル信号列をチャネル推定部２７から渡されるチャネル推定値を用いて同期検波を行う。同期検波部２６による同期検波処理は、フレーム内のシンボルｎのサブキャリアｍのデータ信号をｘ_m（ｎ）、同フレーム先頭のパイロット信号から推定されたサブキャリアｍのチャネル推定値をｙ_mとすると、同期検波後の対応する出力をｚ_m（ｎ）は、以下の式（２）で表すことができる。なお、式（２）に示す＊は、複素共役を示す。

同期検波後の出力信号ｚ_m（ｎ）は、復調部等へ出力される。

なお、本実施形態では、周波数―時間変換処理をＩＤＦＴとし、時間―周波数変換処理をＤＦＴとしているが、本発明はこれらに限定するものではなく、周波数―時間変換処理をＩＦＦＴとし、時間―周波数変換処理をＦＦＴとしてもよい。

＜チャネル推定部＞
チャネル推定部２７は、ＤＦＴ部２４から出力される信号のうち各フレームの先頭に配置されたパイロット信号に基づき、チャネル推定を行う。以下、チャネル推定部２７の詳細について図４を用いて説明する。図４は、チャネル推定部の機能構成を示す図である。なお、以下の説明では、チャネル推定部２７に入力される各サブキャリアに対応する信号成分をｘとし、チャネル推定部２７から出力されるチャネル推定値をｙとする。

チャネル推定部２７は、ＺＦ部２７１、仮想チャネル追加部２７２、ＩＤＦＴ部２７３、重み付け部２７４、ＤＦＴ部２７５等を有する。

ＺＦ部２７１は、入力される信号ｘからゼロフォーシングにより仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZFを求める。入力される各サブキャリアに対応する信号成分ｘは、周波数選択性フェージングにより、以下の式（３）のように表すことができる。サブキャリアｍに関し、ｘ_mが受信信号を示し、ｈ_mがＣＦＲを示し、Ｐ_mがパイロット信号を示し、ｎ_mが雑音成分を示す。

ＺＦ部２７１は、ゼロフォーシングにより、上記式（３）のｘ_mから既知のパイロット信号Ｐ_mをキャンセルし、仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZF（ｍ）を得る。このゼロフォーシングは、下記式（４）に示すことができる。なお、ｍに関しては、アクティブサブキャリアである１〜Ｎ_Cにはパイロット信号が存在し、Ｎ_C＋１〜Ｎにはゼロ（０）が設定されている。

このときの仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZF（ｍ）についての周波数スペクトルを図５に示す。図５は、仮のＣＦＲ推定値における周波数スペクトルを示す図である。図５に示すように、仮のＣＦＲ推定値では、Ｎ_C＋１〜Ｎにデータが存在しないためＤＦＴサイズの両端で波形が連続にならない。これにより、この仮のＣＦＲ推定値を用いてＩＤＦＴ処理を行った場合、得られるＣＩＲは時間領域で広がりを持ったものとなってしまう。

従って、仮想チャネル追加部２７２は、本来データが存在していない区間［Ｎ_C＋１〜Ｎ］に仮想的なＣＦＲ推定値ｈ_VCFRを生成し、サブキャリア区間［１〜Ｎ_C］についての仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZFに追加することにより、Ｎ成分ベクトル（下記式（５）参照）を生成する。

なお、仮想チャネル追加部２７２による仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRの生成手法については後述する。

ＩＤＦＴ部２７３は、生成されたＮ成分ベクトルに対してＩＤＦＴ処理を施す。これにより、ＩＤＦＴ部２７３は、Ｎサイズの時間領域におけるＣＩＲを得る。ＩＤＦＴ部２７３により求められたＣＩＲは、時間領域における広がりを抑えたものになる。ここでのＩＤＦＴ演算を下記式（６）に示す。ηはＣＩＲを示し、Ｆ⁺はＦの複素共役転置行列を示し、ＦはＤＦＴ演算を示す行列である。Ｆで示す行列の成分を下記式（７）に示す。式（７）におけるｊは虚数単位である。

重み付け部２７４は、ＩＤＦＴ部２７３により求められたＣＩＲに対して、重み付けを行う。重み付け部２７４は、メモリ等に予め保持される所定の閾値（例えば、電力値）を用い、当該閾値よりも低い領域の信号成分をゼロ置換する。重み付け部２７４によりゼロ置換されたＣＩＲを下記式（８）に示す。

なお、本実施形態における重み付け部２７４は、ゼロ置換を用いたが、その他の重み付けを行うようにしてもよく、本発明は、ＣＩＲに対する重み付け手法を限定するものではない。

ＤＦＴ部２７５は、重み付けされたＣＩＲに対してＤＦＴ処理を行い、ＣＦＲ推定値を得る。このときのＤＦＴ処理を下記式（９）に示す。^Tは、転置を示し、〜は重み付けした値であることを示す。

ＤＦＴ部２７５は、得られたＣＦＲ推定値のうち１〜Ｎ_C個までの値をＣＦＲ推定値ｙとして出力する。出力されたＣＦＲ推定値ｙは、同期検波部２６に渡される。

＜＜仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRの生成＞＞
仮想チャネル追加部２７２による仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRの生成手法としては、さまざまな手法が考えられる。本発明は仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRの生成手法を限定するものではなく、本来データの存在していない区間［Ｎ_C＋１〜Ｎ］全てがゼロ近似する値とならなければ、生成された仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRはいずれの値を採るものであってもよいものとする。なお、ＩＤＦＴ処理後に得られるＣＩＲの時間領域での広がりを抑え高精度のチャネル推定を行うためには、区間［１〜Ｎ］の波形が滑らかに連続となるような仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRを生成するのが好ましい。

図６は、仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRの追加の例を示す図である。図６の例による仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRは、ＤＦＴの開始位置の値をそのままその開始位置からＤＦＴサイズ分ずらした位置（Ｎ）の値として、区間［Ｎ_C＋１〜Ｎ］の波形が滑らかに連続となるように生成される。このように生成された仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRを用いたチャネル推定では、ＩＤＦＴ処理後に得られるＣＩＲの時間領域での広がりを抑えることができ高精度のチャネル推定を行うことができる。

以下、区間［１〜Ｎ］の波形が滑らかに連続となるような仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRの生成手法について図７を用いて説明する。図７は、仮想ＣＦＲ推定値の波形生成の例を示す図である。仮想チャネル追加部２７２は、当該仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRの波形を、サブキャリアＮ_Cにおける仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZF（Ｎ_C）を開始点とし、周波数帯域ＮにおけるＣＦＲ推定値をサブキャリア１における仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZF（１）として終点とする連続波形として生成する。

このとき、仮想チャネル追加部２７２は、サブキャリアＮ_Cにおいて、仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZF（Ｎ_C）を通りｈ_ZF（ｍ）の傾きと一致する直線Ｆ（ｍ）と、周波数帯域Ｎにおいて、仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZF（１）を通りｈ_ZF（ｍ）の傾きと一致する直線Ｇ（ｍ）とを生成する。仮想チャネル追加部２７２は、この直線Ｆ（ｍ）とＧ（ｍ）に所定のウエイトを掛けることにより、仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRを生成する。このときの仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRの生成式を以下の式（１０）に示す。式（１０）のＬはパラメータ定数であり、通信に利用するサブキャリア数等により調整することが可能である。このパラメータ定数Ｌは、予めメモリ等に記憶するようにしてもよい。

なお、上述の直線Ｆ（ｍ）及びＧ（ｍ）については、ｈ_ZF（ｍ）の傾きと一致するものとしているが、この場合によい効果が得られるというものであり、当然、一致しない独自の直線であってもよい。

次に、上述の直線Ｆ（ｍ）及びＧ（ｍ）について、ｈ_ZF（ｍ）の傾きと一致させる生成手法の例について説明する。以下の生成手法によれば、当該直線Ｆ（ｍ）及びＧ（ｍ）の傾きをｈ_ZF（ｍ）の傾きと一致させることができる。この場合、 仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRの開始点となるサブキャリアＮ_C付近及び終点となる周波数帯域Ｎ（サブキャリア１のコピー）付近の所定の数（サンプル数Ｎ_est）の値を用いて直線Ｆ（ｍ）及びＧ（ｍ）を求める。

図８は、サンプル数Ｎ_estを用いた仮想ＣＦＲ推定値の波形生成の例を示す図である。その時の算出式を下記式（１１）に示す。サンプル数Ｎ_estはパラメータ定数であり、サブキャリア数、通信環境等により調整するようにしてもよい。このサンプル数Ｎ_estは、予めメモリ等に記憶するようにしてもよい。

上述のように、サンプル数を用いて仮想ＣＦＲ推定値の波形を生成する場合等には、パイロット信号をＮ_C個のサブキャリアのうち周波数の小さい帯域のサブキャリア及び周波数の大きい帯域のサブキャリア周辺に密度高く配置し、それ以外のサブキャリアにはそれより密度低く配置するようにしてもよい（図９参照）。

このようにすることで、仮想ＣＦＲ推定値の波形は滑らかに生成することができ、更に、パイロット信号の挿入頻度を下げることにより、その分送信すべきデータシンボルを増やすことができるため、周波数利用効率を上げることができる。

〔動作例〕
次に、本発明の実施形態における通信装置の動作例について図１０を用いて以下に説明する。図１０は、本実施形態におけるチャネル推定処理フローを示す図である。

アンテナ素子により受信された無線送信周波数信号は、ベースバンド信号に変換され（ダウンコンバージョン部２１）、デジタル信号に変換され（Ａ／Ｄ変換部２２）、Ｎサンプルのパラレル信号に変換される（Ｓ／Ｐ変換部２３）。このとき、ガードインターバルも除去される。当該パラレル信号は、ＤＦＴ処理が施され、各サブキャリア成分に対応するＮ個の信号が出力される（ＤＦＴ部２４）。このとき、出力されたＮ個の信号のうち、１〜Ｎ_Cの信号はパイロット信号に相当し、Ｎ_C＋１〜Ｎ個の信号は送信装置により設定されたゼロ信号に相当する。

チャネル推定部２７は、ＤＦＴ部２４から出力されたＮ個の信号を受けると（Ｓ７０１）、受信された信号をＺＦ部２７１に渡す。

ＺＦ部２７１は、入力された信号からゼロフォーシングにより仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZF（ｍ）を得る（Ｓ７０２）。このとき、得られた仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZF（ｍ）のうち、区間［Ｎ_C＋１〜Ｎ］の値はデータが存在しない状態（ゼロ）となっている。得られた仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZF（ｍ）は、仮想チャネル追加部２７２に渡される。

仮想チャネル追加部２７２は、本来データが存在していない区間［Ｎ_C＋１〜Ｎ］に、区間全体［１〜Ｎ］の波形が滑らかに連続となるように、仮想的なＣＦＲ推定値ｈ_VCFRを生成する（Ｓ７０３）。仮想チャネル追加部２７２は、仮想的なＣＦＲ推定値ｈ_VCFRをサブキャリア区間［１〜Ｎ_C］についての仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZFに追加することにより、Ｎ成分ベクトルを生成する（Ｓ７０４）。このＮ成分ベクトルは、ＩＤＦＴ部２７３に渡される。

ＩＤＦＴ部２７３は、生成されたＮ成分ベクトルに対してＩＤＦＴ処理を施す（Ｓ７０５）。これにより、ＩＤＦＴ部２７３は、Ｎサイズの時間領域におけるＣＩＲを得る。ＩＤＦＴ部２７３により求められたＣＩＲは、時間領域における広がりを抑えたものになっている。このＣＩＲは、重み付け部２７４に渡される。

重み付け部２７４は、ＩＤＦＴ部２７３により求められたＣＩＲに対して、所定の重み付けを行う（Ｓ７０６）。所定の重み付けは、例えば、所定の閾値よりも低い領域の信号成分をゼロ置換するというものでもよい。重み付けされたＣＩＲは、ＤＦＴ部２７５に渡される。

ＤＦＴ部２７５は、重み付けされたＣＩＲに対してＤＦＴ処理を行い、ＣＦＲ推定値を得る（Ｓ７０７）。ＤＦＴ部２７５は、得られたＣＦＲ推定値のうち１〜Ｎ_C個までの値をＣＦＲ推定値ｙとして同期検波部２６に渡す（Ｓ７０８）。

同期検波部２６は、入力されたシリアル信号列をチャネル推定部２７から渡されるチャネル推定値を用いて同期検波を行う。

〈実施形態における作用／効果〉
本実施形態における通信装置（受信装置）では、精度の高いチャネル推定を実施するうえで、区間［１〜Ｎ］の波形が滑らかに連続となるような仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRが生成される。この仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRは、本来データが存在しない周波数帯域、すなわち、通信によって使用されない周波数帯域区間［Ｎ_C〜Ｎ］に対応するものとして生成される。

この仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRは、周波数軸上において当該仮想ＣＦＲ推定値が形成する波形を考えることにより生成される。この仮想ＣＦＲ推定値波形は、サブキャリアＮ_Cにおいて、仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZF（Ｎ_C）を通りｈ_ZF（ｍ）の傾きと一致する直線Ｆ（ｍ）と、周波数帯域Ｎにおいて、仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZF（１）を通りｈ_ZF（ｍ）の傾きと一致する直線Ｇ（ｍ）とに基づき、この直線Ｆ（ｍ）とＧ（ｍ）に所定のウエイトを掛けることにより生成される。

また、この直線Ｆ（ｍ）及びＧ（ｍ）については、仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRの開始点若しくは終点とされるサブキャリアから所定のサンプル数Ｎｅｓｔの仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZFに基づき、それらの傾きが決定される。

このように、本実施形態によれば、本来データが存在しない周波数帯域、すなわち、通信によって使用されない周波数帯域についての仮想のＣＦＲ推定値が生成され、それを含めたＣＦＲ推定値に対してＩＤＦＴ処理が施されるため、ＩＤＦＴ処理後に得られるＣＩＲの時間領域での広がりを抑えることができる。この効果について図１２に示す。図１２は、本実施形態のチャネル推定におけるＩＤＦＴ処理後のＣＩＲの分布を示す図である。図１２に示すように、高い電力を示す時間軸上のサンプル数が、点線で示す従来方法に比べ実線で示す本実施形態の手法のほうが少なくなっている。

従って、その後の処理においてＣＩＲに対する重み付け等の処理によって影響を受ける信号成分を少なくすることができ、再度周波数領域の情報に戻された場合に精度の高いチャネル推定値を生成することができる。

〔第一の変形例〕
上述の本実施形態における受信装置では、仮想チャネル追加部２７２により生成された上記式（５）に示すＮ成分ベクトルに対してＩＤＦＴ部２７３がＩＤＦＴ処理を施すこととしているが、仮想チャネル追加部２７２が当該Ｎ成分ベクトルに対して更に窓関数を乗算するようにしてもよい（式（１２）参照）。この場合のチャネル推定部の構成を図１１に示す。図１１は、当該変形例におけるチャネル推定部の構成を示す図である。この場合には、窓関数乗算部２７６が下記式（１２）から（１４）に関する処理を行う。

ここでは、特に窓関数を限定するものではないが、例えば、ハニング（Hanning）窓関数を用いる場合には、下記式（１３）が用いられる。式（１３）のＱはパラメータ定数であり、予めメモリ等に記憶されるようにしてもよい。

また、中心をＮ_C／２とした窓関数を用いるようにしてもよい。この場合には、Ｎ_C＋（Ｎ−Ｎ_C）／２≦ｍ＜Ｎにおいて、ｍ＝１付近と連続に接続するような仮想ＣＦＲ推定値を追加しているため、連続を失わないように下記式（１４）に示す窓関数を乗算する。

この場合、ＤＦＴ部２７５は、得られたＣＦＲ推定値のうち１〜Ｎ_C個までの値から更に当該窓関数をキャンセルし、得られた値をＣＦＲ推定値ｙとして出力する（式（１５）参照）。

また、上述の変形例では、仮想チャネル追加部２７２が当該Ｎ成分ベクトルに対して更に窓関数を乗算するようにしているが、その他、ＺＦ部２７１からの仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZFに対して上記窓関数を乗算し、その結果を元に仮想ＣＦＲ推定値を生成するようにしてもよい。

〔第二の変形例〕
上述の実施形態では、図２に示すような全てのサブキャリアにパイロット信号が配置される場合の例を示していた。以下、パイロット信号が全てのサブキャリアに配置されていない場合（以下、第二変形例と表記する）における受信装置について図１３及び１４を用いて説明する。図１３は、第二変形例におけるＯＦＤＭフレーム構成を示す図である。図１４は、第二変形例におけるチャネル推定部の構成を示す図である。

第二の変形例では、パイロット信号は、図１３に示すようにＮ_rep個のサブキャリアに１つしか割り当てられていない。すなわち、パイロット信号Ｐ（１）、Ｐ（２）、Ｐ（３）、・・・、Ｐ（ｋ）、・・・、Ｐ（Ｎ₁）が各サブキャリアに割り当てられている。ここで、Ｎ₁は、パイロット信号が割り当てられている数である。

第二の変形例におけるチャネル推定部２７には、上述の実施形態に加えて更に、補間処理部２７７が設けられる。以下、図１４を用いて、第二変形例におけるチャネル推定部２７の動作について説明する。

ＺＦ部２７１に入力される信号をｘ_kNrepとし、当該サブキャリアにおける既知のパイロット信号をＰ_kNrepとすると、ＺＦ部２７１により取得される仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZF（ｋ）は、下記式（１６）により示される。

仮想チャネル追加部２７２は、上記仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZF（ｋ）を受けると、Ｍ＝２^m＞Ｎ₁となるＭを用い、Ｍ−Ｎ₁の値を持つ仮想的なＣＦＲ推定値ｈ_VCFRを生成する。仮想チャネル追加部２７２は、この生成された仮想的なＣＦＲ推定値ｈ_VCFRを上記仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZF（ｋ）に追加することにより、Ｍ成分ベクトル（下記式（１７）参照）を生成する。

なお、この仮想ＣＦＲ推定値ｈ_VCFRの生成手法については、上述の実施形態と同様である。

その後、ＩＤＦＴ部２７３は、生成されたＭ成分ベクトルに対してＩＤＦＴ処理を施す。これにより、ＩＤＦＴ部２７３は、Ｍサイズの時間領域におけるＣＩＲを得る。ここでのＩＤＦＴ演算を下記式（１８）に示す。η_MはＣＩＲを示し、Ｆ_M ⁺はＦ_Mの複素共役転置行列を示し、Ｆ_MはＭサイズでのＤＦＴ演算を示す行列である。

重み付け部２７４は、ＩＤＦＴ部２７３により求められたＣＩＲに対して、重み付けを行う。当該重み付けは、雑音成分をキャンセルするような所定のウエイトを掛け合わせるようにしてもよいし、所定の閾値を用いたゼロ置換等であってもよい。ここで、重み付け係数をＷ_Mで示し、重み付け部２７４で得られる信号をｇ_Mで示すと、下記式（１９）のように示される。

補間処理部２７７は、重み付け部２７４で得られる信号をｇ_MにおけるＭ成分の並びに対して適当な位置にゼロ（０）を挿入ことにより、当該信号ｇ_MをＮ成分の信号ｇ_Nにする（式（２０）参照）。本発明は、この補間処理部２７７の処理におけるゼロを挿入する位置を限定するものではないが、式（２０）に示すように信号ｇ_Mの成分の中央付近に挿入することにより、精度の高いＣＦＲ推定値を得ることができる。

ＤＦＴ部２７５は、補間処理部２７７により補間されたサイズＮの時間軸信号ｇ_Nに対してＤＦＴ処理を行い、ＣＦＲ推定値を得る。ＤＦＴ部２７５は、得られたＣＦＲ推定値のうち１〜Ｎ_C個までの値をＣＦＲ推定値ｙとして出力する。

これにより、第二変形例における受信装置では、全サブキャリアにパイロット信号を配置しないフレーム構成においても、全サブキャリアのチャネル推定値を得ることができる。なお、上述の重み付け部２７４により処理される重み係数Ｗ_Mを１とし、重み付けを行わない構成とした場合においても、従来の補間処理に比べ、正確な補間処理を行う事が出来る。

〔第三の変形例〕
上述の実施形態では、チャネル推定部２７は図４に示されるような構成を有し、仮想チャネル追加部２７２から出力されるＮ成分ベクトル（ＣＦＲ推定値ｈ_VCFR、仮のＣＦＲ推定値ｈ_ZF）に対し、ＩＤＦＴ処理（ＩＤＦＴ部２７３）、重み付け処理（重み付け部２７４）、ＤＦＴ処理（ＤＦＴ部２７５）が施され、その結果得られたＣＲＦ推定値ｙを同期検波部２６に出力していた。

しかしながら、このようなＩＤＦＴ処理、重み付け処理、及びＤＦＴ処理は、数学的には行列演算として表す事が可能である。よって、この行列演算で用いられる行列を重み行列として定義し、この重み行列を乗算する機能部を上述の実施形態におけるＩＤＦＴ部２７３、重み付け部２７４及びＤＦＴ部２７５等の代わりに設けるようにしてもよい。この場合の重み行列Ｕは、式（２１）のように示すことができる。ここで、Ｆ、Ｗ、Ｆ＋はそれぞれ上述の実施形態で示すようにＦ⁺はＦの複素共役転置行列を示し、ＦはＤＦＴ演算を示す行列であり、Ｗは重み付け演算を示す行列である。

第三変形例におけるチャネル推定部の機能構成を図１５に示す。図１５は、第三変形例におけるチャネル推定部の機能構成を示す図である。第三変形例におけるチャネル推定部２７は、ＺＦ部２７１、仮想チャネル追加部２７２及び重み行列乗算部２７９等から構成される。

重み行列乗算部２７９は、仮想チャネル追加部２７２から受けるＮ成分ベクトルに対し、ＩＤＦＴ処理、重み付け処理、ＤＦＴ処理の代わりに定義される重み行列を乗算し、ＣＦＲ推定値ｙを出力する。ここで、重み行列乗算部２７９における計算処理は、例えば当該重み行列としてトープリッツ型の行列を用いる場合にはＦＩＲ ＦＩＬＴＥＲ構成などの畳み込み積分処理又は移動平均処理などで構成するようにしてもよい。

重み行列乗算部２７９で用いられる重み行列Ｕは、上述の式（２１）に示す行列Ｕではなく、下記式（２２）に示すような行列としてもよい。式（２２）に示す重み行列Ｕは、Ｎ行Ｎ列の行列であり、その各成分がＵ_n、_mとして示されている。

上記式（２２）に示す重み行列は、当該重み行列をＩＤＦＴ処理、重み付け処理、ＤＦＴ処理を示す行列等で分解できないような構成としている。従って、この場合の重み行列Ｕは、上記式（２１）のように表すことはできない。

しかしながら、この重み行列Ｕは、サブキャリアｎ＝２〜Ｎ_C−１に対応する演算は畳み込み積分を表現しているため、出力される値については上述の実施形態と同様の効果が得られる。

このような重み行列Ｕを用いた第三変形例は、本発明が上述の実施形態のようにチャネル推定部２７における処理において、仮想チャネル追加部２７２から出力されるＮ成分ベクトルに対して施される処理を限定するものではないことを示している。

Claims (12)

1. 複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を受信する通信装置において、
   受信された前記複数のサブキャリアのいずれか複数に配置された各パイロット信号から、それぞれのパイロット信号に関する既知情報に基づいて、仮のチャネル推定値をそれぞれ生成する第１推定手段と、
   前記複数のサブキャリアが有する周波数帯域以外の周波数帯域に関する仮想的なチャネル推定値系列を生成し、生成された仮想チャネル推定値系列と前記複数の仮のチャネル推定値とを併せて所定の周波数帯域幅に対応するチャネル推定値系列を生成する第２推定手段と、
   前記第２推定手段により生成されたチャネル推定値系列を用いて、前記複数のサブキャリアのいずれか複数に関するチャネル推定値を生成する生成手段と、
   を備える通信装置。
2. 前記第２推定手段により生成されたチャネル推定値系列を周波数時間変換することにより時間領域のチャネルインパルス応答情報に変換する変換手段と、
   前記チャネルインパルス応答情報に対して所定の重み付け処理及び又は所定の補正処理を行う処理手段と、
   を更に備え、
   前記生成手段は、
   前記処理手段により処理されたチャネルインパルス応答情報に時間周波数変換を施すことにより、前記複数のサブキャリアのいずれか複数に関するチャネル推定値を生成する、
   請求項１に記載の通信装置。
3. 前記第２推定手段は、前記所定の周波数帯域幅に対応するチャネル推定値系列が、該チャネル推定値系列のうち最小と最大のそれぞれの周波数帯域に関するチャネル推定値が略一致し、周波数軸上において全体として滑らかで連続する波形を形成するように、前記仮想チャネル推定値系列を生成する、
   請求項１又は２に記載の通信装置。
4. 前記第２推定手段は、周波数軸上において、前記複数の仮のチャネル推定値のうち対応するサブキャリアの周波数帯域が最大、最小のそれぞれの仮のチャネル推定値をそれぞれ開始点とし、前記複数のサブキャリアが有する周波数帯域以外の周波数帯域方向にそれぞれ伸びる２本の接線を生成し、該生成された２本の接線に関し窓関数を乗算することにより生成された波形上に仮想チャネル推定値が並ぶように前記仮想チャネル推定値系列を生成する、
   請求項３に記載の通信装置。
5. 前記第２推定手段は、前記各開始点から周波数軸におけるそれぞれ所定の周波数帯域幅内の仮のチャネル推定値に基づいて、前記接線の傾きをそれぞれ求める、
   請求項４に記載の通信装置。
6. 前記パイロット信号は、前記複数のサブキャリアが有する周波数帯域のうち、中間の周波数帯域を有するサブキャリアよりも、最小及び最大となる周波数帯域付近の周波数帯域を有するサブキャリアに多くの割合で配置される、
   請求項１から５のいずれか１つに記載の通信装置。
7. 前記パイロット信号は、前記複数のサブキャリアが有する周波数帯域のうち、中間の周波数帯域を有するサブキャリアよりも、最小及び最大となる周波数帯域から前記所定の周波数帯域幅内の周波数帯域を有するサブキャリアに多くの割合で配置される、
   請求項５に記載の通信装置。
8. 前記処理手段は、
   前記所定の重み付け処理を、前記チャネルインパルス応答情報に対応する電力が所定の閾値より小さいサンプルを雑音成分と見なして除去するゼロ置換処理とし、
   前記所定の補正処理を、前記チャネルインパルス応答情報の時間軸上の所定の範囲にゼロを追加する処理とする、
   請求項２から７のいずれか１つに記載の通信装置。
9. 前記複数の仮のチャネル推定値に対して窓関数を乗算する乗算手段を更に備え、
   前記第２推定手段は、生成された仮想チャネル推定値系列と前記乗算手段の乗算結果とを併せて所定の周波数帯域幅に対応するチャネル推定値系列を生成する、
   請求項２から８のいずれか１つに記載の通信装置。
10. 前記変換手段は、前記第２推定手段により生成されたチャネル推定値系列に対して窓関数を乗算し、その乗算結果を周波数時間変換により時間領域のチャネルインパルス応答情報に変換する、
    請求項２から８のいずれか１つに記載の通信装置。
11. 複数のサブキャリアからなるマルチキャリア信号を受信する通信装置におけるチャネル推定方法であって、
    受信された前記複数のサブキャリアのいずれか複数に配置された各パイロット信号から、それぞれのパイロット信号に関する既知情報に基づいて、仮のチャネル推定値をそれぞれ生成する第１推定ステップと、
    前記複数のサブキャリアが有する周波数帯域以外の周波数帯域に関する仮想的なチャネル推定値系列を生成し、生成された仮想チャネル推定値系列と前記複数の仮のチャネル推定値とを併せて所定の周波数帯域幅に対応するチャネル推定値系列を生成する第２推定ステップと、
    前記第２推定ステップにより生成されたチャネル推定値系列を用いて、前記複数のサブキャリアのいずれか複数に関するチャネル推定値を生成する生成ステップと、
    を備えるチャネル推定方法。
12. 前記第２推定ステップにより生成されたチャネル推定値系列を周波数時間変換することにより時間領域のチャネルインパルス応答情報に変換する変換ステップと、
    前記チャネルインパルス応答情報に対して所定の重み付け処理及び又は所定の補正処理を行う処理ステップと、
    を更に備え、
    前記生成ステップは、
    前記処理ステップにより処理されたチャネルインパルス応答情報に時間周波数変換を施すことにより、前記複数のサブキャリアのいずれか複数に関するチャネル推定値を生成する、
    請求項１１に記載のチャネル推定方法。

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